CN1599510B - 电声换能方法、电声换能装置以及音响系统 - Google Patents

Abstract

控制提供给阵列中的多个电声换能器的音频电信号，从而实现相对于与阵列的操作相关联的参数而变化的方向性和声量特性。信号控制导致当所述特性变化时，阵列的辐射的声能谱发生变化。补偿阵列的辐射的声能谱中的变化。

Description

电声换能方法、电声换能装置以及音响系统

技术领域

本发明一般涉及电声换能，具体涉及用于选择性地改变与声级有关的声波辐射模式的新颖的装置和技术。

背景技术

关于背景技术，可参考在此引用作为参考的美国专利第4,739,514号，第5,361,381号，第RE37,223号，第5,809,153号，公开号为US 2003/0002693以及商业可获得的Bose 3·2·1音响系统。

发明内容

总的来说，在一个方面，本发明以下述方法为特征：该方法包括控制将被提供至阵列中的多个电声换能器的音频电信号，以获得相对于与所述阵列的操作相关联的参数而变化的方向性和声量特性，信号控制导致当所述特性变化时，阵列的辐射的相对声能谱基本保持相同。

本发明的实现包括下列特征中的一个或多个。变化基于由用户选择的音量级。补偿基于在被控制的音频电信号中所检测到的信号电平。所述控制包括减小用于较高音量级的多个音频电信号中的一个的幅度。所述控制包括以可选的比例组合中间电信号的两个分量。音频电信号的控制包括调节在限定频率范围上的多个信号中的一个的电平。音频电信号的控制包括在高通滤波器中处理多个信号中的一个，并在辅助全通滤波器中处理多个信号中的其它信号。

总的来说，在另一个方面，本发明的特征在于一种装置，该装置包括：输入端，用于接收输入音频电信号；和电路，用于(a)根据输入音频信号来生成由阵列的一对电声换能器使用的两个相关的输出音频电信号，(b)控制所述两个输出信号以实现相对于与阵列的操作相关联的参数而变化的预定的方向性和声量特性，和(c)补偿由于信号控制而产生的阵列的辐射的声能谱中的变化。

本发明的实现包括系列特征中的一个或多个。电路包括动态均衡器。动态均衡器包括一对信号处理路径以及用于混合在该两条路径上处理的信号的混合器。所述电路还用于基于音量级来补偿所述变化。

通常，在另一个方面，本发明的特征在于一种电声换能器阵列，包括：一对电声换能器，分别由相关的电信号分量来驱动；输入端，用于接收输入音频电信号；和电路，用于(a)生成由阵列的一对电声换能器使用的两个相关的输出音频电信号，(b)控制两个输出信号以实现相对于与阵列的操作相关联的参数而变化的预定的方向性和声量特性，和(c)补偿由于信号控制而产生的阵列的声能谱中的变化。所述电路包括动态均衡器。所述动态均衡器包括一对信号处理路径以及用于混合在该两条路径上处理的信号的混合器。所述装置包括第二输入端，用于传送指示由所述电路使用的音量级的信号。

总的来说，在另一个方面，本发明的特征在于一种音响系统，包括一对电声换能器阵列，每个阵列包括：一对电声换能器或驱动器，分别由相关的电信号分量来驱动；输入端，用于接收输入音频电信号；和电路，用于(a)生成由阵列的一对电声换能器使用的两个相关的输出音频电信号，(b)控制两个输出信号以实现相对于与阵列的操作相关联的参数而变化的预定的方向性和声量特性，和(c)补偿由于信号控制而产生的阵列的辐射的声能谱中的变化。

总的来说，在另一个方面，本发明的特征在于一种装置，包括扩音器阵列，所述阵列包括一对相邻的扩音器，每个扩音器具有一个沿着其从扩音器辐射声能的轴；以及电路，用于(a)根据输入音频信号来生成由一对扩音器使用的两个相关的输出音频电信号，(b)控制所述两个输出信号，以实现预定的方向性和声量特性，所述扩音器被定向为使得所述轴分离大约60度角。

本发明的一个重要目的是提供具有多个优点的电声换能。

附图说明

当组合附图进行阅读时，从随后的描述中，本发明的其他特征、目的和优点将变得清楚，其中：

图1是根据本发明的、固定在房间内的电声系统的图示表示；

图2是图解说明根据本发明的系统的逻辑结构的方框图；

图3是图解说明根据本发明的子系统的逻辑结构的方框图；

图4是图解说明根据本发明的信号处理系统的逻辑结构的方框图。

图5是作为音量级的函数的控制指数的图示表示；

图6是作为高通和全通滤波器的频率的函数的相位的图示表示；

图7是作为频率的函数的辐射能在不同能级的图示表示；

图8是作为频率的函数的均衡响应在不同级别的图示表示；

图9是另一个实施例的、作为频率的函数的辐射能在不同能级的图示表示；

图10是作为频率的函数的均衡响应在不同级别的图示表示；

图11是图解说明均衡模块的逻辑结构的方框图；

图12是作为音量级的函数的滤波器系数的图示表示；

图13是图解说明根据本发明的系统的逻辑结构的方框图。

具体实施方式

现在参考附图，更具体地说参考图1，根据本发明的扩音器系统300包括：左扩音器外壳302L，其具有内侧驱动器302LI和外侧驱动器302LO；和右扩音器外壳302R，其具有右内侧驱动器302RI和右外侧驱动器302RO。测量出的每个外壳中的内侧和外侧驱动器的中心之间的间距典型的是81mm。这些外壳被构造和布置为辐射在中和高频率范围中的频谱分量，所述中和高频率范围典型的是从大约210Hz到16KHz。扩音器系统300还包括低音外壳310，其具有被构造和布置为辐射在低音频率范围中的频谱分量的驱动器312，所述低音频率范围典型的是在20Hz和210Hz之间。扩音器驱动器模块306将电信号传送至每个驱动器。通常存在一条辐射路径307，来自左外侧驱动器302LO从墙304L反射至听众320，以及来自右外侧驱动器302RO在从右墙304R反射之后经过路径316。左外侧驱动器302LO和右外侧驱动器302RO的表面声像(apparent acoustic image)分别是I302LO和I302RO。对于低于预定频率F_d＝c/2D的频谱分量，其中c＝331m/s，是空气中的声速，D是驱动器中心之间的间距，典型地为0.081m，其中F_d是大约2KHz，每个外壳的辐射模式被定向为远离听众320，从而使向每个外壳的外侧比向听众320辐射更多的能量。

对于较高频率范围，典型地为2KHz以上，来自内侧驱动器302LI和302RI的声音分别经由直接路径308和314到达听众320，并且来自外侧驱动器302LO和302RO的声音在分别从墙304L和304R反射之后到达听众320。

参见图2，示出了图解说明实施驱动器模块306的电路的逻辑结构的方框图。数字音频信号N激活典型地是晶体CS 98000芯片的解码器340，该解码器接收以诸如AC3或DTS等多种音频格式中的任意一种格式编码的数字音频，并向单独的声道提供解码的信号，对于典型的5.1声道环绕系统，所述单独的声道典型地为左、右、中央、左环绕、右环绕和低频效应(LFE)。典型地为模拟器件21065L的DSP芯片342进行信号处理，以便生成和控制将被提供至外壳内侧的驱动器的音频信号，所述外壳内侧的驱动器包括右外壳304R、左外壳304L和低音外壳310中的那些驱动器。D/A转换器344将数字信号转换成模拟形式，用于由激活各个驱动器的放大器346进行放大。

驱动器中心之间的距离81mm相当于大约240μs的传播延迟。在低于F_d的频率范围内，将系统构造和布置为驱动在外壳内的多个驱动器中的一个驱动器从而使其辐射抵消信号，所述抵消信号衰减了1dB并且相对于激活其他驱动器的信号极性反向，以在低于F_d的所有频率提供180°的相对相移。这一衰减减少了抵消的范围，使得在定位模式(directivity pattern)中保留尖槽口同时辐射更多的能量。通过将到多个驱动器中的一个的信号路径中的延迟从0μs改变为240μs，当所提供的信号延迟为相当于中心之间的传播延迟的240μs时，有效定位模式从用于0μs延迟的偶极的定位模式改变为用于心形线的定位模式。对于这些极值之间的信号延迟，一个或多个槽口逐渐地改变方向。除了使用可变的延迟来改变定位模式之外，也可以使用其他信号处理技术，例如改变施加到各种驱动器的信号的相对相位和数量。

根据本发明，在频率F_d以下，可以通过衰减施加到多个驱动器中的一个的、典型地为抵消信号的宽带信号来减少抵消，或者在较窄的频率范围以上，可以通过衰减仅在所述较窄频率范围上的一个信号。下面更加具体地描述抵消的频率选择性修改。

存在多种可以修改抵消的方法。此处更加具体的描述的方法的优点在于：当通过衰减在整个频率范围上或频率范围的一部分上的抵消信号来完成修改时，可以通过均衡来补偿作为由消除修改而产生的频率的函数的、所辐射的能量的方向性中产生的变化。修改施加到驱动器的信号的相对数量、相对相位、或相对数量和相位的任何处理可用来修改抵消。可以通过再次改变来修改相对数量。可以使用一个驱动器的信号路径中同相地修改数量的频率选择滤波器，同时可以使用另一个驱动器的信号路径中的第二辅助滤波器来实现所选择的频率范围上的相对数量，所述第二辅助滤波器具有平坦的数量响应，但是具有与第一滤波器的相位响应相匹配的相位响应。只能通过变化用于不同驱动器的信号路径中的相对延迟，或使用具有平坦的数量响应、但是在每个信号路径中具有不同相位响应的多个滤波器来修改相对相位。例如，每个信号路径中的具有不同截止频率的全通滤波器具有这一属性。可以通过使用每个信号路径中的不同滤波器来实现相对数量和相位两者的变化，其中所述滤波器可以具有最小或非最小(nonminimum)相位特性以及任意相关数量特性中的一个或两个。

参见图3，示出了图解说明扩音器驱动器模块306的一个实施例的方框图。多声道信号激活向动态均衡器502提供扩音器信号的信号处理模块500，所述动态均衡器502向阵列处理模块504提供动态均衡的扩音器信号。信号处理模块500典型地接收代表多声道的电信号，所述多声道例如对于典型5.1声道环绕实现的左、右、中央、左环绕、右环绕、LFE，并且可以将例如左和左环绕的一些输入电信号组合为用于扩音器驱动器的聚合的输出电信号。信号处理模块500还可以执行额外的信号处理，例如整形电信号的频谱，从而在通过动态均衡器502和阵列处理模块504处理之后，与听众302处的适当的扩音器相组合的处理器模块500的传递函数获得所希望的频率响应。

阵列处理模块504提供每一个用于驱动单独的驱动器的电信号，所述单独的驱动器诸如在诸如302R外壳中的302RI和302RO。施加到驱动器的电信号具有用于确定由外壳所辐射的声信号的定位模式的相对相位和数量。在组合于此作为参考的前述公开号为US2003/0002693中更加全面地描述了用于生成单独电信号以获得定位模式的方法。阵列处理模块504根据一组所希望的方向性和声量特性来提供这些电信号。用户可以使用音量控制508来选择所希望的声量级。当用户选择较高音量级中的一个时，阵列处理模块504被构造和布置来减少抵消。

动态均衡器模块502补偿由于阵列处理模块504的影响而引起的辐射的声信号的频谱中的变化。由于可以基于音量级、已知的所希望的定位模式、和希望作为音量级的函数而发生的抵消中的已知变化来确定这些影响，音量控制508可以将音量级馈入到动态均衡器模块502(除了信号处理模块500和阵列处理模块504之外)，以建立补偿所辐射的声信号的频谱变化的均衡量，从而保持作为频率的函数的、系统的辐射的相对功率响应基本上一致。信号处理模块500通过以诸如44.1kHz的足够的采样率采样输入电信号来执行数字信号处理，并产生数字电输出信号。可选的，可以对输入电信号进行模拟信号处理，以产生模拟电输出信号。

动态均衡器502和阵列处理模块504可以用模拟电路、数字信号电路、或者数字和模拟信号处理电路的组合来实现。信号处理可以用硬件、软件、或硬件和软件的组合来进行。

参见图4，示出了阵列处理模块504的示例实施例的方框图。输入电信号600被传送至可变全通滤波器614的输入602，以及用于激活可变延迟电路611的反相器610的输入606。反相器610在所有的频率相对于在输入602上传递的信号提供180°的相对相移。可变延迟单元611具有响应Hτ(Ω)＝E^-jΩτ，其将电信号延迟一段可变的时间量τ。这一时间延迟控制一个外壳中的两个驱动器之间的相对相位延迟以及作为结果产生的定位模式。可变延迟电路611的输出激活可变高通滤波器612。这一滤波器用来优先逐渐排除较低频率从而减少低频抵消。抵消减少仅在设定的阈值音量以上发生，所述阈值音量典型地接近于最大音量设定。在这一音量设定以下，抵消不受影响。在这一阈值以上，高通滤波器612的截止频率随着音量级的增加而逐渐地上升。

在一个实施例中，可变高通滤波器612开始对高于V＝86(在一个系统中，其中V＝100表示最大系统音量，并且辐射的声压级按照音量级的每个单位阶跃变化大约0.5dB)的音量级进行滤波。滤波器索引子模块616根据i＝f₁(V)＝u(V-86)+u(V-88)+u(V-90)+u(V-92)+u(V-94)，V＝1，2，...100，其中u(V)为单位阶跃函数，来提供索引信号i作为音量级V的函数。如图5中所示，索引信号i随着音量级V而增大，所述音量级在86和94之间每两个音量级增长一次。对于低于V＝86的音量级，索引信号为i＝0，并且高通滤波器的截止频率足够低，从而高通滤波器对信号具有最小的影响(如果有的话)(例如，处在或低于210Hz的截止频率)。通过以下等式来确定高通滤波器频率响应：

$H_{\mathrm{HP}}^i\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{-\mathrm{\ω}}^2}{{\mathrm{\ω}}_i^2-{\mathrm{\ω}}^2+\frac{j{\mathrm{\ω}}_i\mathrm{\ω}}{Q}},$ 对于i≥1，

其中 $Q=1/\sqrt{2},$ ω_i是角截止频率(弧度/秒)，其根据ω₀/2π＝210，ω₁/2π＝219，ω₂/2π＝269，ω₃/2π＝331，ω₄/2π＝407，ω₅/2π＝501，和 $j=\sqrt{-1},$ 随着索引信号i的增长而增长。初始截止频率f₀＝210Hz(f₀＝ω₀/2π)对于在大约210Hz到3kHz的中频范围内工作的阵列的方向性具有最小的影响。根据可接受的方向性和声级来选择最高截止频率f₅＝501Hz(例如，通过收听测试)。阵列处理模块504的这一实现保持了所有音量级的高于501Hz的频率阵列的方向性。以允许扩音器系统高声播放的86和高于86的音量级来系统地改变频率在210至501之间的阵列的方向性。

由于所以高通滤波器612的相位响应潜在地能够显著地改变两条路径之间的相位关系，第一路径602包括可变全通滤波器614，该全通滤波器具有大致与高通滤波器的相位响应相匹配的相位响应，以便至少部分地补偿任何相位影响。基本精确的匹配是可能的，其中临界地衰减高通滤波器，全通滤波器是具有与高通滤波器相同的截止频率的第一级全通滤波器。可变全通滤波器614对于低于V＝86的音量级，具有频率响应 $H_{\mathrm{AP}}^0\left(\mathrm{\ω}\right)=1;$ 对于处在或高于V＝86的音量级，具有频率响应 $H_{\mathrm{AP}}^i\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}-{\mathrm{\ω}}_i}{\mathrm{j\ω}+{\mathrm{\ω}}_i}.$ 滤波器索引子模块616还将索引信号i提供至可变全通滤波器614，从而其相位大致追随可变高通滤波器612的相位，这是通过使高通和全通滤波器的截止频率追随索引信号中的改变而实现的。图6示出了用于219Hz截止频率f₁(f₁＝ω₁/2π)的相位H_HP ⁱ(ω)和H_AP ⁱ(ω)。该曲线示出了第二级高通滤波器612的相位702与第一级全通滤波器614的相位704适当地匹配。

在一些实现中，在第二路径606中包括固定的低通滤波器618，用于限制指向内侧的一个驱动器608的高频输出，以便从指向外侧的外侧驱动器604引导大多数高频声能。低通滤波器减少来自抵消驱动器的高频输出，从而只通过外侧驱动器来辐射高频信息。在一种实现中，低通滤波器618的频率响应是 $H_{\mathrm{LP}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{{\mathrm{\ω}}_L}^2}{{\mathrm{\ω}}_L^2-{\mathrm{\ω}}^2+\frac{j{\mathrm{\ω}}_L\mathrm{\ω}}{Q}},$ 其中 $Q=\frac{1}{\sqrt{2}},$ 且ω_L＝3kHz是截止频率。

使用平滑更新入射脉冲响应(IIR)数字滤波器在多个连续索引之间进行切换是有利的。混合序列使信号路径内(或外)的多个连续滤波器平滑地具有斜坡，同时在人工产物的转变空闲(transition free of artifact)期间清除滤波器的状态。

参见图7，六曲线族800表示当由动态均衡器模块502补偿时由阵列处理模块504产生的辐射声能谱的改变的例子。曲线族800是两元件扩音器阵列的辐射的声能谱S₂(ω)相对于单个扩音器元件(对应于完全关闭的第二扩音器元件)的辐射的声能谱S₁(ω)的对数曲线： $-10\log \left(\frac{S_2\left(\mathrm{\ω}\right)}{S_1\left(\mathrm{\ω}\right)}\right).$ 几乎平直的曲线802表示较高滤波(f₅＝501Hz)的第二阵列元件的残余效应。连续曲线的形状从表示初始滤波(f₀＝201Hz)的曲线804的形状开始几乎连续地进行改变。对于初始滤波的情形——曲线804，由于破坏性干扰，两元件阵列的低频处的辐射能比单个元件的辐射能小得多(即，S₂(ω)＜S₁(ω))。处于低频的曲线804示出数量 $Y=-10\log \left(\frac{S_2\left(\mathrm{\ω}\right)}{S_1\left(\mathrm{\ω}\right)}\right)$ 具有大的正值，其意味着S₂(ω)＜S₁(ω)。可以通过试验测量(例如，在无回声环境或在房间中进行)、通过理论建模、通过仿真、或通过所述方法的组合来生成这样的曲线。

参见图9，九曲线族801表示在由阵列处理模块的另一种实现方法所产生的辐射声能谱中的改变的例子。在这一实现方法中，阵列处理模块在连续音量级上简单地衰减由两驱动器阵列的内侧驱动器(抵消驱动器)辐射的幅度，以增大声级。由内侧驱动器辐射的幅度经在从V＝86到V＝94的九个音量级上从相对于外侧驱动器的初始值-4dB衰减至值-40dB(对于最大声音输出)。几乎平直的曲线812表示来自内侧驱动器的、较高地衰减(-40dB)的辐射的残余效应。连续曲线的形状从表示初始衰减(-4dB)的曲线814的形状开始几乎连续地进行改变。对于初始衰减的情形——曲线814，由于破坏性干扰，两驱动器阵列的低频的辐射能比单个驱动器的辐射能小得多(即，S₂(ω)＜S₁(ω))。

图11示出了动态均衡器模块502的实现的方框图，所述动态均衡器模块的参数被选择用来当阵列方向性改变时补偿辐射的声能谱中的改变。输入电信号900来自信号处理模块500，并且输出电信号912传送给阵列处理模块504。输入电信号被分成路径902上的第一信号和路径904上的第二信号。滤波器系数子模块910根据 $C=f_2\left(V\right)=1-\frac{(V-86)}{8}[u(V-86)-u(V-94)]-u(V-94)$ 提供系数信号C，作为音量级V的函数，如图12所示。系数信号C被施加到子模块90频带子模块908，以确定第一滤波路径902和第二未滤波路径904的比例，其在加法器914中相组合以产生输出电信号912。结果输出信号912是根据传递函数：H_EQ(ω)＝1+C(H)_A(ω)-1)的、输入信号900的均衡的版本，其中H_A(ω)是补偿第二阵列驱动器的影响的滤波器的频率响应。

对于处于或低于V＝86的音量级，系数信号C具有值1，并且根据阵列滤波器子模块906的频率响应 $H_A\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{(\mathrm{j\ω}-z_1^{+})(\mathrm{j\ω}-z_1^{-})(\mathrm{j\ω}-z_2^{+})(\mathrm{j\ω}-z_2^{-})}{(\mathrm{j\ω}-p_1^{+})(\mathrm{j\ω}-p_1^{-})(\mathrm{j\ω}-p_2^{+})(\mathrm{j\ω}-p_2^{-})}$ 来均衡输出信号912，其中四个极点p₁ ^±，p₂ ^±和四个零点z₁ ^±，z₂ ^±具有 $-\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2Q}\±j\sqrt{{\mathrm{\ω}}_0^2-{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2Q}\right)}^2}$ 的形式，并且在表1或2中示出了对应于那些的值。表1对应于用于图7的高通滤波的消除器实现的值。表2对应于用于图8的衰减的消除器实现的值。

对于处于或低于V＝94的音量级，系数信号C的值为0，并且输出信号912与输入信号900相同，不受第二阵列驱动器的影响被均衡。对于在86和94之间的音量级，第二阵列驱动器的输出从音量设定84开始逐渐减少，同时使用动态均衡器模块502保留频谱从而允许阵列在音量设定94和94以上获得显著增加的辐射。动态均衡器模块502适当地滤波输出信号，以补偿第二阵列驱动器的变化结果(通过滤波或衰减)。

表1

极点/零点：	ω<sub>0</sub>(Hz)  Q
		p<sub>1</sub><sup>±</sup>    p<sub>2</sub><sup>±</sup>    z<sub>1</sub><sup>±</sup>    z<sub>2</sub><sup>±</sup>	1600   0.73    2750   0.92    1680   0.74    3990   0.95

表2

极点/零点：	ω<sub>0</sub>(Hz)    Q
		p<sub>1</sub><sup>±</sup>    p<sub>2</sub><sup>±</sup>    z<sub>1</sub><sup>±</sup>    z<sub>2</sub><sup>±</sup>	727     1.16    266     0.83    684     1.14    441     0.72

[0049]图9中示出了对应于图11中的高通滤波消除器实现的六个音量级中每一个的频谱响应|H_EQ(ω)|²。平直曲线808表示用于对应于曲线802的相对频谱的均衡，曲线811表示用于对应于曲线804的相对频谱的均衡。表示阵列处理效果的曲线族800与表示均衡的曲线族806之间的匹配最好足够接近，以便提供基本一致的辐射的声能谱。

图10中示出了对于图11中的衰减消除器实现的九个音量级中每一个的频谱响应|H_EQ(ω)|²。平直曲线818表示用于对应于曲线812的相对频谱的均衡，曲线820表示用于对应于曲线814的相对频谱的均衡。表示阵列处理效果的曲线族810与表示均衡的曲线族816之间的匹配最好足够接近，以便提供与由听众所察觉到的一致的声能谱。

参见图13，扩音器驱动器模块306的可替换实现包括：信号处理模块1000、动态均衡器模块1002、和阵列处理模块1004，具有用于向动态均衡器模块1002和阵列处理模块1004提供控制信号的检测器1006。在这一实现中，音量控制1008确定信号处理模块1000中的电信号的幅度，检测器1006确定一个或多个输出电信号的电平，以提供所辐射的能级的指示。在这一实现中，阵列方向性和补偿均衡都作为所检测的信号电平的函数而被改变。可以使用这一检测到的控制信号、音量控制、或与阵列的操作相关联的任何其他参数来实现如上所述的方向性和声量特性的控制。

显然本领域的技术人员现在可以对此处所公开的特定装置和技术作出许多不同的使用和修改。例如，阵列处理和动态均衡可以在单个模块中执行。扩音器系统中的每个驱动器阵列可以具有单独的扩音器驱动器模块。可以对电信号分量(例如基于第一声道)进行抵消和声量特性的控制以及相关联的补偿均衡，所述电信号分量与其他电信号分量(例如基于第二声道)相组合以驱动阵列的驱动器。从而，本发明将被构造为包含由此处所公开的装置和技术中呈现的或拥有的每一个和所有新颖特征以及多个特征的新颖的组合，并且本发明由所附权利要求的精神和范围唯一地限定。

Claims (17)

1.一种电声换能方法，包括步骤：

控制将被提供至阵列中的一对电声换能器的音频电信号，以获得作为音频电信号的信号电平的函数的方向性和补偿均衡，从而在低于频率Fd＝c/2D时减少来自阵列的电声换能器的声输出信号的抵消，其中D是换能器之间的距离并且c是声速，信号控制导致当特性变化时，阵列的辐射的声能谱发生变化，以及

调整均衡以补偿所述阵列的辐射的声能谱中的变化，

其中补偿所述声能谱中的变化在控制所述音频电信号之前发生，并且

其中补偿所述声能谱中的变化包括：保持所辐射的声能谱基本上一致。

2.如权利要求1所述的方法，其中由于信号控制而产生的声能谱中的变化是可以预测的，并且补偿所述声能谱中的变化是基于该预测的。

3.如权利要求1所述的方法，其中补偿所述声能谱中的变化基于由用户选择的音量级。

4.如权利要求1所述的方法，其中补偿所述声能谱中的变化基于在被控制的音频电信号中所检测到的信号电平。

5.如权利要求1所述的方法，其中控制所述音频电信号包括：减小用于较高音量级的多个音频电信号中的一个的幅度。

6.如权利要求1所述的方法，其中控制所述音频电信号包括：调节在限定频率范围上的多个信号中的一个的电平。

7.如权利要求1所述的方法，其中控制所述音频电信号包括：在高通滤波器中处理多个信号中的一个，并在辅助全通滤波器中处理多个信号中的其它信号。

8.一种电声换能装置，包括：

输入端，用于接收输入音频电信号；

一个阵列中的多个电声换能器；以及

电路，包括：

用于根据被输入到所述阵列中的电声换能器上的输入音频信号来生成两个相关的输出音频电信号的装置，

用于获得作为音量控制的函数的预定的方向性和补偿均衡、从而在低于频率F_d＝c/2D时减少来自阵列的电声换能器的声输出信号的抵消的装置，其中D是换能器之间的距离并且c是声速，以及

均衡器，用于补偿由于信号控制而产生的阵列的声能谱中的变化，其中补偿所述声能谱中的变化包括：保持所辐射的声能谱基本上一致。

9.如权利要求8所述的装置，其中所述均衡器包括动态均衡器。

10.如权利要求9所述的装置，其中所述动态均衡器包括：

一对信号处理路径，其中一条路径包括用于处理所述一条路径上的信号的滤波器，另一条路径包括用于对所述另一条路径上的信号加权的子模块；以及

用于组合在该两条路径上处理的信号的组合器。

11.如权利要求9所述的装置，其中所述电路还被构造和布置为基于音量级来补偿所述变化。

12.根据权利要求8所述的装置，其中所述阵列包括第一和第二靠近放置的扩音器驱动器，该第一和第二扩音器驱动器的轴基本成60°角放置。

13.一种电声换能器阵列，包括：

相关电信号分量源；

多个电声换能器，分别由所述相关的电信号分量来驱动；

输入端，用于接收输入音频电信号；以及

电路，包括：

用于生成被输入到所述阵列的电声换能器上的两个相关的输出音频电信号的装置，

用于控制两个相关的输出音频电信号以获得作为音量控制的函数的预定的方向性和补偿均衡、从而在低于频率F_d＝c/2D时减少来自阵列的电声换能器的声输出信号的抵消的装置，其中D是换能器之间的距离并且c是声速，和

均衡器，用于补偿由于信号控制而产生的阵列的辐射的声能谱中的变化，

其中补偿所述声能谱中的变化包括：保持所辐射的声能谱基本上一致。

14.如权利要求13所述的阵列，其中所述均衡器包括动态均衡器。

15.如权利要求14所述的阵列，其中所述动态均衡器包括：

一对信号处理路径，其中一条路径包括用于处理所述一条路径上的信号的滤波器，另一条路径包括用于对所述另一条路径上的信号加权的子模块；以及

用于组合在该两条路径上处理的信号的组合器。

16.如权利要求13所述的阵列，还包括：第二输入端，用于传送指明所述电路使用的音量级的信号。

17.一种音响系统，包括：

相关电信号分量源；以及

一对电声换能器阵列，每个阵列包括：

多个电声换能器，分别由所述相关的电信号分量来驱动，

输入端，用于接收输入音频电信号，和

电路，包括：

用于生成被输入到所述阵列的电声换能器上的两个相关的输出音频电信号的装置，

用于控制两个输出信号以获得作为音量控制的函数的预定的方向性和补偿均衡、从而在低于频率F_d＝c/2D时减少来自阵列的电声换能器的声输出信号的抵消的装置，其中D是换能器之间的距离并且c是声速，和

均衡器，用于补偿由于信号控制而产生的阵列的声能谱中的变化，

其中补偿所述声能谱中的变化包括：保持所辐射的声能谱基本上一致。

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