JP4615170B2 - スマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はワイヤレス通信技術に関し、詳細には、スマート・アンテナを備えるワイヤレス・ベース・ステーションもしくはユーザ・ターミナルにおける干渉キャンセレーション処理技術に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
現代のワイヤレス通信システムにおいて（特に、ＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおいて）、システム・キャパシティおよびシステム感度を高め、より低い放射力でより遠い通信距離を得るために、スマート・アンテナが一般に使用されている。
【０００３】
中国における特許「スマート・アンテナによる時分割二重同期符号分割多重接続ワイヤレス通信システム」(CN 97 104039.7)において、スマート・アンテナを備えたワイヤレス通信システムのベース・ステーション構造が開示されている。それは、無線周波フィーダ・ケーブル、および、コヒーレント無線周波トランシーバ・セットに対応する、１つもしくは複数のアンテナ・ユニットを有するアンテナ・アレイを含む。ユーザ・ターミナルからの信号に対する各々のアンテナ・ユニットの異なる応答により、ベースバンド・プロセッサは信号の空間特性ベクトルおよび到着方向(direction of arrival : DOA)を取得する。次に、対応するアルゴリズムにより、アンテナ・ビーム・フォーミング(beam forming)の受信が実行される。ここで、無線周波フィーダ・ケーブルおよびコヒーレント無線周波トランシーバに対応する、すべてのアンテナ・ユニットは、まとめて、リンクと称される。各々のリンクにおいて、ビーム・フォーミングを受信する上りリンクから取得される、重み(weight)をビーム・フォーミングを送信する下りリンクに使用することにより、対称無線波伝播のもとで、スマート・アンテナの完全な機能が実行されることができる。
【０００４】
現代のワイヤレス通信システムにおけるメイン・パートは移動通信である。移動通信は複雑で多様な環境において動作するので（ＩＴＵ提案Ｍ１２２５参照）、時間変動およびマルチパス伝播のシビアな影響が考慮されなければならない。上記特許、および、スマート・アンテナのビーム・フォーミング・アルゴリズムに関する、多くの開示されている技術ドキュメントにおける結論は、より機能を高めることはよりアルゴリズムを複雑にするであろう、ということである。しかしながら、移動通信環境のもとで、ビーム・フォーミングはリアル・タイムで完了されなければならず、アルゴリズムを完了する時間はマイクロ秒レベルである。現代のマイクロエレクトリック技術の限界により、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）もしくは特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）は、そのような短時間に、そのような複雑なリアル・タイム処理を実行することはできない。
【０００５】
上記矛盾に対抗するために、符号分割多重接続による移動通信に適する、シンプル・マキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムが使用されている。それはシンプルなだけではなく、チップ幅(chip width)において、マルチパス・コンポーネント合成の時間遅れを解決することができる。しかしながら、現代の移動環境のもとでのＣＤＭＡ移動通信システムにおいて、マルチパス伝播コンポーネントの時間遅れはより大きく、マルチパス伝播コンポーネントの振幅(amplitude)はより高い。したがって、干渉はまだシビアである。これは、この移動通信環境において、スマート・アンテナのシンプルでリアル・タイムなビーム・フォーミング・アルゴリズムがマルチパス伝播干渉問題を解決することができないだけでなく、ＣＤＭＡ移動通信システムのシステム・キャパシティ問題も完全に解決することができないことを意味している。
【０００６】
一方、マルチパス伝播の干渉問題を解決するために、人々はレーク(Rake)・レシーバー、および結合検出(Joint Detection)、すなわち、マルチ・ユーザ検出のような技術を深く研究し、符号分割多重接続の移動通信システムにおいてそれらを使用している。しかしながら、レーク・レシーバーもしくはマルチ・ユーザ検出技術は、スマート・アンテナを備えた移動通信システムに直接使用することはできない。その主な理由は、レーク・レシーバーもしくはマルチ・ユーザ検出原理にもとづく技術は、マルチコード・チャネルのＣＤＭＡ信号を処理し、メイン・マルチパス・コンポーネントを構成するか、もしくはキャンセルするものであり、これに対し、スマート・アンテナ技術は各々のＣＤＭＡコード・チャネルで別個に適したビーム・フォーミングをなし、チャネル評価およびマッチング・フィルタを通過した後、すべてのユーザの信号が一度に逆行列により直接求められるためである。
【０００７】
二次元スマート・アンテナ技術があるが、これは研究段階であり、そのアルゴリズムはまだ未成熟で複雑である。
【０００８】
スマート・アンテナ使用後にマルチ・ユーザ検出を処理する別の方法があるが、その時点では、各々のコード・チャネルが分離しているため、マルチ・ユーザ検出処理は各々のコード・チャネルに分離されなければならない。結果的に、マルチ・ユーザ検出機能を完全に活用することができないだけでなく、ベースバンド信号処理の複雑さをたいへん増大させることになる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
ＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおけるより高いシステム・キャパシティ、および、よりよいパフォーマンスを得るために、スマート・アンテナに基づくＣＤＭＡワイヤレス通信に使用されることが容易なシンプルでリアル・タイムな干渉キャンセレーション方法を求めることが必要とされる。
【００１０】
したがって、本発明の目的は、ＣＤＭＡ移動通信もしくは他の移動通信システムがスマート・アンテナおよびシンプルなマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムを使用する際の、スマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法を提供することである。これにより、マルチパス伝播などにより生成される干渉の問題を解決し、よりよい効果を得ることができる。
【００１１】
本発明の別の目的は、スマート・アンテナを使用する際に、様々なマルチパス伝播の干渉を移動通信システムに解決させることができる、ＣＤＭＡ移動通信システムもしくは他の移動通信システムで使用されることができる、ディジタル信号処理方法のセットを提供することである。
【００１２】
本発明におけるスマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法は、Ａ．リアル・タイム・ビーム・フォーミング・アルゴリズムから取得されるビーム・フォーミング・マトリックスにより、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のビーム・フォーミングをなし、ビーム・フォーミング後、ＮＲk（ｍ）で示されるディジタル信号セットを取得するステップと、Ｂ．ビーム・フォーミング後、ディジタル信号セットＮＲk（ｍ）に含まれる他のユーザのメイン・パス信号をキャンセルし、ＮＳk（ｍ）（ｋはコード・チャネルを示し、ｍはサンプリング・ポイントを示す）で示され、必要とされる信号とすべての干渉信号のみを含む、他のディジタル信号セットを取得するステップと、Ｃ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）内を探索し、形成されたビーム方向に分散しているすべてのマルチパス信号を取得するステップと、Ｄ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルするステップと、Ｅ．位相を一致させて、動作ユーザ・ターミナルのマルチプル・パス信号をメイン・パス信号に重畳し、干渉がキャンセルされたディジタル信号を取得するステップと、を含む。
【００１３】
ステップＡにおいて、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号はサンプリング・レベルであってもよい。
【００１４】
ステップＡは、ベースバンド信号プロセッサにおいてなされ、同期させ、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のオーバー・サンプリングを除去するステップと、逆スクランブルし、逆拡散し、コード・チャネル各々に分割するステップと、ビーム・フォーマーのビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムにより各々のリンクの受信ビームを形成するステップと、コンポジットの結果を取得するステップと、を有してもよい。
【００１５】
前記ビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムはマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムであってもよい。
【００１６】
前記ステップＡは、ビーム・フォーマーにより出力されるスマート・アンテナ出力信号を復調するステップと、トレーニング・シーケンスの信号対雑音比を検出するステップと、信号対雑音比が閾値より大きい場合には受信データを直接出力して手続を終了し、信号対雑音比が閾値より小さい場合には次のステップを実行するステップと、をさらに有してもよい。
【００１７】
ステップＢは、他のターミナル・ユーザよりもたらされる、動作コード・チャネルの形成されたビームにおける、信号のメイン・パスを求めるステップと、拡散スペクトルを行い、スクランブル・コードを加え、サンプリング・レベル・ディジタル信号に復元するステップと、エネルギーが閾値より大きい、他のユーザ・メイン・パス信号を前記ディジタル信号ＮＲk（ｍ）から減じ、前記ＮＳk（ｍ）を取得するステップと、をさらに有してもよい。
【００１８】
他のターミナル・ユーザからもたらされる、動作コード・チャネルの形成されたビーム内の信号のメイン・パスを求める前記ステップは、前記動作コード・チャネルのビーム内の他のコード・チャネル信号電圧レベルを求めてもよい。前記ステップＢはサンプリング・レベルで実行されてもよい。
【００１９】
前記ステップＣは、一つのシンボル内で個々にサンプリング・ポイント位置を移動し、チップ・レベル信号のマルチプル・セットを取得するステップと、既知のスクランブル・コードにより相関性を求め、閾値より大きいエネルギーを有する出力マルチプル・セットを取得するステップと、出力に既知のスクランブル・コードを加え、サンプリング・レベルでマルチプル・セットのマルチパス干渉を復元するステップと、ステップＢにおいて取得されるディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス干渉を減じ、位相を一致させてｋ番目のチャネルのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル・サンプリング値を取得するステップと、ｋ番目のサンプリング値を逆スクランブル、逆拡散および復調し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル信号（ｋは任意の正の整数）を取得するステップと、をさらに有していてもよい。
【００２０】
ステップＣにおける探索する前記ステップは、１つのシンボル内でだけ行われ、必要とされる探索回数は各々のチップ内のサンプリング数に拡散スペクトル係数を乗じ１を減じたものに等しくてもよい。
【００２１】
前記ステップＤは、他のターミナル・ユーザの干渉ディジタル信号を、他のターミナル・ユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルするためにステップＢにおいて取得されたディジタル信号ＮＳk（ｍ）から減じるステップをさらに有していてもよい。
【００２２】
ステップＤは、サンプリング・レベルで行われ、注目される信号はサンプリング・レベル信号に変換されてもよい。
【００２３】
ステップＥは、メイン・パスのサンプリング値および他のユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルすることにより、各々のチップ値を取得するステップと、逆スクランブルおよびｋ番目の拡散スペクトル・コードによる逆拡散の後に、位相を一致させて動作ターミナル・ユーザのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後に出力信号を取得するステップと、復調後に、干渉キャンセレーション後に必要とされる結果を取得するステップと、をさらに有してもよい。
【００２４】
ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは信号対雑音比が閾値より小さいすべてのチャネルの干渉をキャンセルしてもよい。
【００２５】
ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは移動通信ベース・ステーションにおける干渉キャンセレーションに使用されてもよい。ステップＢ、Ｃ、ＤおよびＥはユーザ・ターミナルの干渉キャンセレーションに使用されてもよい。
【００２６】
本発明における方法において、フレーム設計構造のより長いトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するＣＤＭＡ移動通信の、実際の移動通信システムではすべての動作コード・チャネルがシビアにマルチパス伝播などによる影響を受けるとは限らないので、信号品質をスマート・アンテナ出力において予め検出してもよい。すなわち、トレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を受信する際に信号対雑音比（エラー・コード）を検出してもよい。チャネルにエラー・コードがないか、もしくは、エラー・コードの数が設定されている値よりも小さい場合には、さらなる処理は必要とされず、この方法において、さらに処理されることが必要とされるチャネルの数はたいへん減少され、ベース・バンド信号処理の複雑性はたいへん下がる。
【００２７】
本発明における方法の、フレーム設計構造のあまり長くないトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するＣＤＭＡ移動通信システムのために、もしくはフレーム設計構造の長いトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するがシビアな干渉、および、シビアなエラー・コード・チャネルがあるＣＤＭＡ移動通信システムのために、受信を修正するためのマルチパス干渉をキャンセルする本発明の方法を使用することが必要とされる。
【００２８】
本発明の方法は、シンボリック・レベルでビーム・フォーミングをなし、リアル・タイムで操作されることができる、シンプルなマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムを提案する。
【００２９】
本発明により提案される新しいマルチパス干渉キャンセレーション技術を使用することにより、このチャネルもしくは他のチャネルのマルチパス干渉のほとんどはキャンセルされる。（キャンセルされないマルチパス干渉はシンボル幅の整数倍の時間遅れを有するが、その出現率は低い。）したがって、マルチパス干渉などの干渉影響は最大限界においてキャンセルされ、受信を修正する目的は達成される。本発明の計算量は限定されたものであり、現在の商用ＤＳＰにより完全に実行されることができる。
【００３０】
本発明の方法は、ＣＤＭＡを備えた移動通信システムに指向しているが、様々な変更後、周波分割多重接続（ＦＤＭＡ）および時分割多重接続（ＴＤＭＡ）を備えた移動通信システムにおいて完全に使用されることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の技術が、実施例および図により、以下に詳細に記述される。
【００３２】
図１は、スマート・アンテナを備えた移動通信システム、もしくは、ワイヤレス・ユーザ・ループ・システムなどのような、ワイヤレス通信システムの一般的なベース・ステーション構造を示している。それは、主として、Ｎ個の同様なアンテナ・ユニット２０１Ａ、２０１Ｂ、…、２０１Ｎ、Ｎ個のほぼ同様な無線周波フィーダ・ケーブル２０２Ａ、２０２Ｂ、…、２０２Ｎ、Ｎ個の無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎ、および、ベースバンド信号プロセッサ２０４を有する。すべての無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎは、各々の無線周波トランシーバがコヒーレンスに作動することを保証するために、同一のローカル・オシレータ２０８を使用する。
【００３３】
すべての無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎはアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）およびディジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）を有している。したがって、ベースバンド信号プロセッサ２０４の入力および出力信号はすべてディジタル信号である。無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎは高速ディジタル・バス２０９によりベースバンド信号プロセッサ２０４に接続されている。
【００３４】
スマート・アンテナを備えたベース・ステーションの基本的な動作原理およびスマート・アンテナの動作原理は、中国の特許「スマート・アンテナによる時分割二重同期符号分割多重接続ワイヤレス通信システム」(CN 97 104039.7)に詳述されている。本発明のスマート・アンテナが信号を受信するための干渉キャンセレーション方法もベース・ステーション構造において実行される。本発明はスマート・アンテナの動作原理および特性にいかなる変更もなさない。本発明は信号送信処理については論じず、信号受信の干渉キャンセレーションについて論じる。
【００３５】
図１および図３のステップ３０１〜３０４を参照して、図１に示されるベース・ステーション構造のベースバンド信号プロセッサ２０４で実行されるスマート・アンテナ動作モードが記述される。ＣＤＭＡワイヤレス通信システムがＫ個のコード・チャネルを有し、スマート・アンテナ・システムがＮ個のアンテナ・ユニット、Ｎ個の無線周波フィーダ・ケーブル、およびＮ個の無線周波トランシーバを有しているとし、ｉ番目の受信リンクが記載の例として使用される。
【００３６】
ステップ３０１：アンテナ・ユニット２０１ｉからの信号受信後、信号はアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）により変換され、ディジタル信号ｓi（ｍ）（ｍはｍ番目のサンプリング・ポイントである。）を出力するｉ番目の無線周波トランシーバ２０３ｉによりサンプリングされる。ステップ３０２：ディジタル信号ｓi（ｍ）が同期され、そのオーバー・サンプリングがブロック２１０により除去された後、チップ・レベル・ディジタル信号ｓＩi（ｎ）（ｎはｎ番目のチップを示す。）が取得される。ステップ３０３：チップ・レベル・ディジタル信号ｓＩi（ｎ）はブロック２０５により逆スクランブルされ、逆拡散された後、Ｋ個のコード・チャネル・シンボリック・レベル信号ｘki（ｌ）（ｌはｌ番目のシンボルを示す。）に分離される。ステップ３０４：Ｋ個のコード・チャネル・シンボリック・レベル信号は各々Ｋ個のビーム・フォーマー(former)２０６を通過し、ビーム・フォーミング合成アルゴリズムにより、ｉ番目のリンク受信ビームが形成され、その合成結果が、以下に示されるように取得される。
【数１】
ここで、ｋ＝１、２、…、Ｋであり、ｗikは、マキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムが使用された際のｉ番目のリンクのｋ番目のコード・チャネルのビーム・フォーミング係数である。
【数２】
ここで、ｘki *（ｌ）は複素数ｘki（ｌ）の共役であり、したがって、Ｒk（ｌ）がスマート・アンテナ・システムの出力であれば、シンボリック・レベルのマトリックスＷkが取得される。
【００３７】
時分割二重（ＴＤＤ）システムにおいて、上りリンク（ベース・ステーション受信）ビームが形成されると、各々のリンクの重みは直接下りリンク（ベース・ステーション送信）ビーム形成に使用されることができる。これにより、スマート・アンテナの利点が完全に得られる。出力Ｒk（ｌ）を復調のような処理により処理した後、受信信号を取得してもよい。
【００３８】
図２および図３は、スマート・アンテナを備えたＣＤＭＡシステムのベース・ステーションにおいてキャンセルされることが必要とされる干渉、および、本発明に関する新しい信号処理方法を示す。
【００３９】
ステップ３０６：Ｋ個の復調ユニット２０７Ａ、２０７Ｂ、…、２０７ＫおよびＫ個の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）検出ユニット２２１Ａ、２２１Ｂ、…、２２１Ｋにより、ベースバンド信号プロセッサ２０４により出力されるスマート・アンテナ・システム出力信号Ｒk（ｌ）が復調され、そのトレーニング・シーケンスの信号対雑音比が検出される。出力信号の信号対雑音比がプリセット閾値よりも大きいならば（図３、ステップ３０７、および、図２、ダイヤモンド・ブロック）、対応するコード・チャネルにエラーがないこと、もしくは、エラー・コードの数が設定より少ないということである。したがって、ステップ３０８が実行される。受信信号は直接出力され、受信データが出力されて処理は終了する。出力信号の信号対雑音比がプリセット閾値よりも小さいならば（図３、ステップ３０７、および、図２、ダイヤモンド・ブロック）、ステップ３０５が実行され、次の信号処理段階に進む。（ワイヤレス通信システムにトレーニング・シーケンスがない場合は、ステップ３０６および３０７で信号対雑音比を検出する必要はない。）
【００４０】
ステップ３０５：ビーム・フォーミング後、入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）を取得する。これは、ブロック２２２Ａ，２２２Ｂ、…、２２２Ｋにおいて実行される。処理されるコード・チャネルが、取得されたｋ番目のコード・チャネル・ビーム・フォーミング・マトリックスｗik（ｌ）を有する、ｋ番目のユーザ・ターミナルにより使用されるコード・チャネルであれば、受信されたディジタル信号のビーム・フォーミングは直接なされ、新しいデータＮＲk（ｍ）のセットが形成される。
【数３】
ここで、ｋ＝１、２、…、Ｋであり、ｗikは１つのフレーム内のｋ番目のコード・チャネル・ビーム・フォーミング・マトリックスである。
【数４】
ここで、Ｌはカウントされるために必要とされるシンボルの数であり、Ｌは１つのフレームのシンボルの数以下でなければならない。ｗik（ｌ）は式（１）で定義され、ｓi（ｍ）は図１に示されるｉ番目のリンクにより受信されるマルチプル・チャネルＣＤＭＡ信号である。
【００４１】
取得された新しい信号ＮＲk（ｍ）は、Ｋ個のマルチパス・プロセッサ２２３Ａ、２２３Ｂ、…、２２３Ｋに送信され、本発明の新しい処理方法により処理される。処理手続は、主として、図３の、ステップ３１０および３１２である第１段階、ステップ３１４である第２段階、ステップ３１６である第３段階、ステップ３１８である第４段階を含む。
【００４２】
第１段階：ビーム・フォーミング後の入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）のｋ番目のビームの信号レベルに含まれている、他のユーザのメイン・パス・コンポーネントをキャンセルする。その処理手続は、以下のとおりである。
【００４３】
１）コード・チャネルのｋ番目のビームを動作させる際に存在する、ｋ番目のビームのすべての他のメイン・パス信号を計算する（他のコード・チャネル信号レベルを計算する）。すなわち、以下を計算する。
【数５】
ここで、ν＝１、２、…、Ｋであり、ｋ番目のコード・チャネルの他のコード・チャネル・トータル・パワーは、
【数６】
ここで、Ｆν*（ｌ）は複素数Ｆν*（ｌ）の共役であり、Ｌはカウントされるために必要とされるシンボル数であり、Ｌは１つのフレームのシンボル数以下であるべきである。次に、ｐνをシステムによりセットされている閾値と比較する。キャンセルされることが必要とされる信号のＵの数である閾値よりも大きい、Ｕの数を有する値があるならば、それは、スマート・アンテナの空間フィルターによりキャンセルされることができないＵの数を有する信号があることを意味する。ｌ番目のシンボルに対する信号出力はＦu（ｌ）として示されることができる。
ｕ番目の拡散スペクトルを備えたＦu（ｌ）の拡散スペクトルを生成し、キャンセルされることが必要とされる各々の信号のｋ番目のリンクにおける平均振幅を求める、拡散スペクトル後に拡散スペクトル信号ｆu（ｎ）を取得する。
【数７】
ここで、Ｒu（ｌ）は式（１）により求められ、ｕ＝１、２、…、Ｕである。
【００４４】
再度、この信号の拡散スペクトルを生成し、それに既知のスクランブル・コードを代入する。次にその入力ディジタル信号が復元される。
【数８】
【００４５】
２）ＮＲk（ｍ）において、他のメイン・パス信号をキャンセルし、ＮＳk（ｍ）を取得する。ビーム・フォーミング後のトータル・ディジタル信号から干渉を減じ、ビーム・フォーミング後の、（必要とされるコード・チャネル（ｋ番目のチャネル）およびすべてのマルチパス干渉だけを含む）入力ディジタル信号が取得される。
【数９】
【００４６】
上記操作はサンプリング・レベルで行われるので、信号ｓ２u（ｎ）はｓ２u（ｍ）の形式のサンプリング・レベルに変形されるべきである。ここで、すべてのサンプリング値が平均的に分散されているとしてもよい。
【００４７】
第２段階：ＮＳk（ｍ）におけるすべてのマルチパス・コンポーネントを検出し、求める。形成されたビーム方向に分散されたマルチパス・コンポーネントを検出する。検出は上記において形成されたディジタル信号ＮＳk（ｍ）において行われる。時間ごとにサンプリング・ポイントｍを移動し、新しいセットｓ１kj（ｎ）を取得する。既知のスクランブル・コードｐｎ＿ｃｏｄｅ（ｎ）により、関連するｙkj（ｎ）がシンボル・レベルで取得され、そのトータル・エネルギーが求められる。
【数１０】
ここで、Ｍ’＝Ｍ−１であり、ＭはカウントされたＬシンボルのすべてのチップの数である。上記の式において、閾値を越えるエネルギーを有する干渉のＴの数だけが保持され、既知のスクランブル・コードｐｎ＿ｃｏｄｅ（ｎ）でｙkt（ｎ）をスクランブルし、入力データｓ３kt（ｎ）におけるｔ番目の干渉値を取得する。
【数１１】
【００４８】
検出は一つのシンボルの中でのみなされ、検出回数は各チップにおけるサンプリング回数にＳＦ−１を乗じた数に等しいことが必要とされる。ここで、ＳＦは拡散スペクトル係数である。
【００４９】
第３段階：マルチパス信号をキャンセルする。ＮＳk（ｍ）において、他のユーザのマルチパス信号をキャンセルし、ＳＳk（ｍ）を取得する。第２段階で取得された入力データ信号ＮＳk（ｍ）から閾値を越えた干渉データ信号を減じ、他のユーザのマルチパス干渉信号がキャンセルされる。
【数１２】
【００５０】
操作は、サンプリング・レベルで行われるので、ｓ３kt（ｎ）はｓ３kt（ｍ）を形成するサンプリング・レベルに変形されるべきであり、ここで、各々のサンプリング値は一様に分散されてもよい。
【００５１】
第４段階：干渉キャンセレーション後に出力ＲＳk（ｌ）を取得する。他のユーザのマルチパス干渉信号がキャンセルされた、サンプリング値ＳＳk（ｍ）から、各々のチップ・レベル・ディジタル信号値ｓ４ｋ（ｎ）が取得される。ｋ番目のコード・チャネルのメイン・パス信号が位相(phase)を一致させてマルチパス信号に重畳され、干渉キャンセル後の出力信号ＲＳk（ｌ）が取得される。
【００５２】
さらに、ステップ３２０における復調で、干渉キャンセレーション後の結果が最終的に取得される。データが出力され、手続はステップ３０８で終了する。
【００５３】
上記プロセスはエラー・コードを有するすべてのコード・チャネルになされるべきである。すなわち、上記プロセスは、すべてのコード・チャネルの干渉をキャンセルするために、Ｋ回（閾値より大きい信号対雑音比）なされるべきである。
【００５４】
図４は、本発明の方法を使用するＣＤＭＡユーザ・ターミナル構造を示している。それはアンテナ４０１、無線トランシーバ４０２、アナログ・ディジタル・コンバータ４０３、ディジタル・アナログ・コンバータ４０４、および、ベースバンド信号プロセッサ４０５を含む。本発明の方法はベースバンド信号プロセッサ４０５で実行される。
【００５５】
この構造において、アナログ・ディジタル・コンバータ４０３の出力は、上記入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）に直接使用されることができ、次に、干渉キャンセレーションが上記第１〜第４段階によりなされる。他のユーザのメイン・パス信号をキャンセルする第１段階において、それらのメイン・パス信号Ｆν（ｌ）は、上記式（５）を使用することなく、逆スクランブル、逆拡散により直接取得されることができる。それは上記式（５）から直接開始される。
【００５６】
本発明の方法において、ビーム・フォーミングはベース・ステーションにおいてなされた。本発明の方法がユーザ・ターミナルにおいて使用される場合は、ユーザ・ターミナルにより受信される受信信号がビーム・フォーミング後の上記されたディジタル信号ＮＲk（ｍ）である。ユーザ・ターミナルにより受信されることが必要とされるコード・チャネルｋの数によれば、上記第４段階において、干渉キャンセレーションが行われる。
【００５７】
本発明の技術概念は主としてＣＤＭＡ移動通信システムに適しているが、シンプルな変更により、周波分割多重接続および時分割多重接続による移動通信システムにおいて完全に使用されることができる。無線通信システムの研究開発に携わるすべての技術者は、スマート・アンテナおよびディジタル信号処理の基本知識を理解すれば、本発明により提案された方法により高品質スマート・アンテナを設計することができ、様々な移動通信システムもしくは無線ユーザ・ループ・システムにおいてそれを使用することができる。
【００５８】
本発明の方法は、ＣＤＭＡ移動通信システムもしくは他の無線通信システムにおいて使用されることができる新しいディジタル信号処理方法でもある。それは、システムにスマート・アンテナを使用させ、同時に様々なマルチプル・パス伝播の干渉がキャンセルされ、よりよい結果をもたらす。
【００５９】
以上、本発明の実施の形態を記載したが、本発明の精神及び範囲から逸脱せず、様々な変形が可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 スマート・アンテナを備えたＣＤＭＡ移動通信のベース・ステーション構造を示す。
【図２】 信号対雑音比検出、および、図１におけるスマート・アンテナ出力処理手続のダイアグラムを示す。
【図３】 本発明の干渉キャンセレーションのフロー・チャートである。
【図４】 移動通信のユーザ・ターミナル構造ダイアグラムを示す。
【発明の属する技術分野】
本発明はワイヤレス通信技術に関し、詳細には、スマート・アンテナを備えるワイヤレス・ベース・ステーションもしくはユーザ・ターミナルにおける干渉キャンセレーション処理技術に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
現代のワイヤレス通信システムにおいて（特に、ＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおいて）、システム・キャパシティおよびシステム感度を高め、より低い放射力でより遠い通信距離を得るために、スマート・アンテナが一般に使用されている。
【０００３】
中国における特許「スマート・アンテナによる時分割二重同期符号分割多重接続ワイヤレス通信システム」(CN 97 104039.7)において、スマート・アンテナを備えたワイヤレス通信システムのベース・ステーション構造が開示されている。それは、無線周波フィーダ・ケーブル、および、コヒーレント無線周波トランシーバ・セットに対応する、１つもしくは複数のアンテナ・ユニットを有するアンテナ・アレイを含む。ユーザ・ターミナルからの信号に対する各々のアンテナ・ユニットの異なる応答により、ベースバンド・プロセッサは信号の空間特性ベクトルおよび到着方向(direction of arrival : DOA)を取得する。次に、対応するアルゴリズムにより、アンテナ・ビーム・フォーミング(beam forming)の受信が実行される。ここで、無線周波フィーダ・ケーブルおよびコヒーレント無線周波トランシーバに対応する、すべてのアンテナ・ユニットは、まとめて、リンクと称される。各々のリンクにおいて、ビーム・フォーミングを受信する上りリンクから取得される、重み(weight)をビーム・フォーミングを送信する下りリンクに使用することにより、対称無線波伝播のもとで、スマート・アンテナの完全な機能が実行されることができる。
【０００４】
現代のワイヤレス通信システムにおけるメイン・パートは移動通信である。移動通信は複雑で多様な環境において動作するので（ＩＴＵ提案Ｍ１２２５参照）、時間変動およびマルチパス伝播のシビアな影響が考慮されなければならない。上記特許、および、スマート・アンテナのビーム・フォーミング・アルゴリズムに関する、多くの開示されている技術ドキュメントにおける結論は、より機能を高めることはよりアルゴリズムを複雑にするであろう、ということである。しかしながら、移動通信環境のもとで、ビーム・フォーミングはリアル・タイムで完了されなければならず、アルゴリズムを完了する時間はマイクロ秒レベルである。現代のマイクロエレクトリック技術の限界により、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）もしくは特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）は、そのような短時間に、そのような複雑なリアル・タイム処理を実行することはできない。
【０００５】
上記矛盾に対抗するために、符号分割多重接続による移動通信に適する、シンプル・マキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムが使用されている。それはシンプルなだけではなく、チップ幅(chip width)において、マルチパス・コンポーネント合成の時間遅れを解決することができる。しかしながら、現代の移動環境のもとでのＣＤＭＡ移動通信システムにおいて、マルチパス伝播コンポーネントの時間遅れはより大きく、マルチパス伝播コンポーネントの振幅(amplitude)はより高い。したがって、干渉はまだシビアである。これは、この移動通信環境において、スマート・アンテナのシンプルでリアル・タイムなビーム・フォーミング・アルゴリズムがマルチパス伝播干渉問題を解決することができないだけでなく、ＣＤＭＡ移動通信システムのシステム・キャパシティ問題も完全に解決することができないことを意味している。
【０００６】
一方、マルチパス伝播の干渉問題を解決するために、人々はレーク(Rake)・レシーバー、および結合検出(Joint Detection)、すなわち、マルチ・ユーザ検出のような技術を深く研究し、符号分割多重接続の移動通信システムにおいてそれらを使用している。しかしながら、レーク・レシーバーもしくはマルチ・ユーザ検出技術は、スマート・アンテナを備えた移動通信システムに直接使用することはできない。その主な理由は、レーク・レシーバーもしくはマルチ・ユーザ検出原理にもとづく技術は、マルチコード・チャネルのＣＤＭＡ信号を処理し、メイン・マルチパス・コンポーネントを構成するか、もしくはキャンセルするものであり、これに対し、スマート・アンテナ技術は各々のＣＤＭＡコード・チャネルで別個に適したビーム・フォーミングをなし、チャネル評価およびマッチング・フィルタを通過した後、すべてのユーザの信号が一度に逆行列により直接求められるためである。
【０００７】
二次元スマート・アンテナ技術があるが、これは研究段階であり、そのアルゴリズムはまだ未成熟で複雑である。
【０００８】
スマート・アンテナ使用後にマルチ・ユーザ検出を処理する別の方法があるが、その時点では、各々のコード・チャネルが分離しているため、マルチ・ユーザ検出処理は各々のコード・チャネルに分離されなければならない。結果的に、マルチ・ユーザ検出機能を完全に活用することができないだけでなく、ベースバンド信号処理の複雑さをたいへん増大させることになる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
ＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおけるより高いシステム・キャパシティ、および、よりよいパフォーマンスを得るために、スマート・アンテナに基づくＣＤＭＡワイヤレス通信に使用されることが容易なシンプルでリアル・タイムな干渉キャンセレーション方法を求めることが必要とされる。
【００１０】
したがって、本発明の目的は、ＣＤＭＡ移動通信もしくは他の移動通信システムがスマート・アンテナおよびシンプルなマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムを使用する際の、スマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法を提供することである。これにより、マルチパス伝播などにより生成される干渉の問題を解決し、よりよい効果を得ることができる。
【００１１】
本発明の別の目的は、スマート・アンテナを使用する際に、様々なマルチパス伝播の干渉を移動通信システムに解決させることができる、ＣＤＭＡ移動通信システムもしくは他の移動通信システムで使用されることができる、ディジタル信号処理方法のセットを提供することである。
【００１２】
本発明におけるスマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法は、Ａ．リアル・タイム・ビーム・フォーミング・アルゴリズムから取得されるビーム・フォーミング・マトリックスにより、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のビーム・フォーミングをなし、ビーム・フォーミング後、ＮＲk（ｍ）で示されるディジタル信号セットを取得するステップと、Ｂ．ビーム・フォーミング後、ディジタル信号セットＮＲk（ｍ）に含まれる他のユーザのメイン・パス信号をキャンセルし、ＮＳk（ｍ）（ｋはコード・チャネルを示し、ｍはサンプリング・ポイントを示す）で示され、必要とされる信号とすべての干渉信号のみを含む、他のディジタル信号セットを取得するステップと、Ｃ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）内を探索し、形成されたビーム方向に分散しているすべてのマルチパス信号を取得するステップと、Ｄ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルするステップと、Ｅ．位相を一致させて、動作ユーザ・ターミナルのマルチプル・パス信号をメイン・パス信号に重畳し、干渉がキャンセルされたディジタル信号を取得するステップと、を含む。
【００１３】
ステップＡにおいて、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号はサンプリング・レベルであってもよい。
【００１４】
ステップＡは、ベースバンド信号プロセッサにおいてなされ、同期させ、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のオーバー・サンプリングを除去するステップと、逆スクランブルし、逆拡散し、コード・チャネル各々に分割するステップと、ビーム・フォーマーのビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムにより各々のリンクの受信ビームを形成するステップと、コンポジットの結果を取得するステップと、を有してもよい。
【００１５】
前記ビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムはマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムであってもよい。
【００１６】
前記ステップＡは、ビーム・フォーマーにより出力されるスマート・アンテナ出力信号を復調するステップと、トレーニング・シーケンスの信号対雑音比を検出するステップと、信号対雑音比が閾値より大きい場合には受信データを直接出力して手続を終了し、信号対雑音比が閾値より小さい場合には次のステップを実行するステップと、をさらに有してもよい。
【００１７】
ステップＢは、他のターミナル・ユーザよりもたらされる、動作コード・チャネルの形成されたビームにおける、信号のメイン・パスを求めるステップと、拡散スペクトルを行い、スクランブル・コードを加え、サンプリング・レベル・ディジタル信号に復元するステップと、エネルギーが閾値より大きい、他のユーザ・メイン・パス信号を前記ディジタル信号ＮＲk（ｍ）から減じ、前記ＮＳk（ｍ）を取得するステップと、をさらに有してもよい。
【００１８】
他のターミナル・ユーザからもたらされる、動作コード・チャネルの形成されたビーム内の信号のメイン・パスを求める前記ステップは、前記動作コード・チャネルのビーム内の他のコード・チャネル信号電圧レベルを求めてもよい。前記ステップＢはサンプリング・レベルで実行されてもよい。
【００１９】
前記ステップＣは、一つのシンボル内で個々にサンプリング・ポイント位置を移動し、チップ・レベル信号のマルチプル・セットを取得するステップと、既知のスクランブル・コードにより相関性を求め、閾値より大きいエネルギーを有する出力マルチプル・セットを取得するステップと、出力に既知のスクランブル・コードを加え、サンプリング・レベルでマルチプル・セットのマルチパス干渉を復元するステップと、ステップＢにおいて取得されるディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス干渉を減じ、位相を一致させてｋ番目のチャネルのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル・サンプリング値を取得するステップと、ｋ番目のサンプリング値を逆スクランブル、逆拡散および復調し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル信号（ｋは任意の正の整数）を取得するステップと、をさらに有していてもよい。
【００２０】
ステップＣにおける探索する前記ステップは、１つのシンボル内でだけ行われ、必要とされる探索回数は各々のチップ内のサンプリング数に拡散スペクトル係数を乗じ１を減じたものに等しくてもよい。
【００２１】
前記ステップＤは、他のターミナル・ユーザの干渉ディジタル信号を、他のターミナル・ユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルするためにステップＢにおいて取得されたディジタル信号ＮＳk（ｍ）から減じるステップをさらに有していてもよい。
【００２２】
ステップＤは、サンプリング・レベルで行われ、注目される信号はサンプリング・レベル信号に変換されてもよい。
【００２３】
ステップＥは、メイン・パスのサンプリング値および他のユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルすることにより、各々のチップ値を取得するステップと、逆スクランブルおよびｋ番目の拡散スペクトル・コードによる逆拡散の後に、位相を一致させて動作ターミナル・ユーザのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後に出力信号を取得するステップと、復調後に、干渉キャンセレーション後に必要とされる結果を取得するステップと、をさらに有してもよい。
【００２４】
ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは信号対雑音比が閾値より小さいすべてのチャネルの干渉をキャンセルしてもよい。
【００２５】
ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは移動通信ベース・ステーションにおける干渉キャンセレーションに使用されてもよい。ステップＢ、Ｃ、ＤおよびＥはユーザ・ターミナルの干渉キャンセレーションに使用されてもよい。
【００２６】
本発明における方法において、フレーム設計構造のより長いトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するＣＤＭＡ移動通信の、実際の移動通信システムではすべての動作コード・チャネルがシビアにマルチパス伝播などによる影響を受けるとは限らないので、信号品質をスマート・アンテナ出力において予め検出してもよい。すなわち、トレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を受信する際に信号対雑音比（エラー・コード）を検出してもよい。チャネルにエラー・コードがないか、もしくは、エラー・コードの数が設定されている値よりも小さい場合には、さらなる処理は必要とされず、この方法において、さらに処理されることが必要とされるチャネルの数はたいへん減少され、ベース・バンド信号処理の複雑性はたいへん下がる。
【００２７】
本発明における方法の、フレーム設計構造のあまり長くないトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するＣＤＭＡ移動通信システムのために、もしくはフレーム設計構造の長いトレーニング・シーケンス(PilotもしくはMedamble)を有するがシビアな干渉、および、シビアなエラー・コード・チャネルがあるＣＤＭＡ移動通信システムのために、受信を修正するためのマルチパス干渉をキャンセルする本発明の方法を使用することが必要とされる。
【００２８】
本発明の方法は、シンボリック・レベルでビーム・フォーミングをなし、リアル・タイムで操作されることができる、シンプルなマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムを提案する。
【００２９】
本発明により提案される新しいマルチパス干渉キャンセレーション技術を使用することにより、このチャネルもしくは他のチャネルのマルチパス干渉のほとんどはキャンセルされる。（キャンセルされないマルチパス干渉はシンボル幅の整数倍の時間遅れを有するが、その出現率は低い。）したがって、マルチパス干渉などの干渉影響は最大限界においてキャンセルされ、受信を修正する目的は達成される。本発明の計算量は限定されたものであり、現在の商用ＤＳＰにより完全に実行されることができる。
【００３０】
本発明の方法は、ＣＤＭＡを備えた移動通信システムに指向しているが、様々な変更後、周波分割多重接続（ＦＤＭＡ）および時分割多重接続（ＴＤＭＡ）を備えた移動通信システムにおいて完全に使用されることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の技術が、実施例および図により、以下に詳細に記述される。
【００３２】
図１は、スマート・アンテナを備えた移動通信システム、もしくは、ワイヤレス・ユーザ・ループ・システムなどのような、ワイヤレス通信システムの一般的なベース・ステーション構造を示している。それは、主として、Ｎ個の同様なアンテナ・ユニット２０１Ａ、２０１Ｂ、…、２０１Ｎ、Ｎ個のほぼ同様な無線周波フィーダ・ケーブル２０２Ａ、２０２Ｂ、…、２０２Ｎ、Ｎ個の無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎ、および、ベースバンド信号プロセッサ２０４を有する。すべての無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎは、各々の無線周波トランシーバがコヒーレンスに作動することを保証するために、同一のローカル・オシレータ２０８を使用する。
【００３３】
すべての無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎはアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）およびディジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）を有している。したがって、ベースバンド信号プロセッサ２０４の入力および出力信号はすべてディジタル信号である。無線周波トランシーバ２０３Ａ、２０３Ｂ、…、２０３Ｎは高速ディジタル・バス２０９によりベースバンド信号プロセッサ２０４に接続されている。
【００３４】
スマート・アンテナを備えたベース・ステーションの基本的な動作原理およびスマート・アンテナの動作原理は、中国の特許「スマート・アンテナによる時分割二重同期符号分割多重接続ワイヤレス通信システム」(CN 97 104039.7)に詳述されている。本発明のスマート・アンテナが信号を受信するための干渉キャンセレーション方法もベース・ステーション構造において実行される。本発明はスマート・アンテナの動作原理および特性にいかなる変更もなさない。本発明は信号送信処理については論じず、信号受信の干渉キャンセレーションについて論じる。
【００３５】
図１および図３のステップ３０１〜３０４を参照して、図１に示されるベース・ステーション構造のベースバンド信号プロセッサ２０４で実行されるスマート・アンテナ動作モードが記述される。ＣＤＭＡワイヤレス通信システムがＫ個のコード・チャネルを有し、スマート・アンテナ・システムがＮ個のアンテナ・ユニット、Ｎ個の無線周波フィーダ・ケーブル、およびＮ個の無線周波トランシーバを有しているとし、ｉ番目の受信リンクが記載の例として使用される。
【００３６】
ステップ３０１：アンテナ・ユニット２０１ｉからの信号受信後、信号はアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）により変換され、ディジタル信号ｓi（ｍ）（ｍはｍ番目のサンプリング・ポイントである。）を出力するｉ番目の無線周波トランシーバ２０３ｉによりサンプリングされる。ステップ３０２：ディジタル信号ｓi（ｍ）が同期され、そのオーバー・サンプリングがブロック２１０により除去された後、チップ・レベル・ディジタル信号ｓＩi（ｎ）（ｎはｎ番目のチップを示す。）が取得される。ステップ３０３：チップ・レベル・ディジタル信号ｓＩi（ｎ）はブロック２０５により逆スクランブルされ、逆拡散された後、Ｋ個のコード・チャネル・シンボリック・レベル信号ｘki（ｌ）（ｌはｌ番目のシンボルを示す。）に分離される。ステップ３０４：Ｋ個のコード・チャネル・シンボリック・レベル信号は各々Ｋ個のビーム・フォーマー(former)２０６を通過し、ビーム・フォーミング合成アルゴリズムにより、ｉ番目のリンク受信ビームが形成され、その合成結果が、以下に示されるように取得される。
【数１】
【数２】
【００３７】
時分割二重（ＴＤＤ）システムにおいて、上りリンク（ベース・ステーション受信）ビームが形成されると、各々のリンクの重みは直接下りリンク（ベース・ステーション送信）ビーム形成に使用されることができる。これにより、スマート・アンテナの利点が完全に得られる。出力Ｒk（ｌ）を復調のような処理により処理した後、受信信号を取得してもよい。
【００３８】
図２および図３は、スマート・アンテナを備えたＣＤＭＡシステムのベース・ステーションにおいてキャンセルされることが必要とされる干渉、および、本発明に関する新しい信号処理方法を示す。
【００３９】
ステップ３０６：Ｋ個の復調ユニット２０７Ａ、２０７Ｂ、…、２０７ＫおよびＫ個の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）検出ユニット２２１Ａ、２２１Ｂ、…、２２１Ｋにより、ベースバンド信号プロセッサ２０４により出力されるスマート・アンテナ・システム出力信号Ｒk（ｌ）が復調され、そのトレーニング・シーケンスの信号対雑音比が検出される。出力信号の信号対雑音比がプリセット閾値よりも大きいならば（図３、ステップ３０７、および、図２、ダイヤモンド・ブロック）、対応するコード・チャネルにエラーがないこと、もしくは、エラー・コードの数が設定より少ないということである。したがって、ステップ３０８が実行される。受信信号は直接出力され、受信データが出力されて処理は終了する。出力信号の信号対雑音比がプリセット閾値よりも小さいならば（図３、ステップ３０７、および、図２、ダイヤモンド・ブロック）、ステップ３０５が実行され、次の信号処理段階に進む。（ワイヤレス通信システムにトレーニング・シーケンスがない場合は、ステップ３０６および３０７で信号対雑音比を検出する必要はない。）
【００４０】
ステップ３０５：ビーム・フォーミング後、入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）を取得する。これは、ブロック２２２Ａ，２２２Ｂ、…、２２２Ｋにおいて実行される。処理されるコード・チャネルが、取得されたｋ番目のコード・チャネル・ビーム・フォーミング・マトリックスｗik（ｌ）を有する、ｋ番目のユーザ・ターミナルにより使用されるコード・チャネルであれば、受信されたディジタル信号のビーム・フォーミングは直接なされ、新しいデータＮＲk（ｍ）のセットが形成される。
【数３】
【数４】
【００４１】
取得された新しい信号ＮＲk（ｍ）は、Ｋ個のマルチパス・プロセッサ２２３Ａ、２２３Ｂ、…、２２３Ｋに送信され、本発明の新しい処理方法により処理される。処理手続は、主として、図３の、ステップ３１０および３１２である第１段階、ステップ３１４である第２段階、ステップ３１６である第３段階、ステップ３１８である第４段階を含む。
【００４２】
第１段階：ビーム・フォーミング後の入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）のｋ番目のビームの信号レベルに含まれている、他のユーザのメイン・パス・コンポーネントをキャンセルする。その処理手続は、以下のとおりである。
【００４３】
１）コード・チャネルのｋ番目のビームを動作させる際に存在する、ｋ番目のビームのすべての他のメイン・パス信号を計算する（他のコード・チャネル信号レベルを計算する）。すなわち、以下を計算する。
【数５】
【数６】
ｕ番目の拡散スペクトルを備えたＦu（ｌ）の拡散スペクトルを生成し、キャンセルされることが必要とされる各々の信号のｋ番目のリンクにおける平均振幅を求める、拡散スペクトル後に拡散スペクトル信号ｆu（ｎ）を取得する。
【数７】
【００４４】
再度、この信号の拡散スペクトルを生成し、それに既知のスクランブル・コードを代入する。次にその入力ディジタル信号が復元される。
【数８】
２）ＮＲk（ｍ）において、他のメイン・パス信号をキャンセルし、ＮＳk（ｍ）を取得する。ビーム・フォーミング後のトータル・ディジタル信号から干渉を減じ、ビーム・フォーミング後の、（必要とされるコード・チャネル（ｋ番目のチャネル）およびすべてのマルチパス干渉だけを含む）入力ディジタル信号が取得される。
【数９】
上記操作はサンプリング・レベルで行われるので、信号ｓ２u（ｎ）はｓ２u（ｍ）の形式のサンプリング・レベルに変形されるべきである。ここで、すべてのサンプリング値が平均的に分散されているとしてもよい。
【００４７】
第２段階：ＮＳk（ｍ）におけるすべてのマルチパス・コンポーネントを検出し、求める。形成されたビーム方向に分散されたマルチパス・コンポーネントを検出する。検出は上記において形成されたディジタル信号ＮＳk（ｍ）において行われる。時間ごとにサンプリング・ポイントｍを移動し、新しいセットｓ１kj（ｎ）を取得する。既知のスクランブル・コードｐｎ＿ｃｏｄｅ（ｎ）により、関連するｙkj（ｎ）がシンボル・レベルで取得され、そのトータル・エネルギーが求められる。
【数１０】
【数１１】
検出は一つのシンボルの中でのみなされ、検出回数は各チップにおけるサンプリング回数にＳＦ−１を乗じた数に等しいことが必要とされる。ここで、ＳＦは拡散スペクトル係数である。
【００４９】
第３段階：マルチパス信号をキャンセルする。ＮＳk（ｍ）において、他のユーザのマルチパス信号をキャンセルし、ＳＳk（ｍ）を取得する。第２段階で取得された入力データ信号ＮＳk（ｍ）から閾値を越えた干渉データ信号を減じ、他のユーザのマルチパス干渉信号がキャンセルされる。
【数１２】
操作は、サンプリング・レベルで行われるので、ｓ３kt（ｎ）はｓ３kt（ｍ）を形成するサンプリング・レベルに変形されるべきであり、ここで、各々のサンプリング値は一様に分散されてもよい。
【００５１】
第４段階：干渉キャンセレーション後に出力ＲＳk（ｌ）を取得する。他のユーザのマルチパス干渉信号がキャンセルされた、サンプリング値ＳＳk（ｍ）から、各々のチップ・レベル・ディジタル信号値ｓ４ｋ（ｎ）が取得される。ｋ番目のコード・チャネルのメイン・パス信号が位相(phase)を一致させてマルチパス信号に重畳され、干渉キャンセル後の出力信号ＲＳk（ｌ）が取得される。
【００５２】
さらに、ステップ３２０における復調で、干渉キャンセレーション後の結果が最終的に取得される。データが出力され、手続はステップ３０８で終了する。
【００５３】
上記プロセスはエラー・コードを有するすべてのコード・チャネルになされるべきである。すなわち、上記プロセスは、すべてのコード・チャネルの干渉をキャンセルするために、Ｋ回（閾値より大きい信号対雑音比）なされるべきである。
【００５４】
図４は、本発明の方法を使用するＣＤＭＡユーザ・ターミナル構造を示している。それはアンテナ４０１、無線トランシーバ４０２、アナログ・ディジタル・コンバータ４０３、ディジタル・アナログ・コンバータ４０４、および、ベースバンド信号プロセッサ４０５を含む。本発明の方法はベースバンド信号プロセッサ４０５で実行される。
【００５５】
この構造において、アナログ・ディジタル・コンバータ４０３の出力は、上記入力ディジタル信号ＮＲk（ｍ）に直接使用されることができ、次に、干渉キャンセレーションが上記第１〜第４段階によりなされる。他のユーザのメイン・パス信号をキャンセルする第１段階において、それらのメイン・パス信号Ｆν（ｌ）は、上記式（５）を使用することなく、逆スクランブル、逆拡散により直接取得されることができる。それは上記式（５）から直接開始される。
【００５６】
本発明の方法において、ビーム・フォーミングはベース・ステーションにおいてなされた。本発明の方法がユーザ・ターミナルにおいて使用される場合は、ユーザ・ターミナルにより受信される受信信号がビーム・フォーミング後の上記されたディジタル信号ＮＲk（ｍ）である。ユーザ・ターミナルにより受信されることが必要とされるコード・チャネルｋの数によれば、上記第４段階において、干渉キャンセレーションが行われる。
【００５７】
本発明の技術概念は主としてＣＤＭＡ移動通信システムに適しているが、シンプルな変更により、周波分割多重接続および時分割多重接続による移動通信システムにおいて完全に使用されることができる。無線通信システムの研究開発に携わるすべての技術者は、スマート・アンテナおよびディジタル信号処理の基本知識を理解すれば、本発明により提案された方法により高品質スマート・アンテナを設計することができ、様々な移動通信システムもしくは無線ユーザ・ループ・システムにおいてそれを使用することができる。
【００５８】
本発明の方法は、ＣＤＭＡ移動通信システムもしくは他の無線通信システムにおいて使用されることができる新しいディジタル信号処理方法でもある。それは、システムにスマート・アンテナを使用させ、同時に様々なマルチプル・パス伝播の干渉がキャンセルされ、よりよい結果をもたらす。
【００５９】
以上、本発明の実施の形態を記載したが、本発明の精神及び範囲から逸脱せず、様々な変形が可能であることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 スマート・アンテナを備えたＣＤＭＡ移動通信のベース・ステーション構造を示す。
【図２】 信号対雑音比検出、および、図１におけるスマート・アンテナ出力処理手続のダイアグラムを示す。
【図３】 本発明の干渉キャンセレーションのフロー・チャートである。
【図４】 移動通信のユーザ・ターミナル構造ダイアグラムを示す。
Claims (16)
- Ａ．リアル・タイム・ビーム・フォーミング・アルゴリズムから取得されるビーム・フォーミング・マトリックスにより、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のビーム・フォーミングをなし、ビーム・フォーミング後、ＮＲk（ｍ）で示されるディジタル信号セットを取得するステップと、
Ｂ．ビーム・フォーミング後、ディジタル信号セットＮＲk（ｍ）に含まれる他のユーザのメイン・パス信号をキャンセルし、ＮＳk（ｍ）（ｋはコード・チャネルを示し、ｍはサンプリング・ポイントを示す）で示され、必要とされる信号とすべての干渉信号のみを含む、他のディジタル信号セットを取得するステップと、
Ｃ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）内を探索し、形成されたビーム方向に分散しているすべてのマルチパス信号を取得するステップと、
Ｄ．ディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス信号をキャンセルするステップと、
Ｅ．位相を一致させて、動作ユーザ・ターミナルのマルチプル・パス信号を該動作ユーザ・ターミナルのメイン・パス信号に重畳し、干渉がキャンセルされたディジタル信号を取得するステップと、
を有し、
前記他のユーザのメイン・パス信号は、
動作コード・チャネルの形成されたビームにおいて他のターミナル・ユーザよりもたらされる信号のメイン・パスを識別し、
前記メイン・パス信号のスペクトルを拡散し、該メイン・パス信号にスクランブル・コードを加え、サンプリング・レベル・ディジタル信号として前記メイン・パス信号を復元する、
ことによって取得される、
スマート・アンテナに基づく干渉キャンセレーション方法。 - ステップＡにおいて、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号がサンプリング・レベルであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- ステップＡは、ベースバンド信号プロセッサにおいてなされ、
同期させ、スマート・アンテナに基づくレシーバの出力ディジタル信号のオーバー・サンプリングを除去するステップと、
逆スクランブルし、逆拡散し、コード・チャネル各々に分割するステップと、
ビーム・フォーマーのビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムにより各々のリンクの受信ビームを形成するステップと、
コンポジットの結果を取得するステップと、
を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 前記ビーム・フォーミング・コンポジット・アルゴリズムはマキシマム・パワー・コンポジット・アルゴリズムであることを特徴とする請求項３に記載の方法。
- 前記ステップＡは、
ビーム・フォーマーにより出力されるスマート・アンテナ出力信号を復調するステップと、
トレーニング・シーケンスの信号対雑音比を検出するステップと、
信号対雑音比が閾値より大きい場合には受信データを直接出力して手続を終了し、信号対雑音比が閾値より小さい場合には次のステップを実行するステップと、
をさらに有することを特徴とする請求項１または３に記載の方法。 - ステップＢは、
エネルギーが閾値より大きい、他のユーザ・メイン・パス信号を前記ディジタル信号ＮＲk（ｍ）から減じ、前記ＮＳk（ｍ）を取得するステップ、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 他のターミナル・ユーザからもたらされる、動作コード・チャネルの形成されたビーム内の信号のメイン・パスを求める前記ステップは、前記動作コード・チャネルのビーム内の他のコード・チャネル信号電圧レベルを求めることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記ステップＢはサンプリング・レベルで実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記ステップＣは、
一つのシンボル内で個々にサンプリング・ポイント位置を移動し、チップ・レベル信号のマルチプル・セットを取得するステップと、
既知のスクランブル・コードにより相関性を求め、閾値より大きいエネルギーを有する出力マルチプル・セットを取得するステップと、
出力に既知のスクランブル・コードを加え、サンプリング・レベルでマルチプル・セットのマルチパス干渉を復元するステップと、
ステップＢにおいて取得されるディジタル信号ＮＳk（ｍ）の他のユーザのマルチパス干渉を減じ、位相を一致させてｋ番目のチャネルのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル・サンプリング値を取得するステップと、
ｋ番目のサンプリング値を逆スクランブル、逆拡散および復調し、干渉キャンセレーション後のｋ番目のチャネル信号（ｋは任意の正の整数）を取得するステップと、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。 - ステップＣにおける探索する前記ステップは、１つのシンボル内でだけ行われ、必要とされる探索回数は各々のチップ内のサンプリング数に拡散スペクトル係数を乗じ１を減じたものに等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
- 前記ステップＤは、他のターミナル・ユーザの干渉ディジタル信号を、他のターミナル・ユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルするためにステップＢにおいて取得されたディジタル信号ＮＳk（ｍ）から減じるステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
- ステップＤは、サンプリング・レベルで行われ、注目される信号はサンプリング・レベル信号に変換されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- ステップＥは、
メイン・パスのサンプリング値および他のユーザのマルチパス干渉信号をキャンセルすることにより、各々のチップ値を取得するステップと、
逆スクランブルおよびｋ番目の拡散スペクトル・コードによる逆拡散の後に、位相を一致させて動作ターミナル・ユーザのメイン・パスおよびマルチパス信号を重畳し、干渉キャンセレーション後に出力信号を取得するステップと、
復調後に、干渉キャンセレーション後に必要とされる結果を取得するステップと、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。 - ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは信号対雑音比が閾値より小さいすべてのチャネルの干渉をキャンセルすることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- ステップＡ、Ｂ、Ｃ、ＤおよびＥは移動通信ベース・ステーションにおける干渉キャンセレーションに使用されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
- ステップＢ、Ｃ、ＤおよびＥはユーザ・ターミナルの干渉キャンセレーションに使用されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
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