JP4614727B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

モータ（例えば、センサレスの３相ブラシレスＤＣモータ）駆動装置は、例えば出力段として、電源電圧ＶＰと接地間ＶＳＳ間に直列接続され、その接続点にコイルの一端が接続された、電源電圧ＶＰ側のソーストランジスタと、接地ＶＳＳ側のシンクトランジスタと、を３相のコイルそれぞれについて有している。また、３相の各コイルの他端は共通に接続されている。ソーストランジスタがオンした場合は電源電圧ＶＰ→ソーストランジスタ→当該ソーストランジスタと接続されたコイル、の向きの電流が流れる。一方シンクトランジスタがオンした場合は、シンクトランジスタが接続されたコイル→当該シンクトランジスタ→接地ＶＳＳ、の向きの電流が流れる。そして、モータ駆動装置は、３相のコイルに流れるコイル電流を所定の電気角ごとに順次切り替えることによってモータを駆動させている。図９は従来のモータ駆動装置の各相に流れる電流波形を説明するための図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータコイルには、図９に示すように、ハイレベル（階段状波形の上部）、ミドルレベル（階段状波形の中央部）、ローレベル（階段状波形の下部）と順次切り替わるコイル電流が、それぞれ電気角１２０度の位相差をもって流れる。ここで、コイルを流れる電流がハイレベルとなるのは、当該コイルの一端に接続されたソーストランジスタがオンしている期間であり、コイルを流れる電流がローレベルとなるのは、当該コイルの一端に接続されたシンクトランジスタがオンしている期間である。また、コイルを流れる電流がミドルレベルとなるのは、当該コイルの一端に接続されたソーストランジスタおよびシンクトランジスタが共にオフしている期間である。

図１０は、図９に示すＴ期間において３相のコイルに流れるコイル電流の変化を説明するための図である。Ｕ相コイル２に流れる電流はＴ期間にミドルレベルからハイレベルになり、Ｗ相コイル６に流れる電流はハイレベルからミドルレベルになる。Ｖ相コイル４に流れる電流はローレベルのままである。つまり、Ｖ相コイル４には、Ｗ相コイル６またはＵ相コイル２に流れる電流が流れ込むこととなる。このように、図９のＴ期間におけるコイルの通電の切り替えの場合、３相のコイルに流れる電流の径路は図１０の破線方向から実線方向に切り替わることになる。尚、これは、Ｕ相コイル２またはＷ相コイル６からＶ相コイル４へ電流が流れ込む場合のみならず、Ｕ相コイル２またはＶ相コイル４からＷ相コイル６へ電流が流れ込む場合も、Ｖ相コイル４またはＷ相コイル６からＵ相コイル２へ電流が流れ込む場合についても同様のことが言える。

また、モータの駆動方法の一つとして、コイルに駆動電流を間欠的に供給してモータを駆動させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｎ）制御が知られている。ＰＷＭ制御では、電気角６０度ごとの通電において駆動されるソーストランジスタおよびシンクトランジスタの何れか一方を所定周波数で間欠的にオンオフする。そして、そのパルスのデューティに応じた駆動電流をコイルに流してモータを駆動させる。このようなＰＷＭ制御を用いたモータ駆動装置は、電力消費量が低いため、モータ駆動時の発熱を抑えることができる。

ところで、図９に示すように、コイルの通電の切り替え時にコイル電流が階段状に変化する場合には、モータの駆動が不安定になるとともにモータ駆動時にノイズが発生する。そこで、通電の切り替えによるコイル電流（例えば図９のＴ期間のＵ相およびＷ相の電流）の変化を、滑らかにする方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。従来のモータ駆動装置は、例えば異なる２つの周波数をそれぞれカウントする２つのカウンタのカウント出力によって、デューティが徐々に増加する矩形信号およびデューティが徐々に減少する矩形信号を生成し、コイル電流の切り替えタイミングに、その矩形信号を適用したＰＷＭ制御を行うことによって、コイルの通電の切り替え時のコイル電流の変化を滑らかにしていた。
特開２００２−２１８７８３号公報

従来のモータ駆動装置は、コイルの通電の切り替え時に、デューティが徐々に変化する矩形信号に基づいたＰＷＭ制御を行うことによって、コイル電流を増加させるべき相のコイル電流とコイル電流を減少させるべき相のコイル電流を変化させ、滑らかとしていた。

例えば図９におけるＴ期間の、Ｗ相コイル６のコイル電流を徐々に減少させ、Ｕ相コイル２のコイル電流を徐々に増加させていた。

図１１は図９のＴ期間のＵ相コイル２のコイル電流とＷ相コイル６のコイル電流の変化について説明するための図である。図１１の横軸はコイルの一端が接続されたソーストランジスタまたはシンクトランジスタをオン／オフするデューティであり、縦軸はコイルに流れる電流値である。図１１の破線は、Ｕ相コイルのコイル電流の増加の割合とＷ相コイルのコイル電流の減少の割合が等しいとした場合のコイル電流の変化を示している。また、図１１の実線は、実際のコイルに流れるコイル電流の変化を示している。同図に示すように、コイル電流が変化するときの変化量は、コイル電流の減少する割合の方がコイル電流の増加する割合より大きくなる。そして、このコイル電流の減少の割合と増加の割合が異なるために、各相のコイルに流れるコイル電流のバランスが崩れることになる。

図１２は、従来のモータ駆動装置で、通電切り替え時のコイル電流の変化を滑らかにした場合に、各相のコイルに流れるコイル電流波形を示す図である。図１２に示すように、コイル電流の変化のバランスが悪いため、コイル電流がピークとなる所で、電流波形が窪んでしまう。

このように、従来のモータ駆動装置では、コイル電流の減少の割合と増加の割合が異なることによってコイル電流の電流波形のピーク部分に窪みが生じ、そのためにモータ駆動時にノイズが発生するという問題点があった。また、上記の窪みに伴って駆動トルクが減少して駆動効率が悪くなるという問題点があった。

そこで、本発明は、コイル電流の増加の割合または減少の割合の少なくとも一方を制御することで、モータ駆動時の音を静音化できるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するための主たる発明は、一端が共通に接続された３相モータコイルの他端に、前記３相モータコイルを通電する駆動電流を、所定の電気角ごとに切り替えて供給する駆動回路と、所定の１相のモータコイルに対して、他の２相のうちの一方の相のモータコイルから供給される電流が増加し、かつ前記他の２相のうちの他方の相のモータコイルから供給される電流が減少する期間に、前記一方の相のモータコイルに流れる電流の増加の割合と、前記他方の相のモータコイルに流れる電流の減少の割合と、の少なくとも一方の割合を可変とする駆動電流制御回路と、を備え、前記駆動回路は、前記一方の相のモータコイルおよび前記他方の相のモータコイルに、前記駆動電流制御回路の出力に応じた駆動電流を供給し、前記駆動電流制御回路は、モータの回転速度に応じて周期が変化する第１矩形信号を逓倍した第２矩形信号のパルス数を、前記第１矩形信号の１／２周期内における所定期間で、初期値から所定値まで繰り返しカウントする第１カウンタと、前記第２矩形信号より周期が短い第３矩形信号のパルス数を、初期値から所定値まで繰り返しカウントする第２カウンタと、前記第１カウンタのカウント出力と前記第２カウンタのカウント出力の大小を比較する比較回路と、前記駆動回路で生成される駆動信号に基づいて前記駆動電流を得る信号路と、前記比較回路から出力される比較信号に基づいて前記駆動電流を得る信号路と、を切り替えるべく前記モータコイルの各相に対して設けられた切替回路と、前記切替回路を選択的に切り替える切替選択回路と、を備え、前記切替選択回路は、前記第１矩形信号の１／２周期内における所定期間で、前記所定の１相のモータコイルに対応する前記切替回路を、前記駆動回路側に切り替え、前記一方の相のモータコイルおよび前記他方の相のモータコイルに対応する前記切替回路を、前記比較回路側に切り替える、ことを特徴とする。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、駆動電流が増加する相に流れる電流の増加の割合と、駆動電流が減少する相に流れる電流の減少の割合と、の少なくとも一方を可変とすることで、モータ駆動の音を静音化できる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＝＝＝モータ駆動装置の構成＝＝＝
図１、図２を参照しつつ、本発明にかかるモータ駆動装置について説明する。図１は、本発明にかかるモータ駆動装置を説明するための回路ブロック図である。図２は、本発明にかかるモータ駆動装置を説明するための波形図である。なお、本実施形態においてモータは、ＰＷＭ制御のセンサレスモータ、例えば３相のブラシレスＤＣモータとする。

Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６は、モータコイルであり、スター結線されるとともに電気角１２０度の位相差を有してステータに巻回されたものである。

Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ８は、電源ＶＰからＵ相コイル２へコイル電流を供給するためのソーストランジスタであり、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１０は、Ｕ相コイル２から接地ＶＳＳへコイル電流を供給するためのシンクトランジスタである。これらのＭＯＳＦＥＴ８、１０のドレイン・ソース路は電源ＶＰと接地ＶＳＳの間に直列接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ８、１０のドレイン・ソース接続部は、Ｕ相コイル２の一端と接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１２は、電源ＶＰからＶ相コイル４へコイル電流を供給するためのソーストランジスタであり、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１４は、Ｖ相コイル４から接地ＶＳＳへコイル電流を供給するためのシンクトランジスタである。これらのＭＯＳＦＥＴ１２、１４のドレイン・ソース路は電源ＶＰと接地ＶＳＳの間に直列接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ１２、１４のドレイン・ソース接続部は、Ｖ相コイル４の一端と接続されている。Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１６は、電源ＶＰからＷ相コイル６へコイル電流を供給するためのソーストランジスタであり、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１８は、Ｗ相コイル６から接地ＶＳＳへコイル電流を供給するためのシンクトランジスタである。これらのＭＯＳＦＥＴ１６、１８のドレイン・ソース路は電源ＶＰと接地ＶＳＳの間に直列接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ１６、１８のドレイン・ソース接続部は、Ｗ相コイル６の一端と接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ８、１０、１２、１４、１６、１８が適宜のタイミングでオン／オフすると、モータは、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６にコイル電流が供給されて予め定められた方向へ回転（例えば正回転）することとなる。これにより、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６の一端には電気角１２０度の位相差を有するコイル電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷが発生することとなる。なお、ソーストランジスタ、シンクトランジスタとして、ＭＯＳＦＥＴのみならず、バイポーラトランジスタを使用することも可能である。

コンパレータ２２Ｕは、＋端子にコイル電圧ＶＵが印加されるとともに−端子に中性点電圧ＶＣＯＭが印加され、コイル電圧ＶＵと中性点電圧ＶＣＯＭを比較することによって、電気角１８０度のタイミングで変化する矩形の比較信号ＣＰＵを出力するものである。この比較信号ＣＰＵにはキックバックパルスＫＢに基づくパルスが重畳している。また、コンパレータ２２Ｖは、＋端子にコイル電圧ＶＶが印加されるとともに−端子に中性点電圧ＶＣＯＭが印加され、コイル電圧ＶＶと中性点電圧ＶＣＯＭを比較することによって、電気角１８０度のタイミングで変化する矩形の比較信号ＣＰＶを出力するものである。この比較信号ＣＰＶにはキックバックパルスＫＢに基づくパルスが重畳している。更に、コンパレータ２２Ｗは、＋端子にコイル電圧ＶＷが印加されるとともに−端子に中性点電圧ＶＣＯＭが印加され、コイル電圧ＶＷと中性点電圧ＶＣＯＭを比較することによって、電気角１８０度のタイミングで変化する矩形の比較信号ＣＰＷを出力するものである。この比較信号ＣＰＷにはキックバックパルスＫＢに基づくパルスが重畳している。なお、比較信号ＣＰＵ、ＣＰＶ、ＣＰＷはそれぞれ電気角１２０度の位相差を有する。

マスク回路２６は、コンパレータ２２Ｕの出力である比較信号ＣＰＵから矩形信号ＲＥ１に基づいてキックバックパルスＫＢと対応するノイズを除去（マスク）し、マスク信号ＵＭＡＳＫを生成して出力する。また、マスク回路２６は、コンパレータ２２Ｖの出力である比較信号ＣＰＶから矩形信号ＲＥ１に基づいてキックバックパルスＫＢと対応するノイズを除去（マスク）し、マスク信号ＶＭＡＳＫを生成して出力する。さらに、マスク回路２６は、コンパレータ２２Ｗの出力である比較信号ＣＰＷから矩形信号ＲＥ１に基づいてキックバックパルスＫＢと対応するノイズを除去（マスク）し、マスク信号ＷＭＡＳＫを生成して出力する。ここで、マスク信号ＵＭＡＳＫ、ＶＭＡＳＫ、ＷＭＡＳＫは、電気角１２０度の位相差を有する。

さらに、マスク回路２６は、矩形の合成信号ＦＧの１／２周期内のうちの所定期間を示す信号ＭＡＳＫをタイミング合成回路５０およびタイミング制御回路３６に出力する。

合成回路２８は、マスク回路２６から出力されるマスク信号ＵＭＡＳＫ、ＶＭＡＳＫ、ＷＭＡＳＫを合成し、電気角６０度のタイミングで変化する矩形の合成信号ＦＧ（『第１矩形信号』）を出力する。

逓倍回路３０は、合成回路２８から出力される合成信号ＦＧを逓倍することによって、合成信号ＦＧより高い周波数を有する矩形信号ＲＥ１（『第２矩形信号』）を発生するものである。これにより、合成信号ＦＧの位相は矩形信号ＲＥ１の位相と一致しており、合成信号ＦＧの１／２周期は矩形信号ＲＥ１のｎ周期（例えば１６周期）と一致することとなる。なお、逓倍回路３０には、例えばアナログ信号処理をするＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）、デジタル信号処理を実行するＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を適用可能である。本実施形態では、逓倍回路３０は後者のＤＬＬを適用することとする。

センサレスロジック回路４０は、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６を適宜のタイミングで通電するための信号を出力するものである。つまり、センサレスロジック回路４０は、センサレスモータ自体が起動前のロータとステータの間の相対位置を特定できないことを考慮し、ロータが停止している場合、マスク信号ＵＭＡＳＫ、ＶＭＡＳＫ、ＷＭＡＳＫの予め定められた初期レベル（例えば、ＵＭＡＳＫ＝“Ｌ”、ＶＭＡＳＫ＝“Ｌ”、ＷＭＡＳＫ＝“Ｈ”とする）から動作する。また、センサレスロジック回路４０は、通電信号ＵＬＯＧＩＣ１（＝ＵＭＡＳＫ−ＶＭＡＳＫ）、ＶＬＯＧＩＣ１（＝ＶＭＡＳＫ−ＷＭＡＳＫ）、ＷＬＯＧＩＣ１（＝ＷＭＡＳＫ−ＵＭＡＳＫ）を作成する。そして、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６が通電することにより、センサレスロジック回路４０は、通電信号ＵＬＯＧＩＣ１、ＶＬＯＧＩＣ１、ＷＬＯＧＩＣ１より遅延する通電信号ＵＬＯＧＩＣ２、ＶＬＯＧＩＣ２、ＷＬＯＧＩＣ２（『駆動信号』）を出力する。

周波数切替回路３２は、矩形信号ＲＥ１の周波数を分周する回路を有している。そして、周波数切替回路３２は、矩形信号ＲＥ１に基づいて得られる、周波数の異なる複数の信号のうち何れか一つをＲＥ１カウンタ３４に切替出力する。図５は、周波数切替回路３２の構成の一例を示す図である。図５に示す周波数切替回路３２は入力される矩形信号ＲＥ１を、例えば１／２の周波数に分周するＤフリップフロップ回路（以下Ｄ−ＦＦ回路とする）７０と、矩形信号ＲＥ１とＤ−ＦＦ回路７０の出力信号と、を選択して出力する選択回路７２を備えている。そして、選択回路７２によって、矩形信号ＲＥ１または矩形信号ＲＥ１の周波数を分周した信号の一方が選択されてＲＥ１カウンタ３４に出力される。また、１個のＤ−ＦＦ回路に代えて、複数のＤ−ＦＦ回路をカスケード接続したものを用意し、１／２分周数以外の分周信号を切替出力できるようにしてもよい。なお、矩形信号ＲＥ１と当該矩形信号ＲＥ１を所定分周した分周信号を切替出力することに、周波数切替回路３２の機能は限定されるものではない。例えば、カスケード接続数（分周数）の異なるＤ−ＦＦ回路段を２つ備え、何れか一方の分周信号を切替出力することとしてもよい。

ＲＥ１カウンタ３４（『第１カウンタ』）は、例えば４ビットのカウンタであり、周波数切替回路３２から出力される信号のパルス数をカウントする。図６は、ＲＥ１カウンタ３４の構成の一例を示す図である。図６に示すＲＥ１カウンタ３４は、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６を備えている。そしてＤ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６からＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の４ビットの信号がカウント出力として出力される。Ｑ１〜Ｑ４の初期値が全て０であるとすると、周波数切替回路３２の入力の立ち上がりエッジが加えられるたびに、Ｑ出力（Ｑ４、Ｑ３、Ｑ２、Ｑ１）は、（０、０、０、０）,（０、０、０、１）,（０、０、１、０）・・・とアップカウントしていく。

また、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６はリセットＲ、セットＳの機能を備えていて、タイミング制御回路３６の出力によってＤ入力、Ｃ入力の状態に関係なく優先してセットおよびリセットすることができるようになっている。例えば、ＲＥ１カウンタ３４は４ビットなので１６カウントできるが、１４をカウントしたところでタイミング制御回路３６の出力によってリセットされる。また、タイミング制御回路３６の出力はリセットＲまたはセットＳに接続可能である。そして、タイミング制御回路３６の「Ｌ」を示す出力が、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６のリセットＲに入力された場合、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はリセットされて「０」となる。一方、タイミング制御回路３６の「Ｌ」を示す出力が、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６のセットＳに入力された場合、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はセットされて「１」となる。本実施形態では、タイミング制御回路３６の出力は、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４のリセットＲと接続されるとともにＤ−ＦＦ回路６６のセットＳと接続されていることとする。

図６に示すようにタイミング制御回路３６の信号をＤ−ＦＦ回路６０、６２、６４のリセットＲおよびＤ−ＦＦ回路６６のセットＳに接続した場合に、タイミング制御回路３６から「Ｌ」を示す信号が入力されると（Ｑ４、Ｑ３、Ｑ２、Ｑ１）＝（１、０、０、０）になる。次にカウントを開始するときには、この初期値からカウントすることになる。このＤ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６のリセットＲ、セットＳとタイミング制御回路３６の出力との接続は、予め設定しておいてもよいし、スイッチ回路等（不図示）を用いて適宜切り替えるようにしてもよい。

このように、タイミング制御回路３６の出力を、Ｄ−ＦＦ回路６０、６２、６４、６６のリセットＲまたはセットＳに接続することによって、カウントを開始する初期値を変更することができる。

タイミング制御回路３６（『遅延回路』）は、例えば不図示のＤ−ＦＦ回路を備えており、マスク回路２６から出力される信号ＭＡＳＫを矩形信号ＲＥ１に応じて、所定の時間遅延させてＲＥ１カウンタ３４に出力する。
ＰＷＭカウンタ４２（『第２カウンタ』）は、不図示のＤ−ＦＦ回路を有する、例えば４ビットのカウンタであり、システムクロックＭＣＬＫ（『第３矩形信号』）のパルス数を、例えば０から１５までカウントすることを繰り返して行う。
１／Ｎ分周回路４４はシステムクロックＭＣＬＫを、例えば１／１６に分周したＰＷＭ信号を、ＰＷＭ合成回路５４に出力する。

コンパレータ４６の＋（非反転入力）端子にはＰＷＭカウンタ４２のカウント出力が入力され、コンパレータ４６の−（反転入力）端子にはＲＥ１カウンタ３４のカウント出力が入力される。そして、コンパレータ４６はＲＥ１カウンタ３４のカウント値がＰＷＭカウンタ４２のカウント値より大きい場合は「Ｌ」を示す信号を出力し、ＲＥ１カウンタ３４のカウント値がＰＷＭカウンタ４２のカウント値より小さい場合は「Ｈ」を示す信号を出力する。

コンパレータ４８の＋（非反転入力）端子にはＲＥ１カウンタ３４のカウント出力が入力され、コンパレータ４８の−（反転入力）端子にはＰＷＭカウンタ４２のカウント出力が入力される。そして、コンパレータ４８はＲＥ１カウンタ３４のカウント値がＰＷＭカウンタ４２のカウント値より大きい場合は「Ｈ」を示す信号を出力し、ＲＥ１カウンタ３４のカウント値がＰＷＭカウンタ４２のカウント値より小さい場合は「Ｌ」を示す信号を出力する。

タイミング合成回路５０（『切替選択回路』）は、信号ＭＡＳＫ、および通電信号ＵＬＯＧＩＣ２、ＶＬＯＧＩＣ２、ＷＬＯＧＩＣ２に基づいて、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗをセンサレスロジック回路４０側の信号路と、コンパレータ４６、４８側の信号路と、を選択的に切り替える。

切替回路５２Ｕは、通電信号ＵＬＯＧＩＣ２と、コンパレータ４６、４８の出力信号（『比較信号』）と、を切り替えてＰＷＭ合成回路５４に出力するものである。また、切替回路５２Ｖは、通電信号ＶＬＯＧＩＣ２と、コンパレータ４６、４８の出力信号と、を切り替えてＰＷＭ合成回路５４に出力するものである。さらに、切替回路５２Ｗは、通電信号ＷＬＯＧＩＣ２と、コンパレータ４６、４８の出力信号と、を切り替えてＰＷＭ合成回路５４に出力するものである。なお、コイル電流が増加する場合はコンパレータ４６、４８の一方が選択され、コイル電流が減少する場合はコンパレータ４６、４８の他方が選択される。

ＰＷＭ合成回路５４は、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗにおいてセンサレスロジック回路４０側が選択された場合は、センサレスロジック回路４０から出力される通電信号ＵＬＯＧＩＣ２、ＶＬＯＧＩＣ２、ＷＬＯＧＩＣ２と、ＰＷＭ信号と、に基づいてＭＯＳＦＥＴ８、１０、１２、１４、１６、１８をＰＷＭ制御する信号を出力する。また、ＰＷＭ合成回路５４は、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗにおいてコンパレータ４６、４８側が選択された場合は、コンパレータ４６、４８から出力される矩形信号に基づいてＭＯＳＦＥＴ８、１０、１２、１４、１６、１８をＰＷＭ制御する信号を出力する。

このＰＷＭ合成回路５４の出力に基づいて、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６を通電する駆動電流が生成され、この駆動電流によってモータが駆動することとなる。

なお、マスク回路２６、センサレスロジック回路４０、およびＰＷＭ合成回路５４は駆動回路を構成する。また、周波数切替回路３２、ＲＥ１カウンタ、タイミング制御回路３６、ＰＷＭカウンタ４２、コンパレータ４６、４８、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗ、およびタイミング合成回路５０は、駆動電流制御回路を構成する。

＝＝＝コンパレータ４６、４８＝＝＝
図３はコンパレータ４６、４８の出力を説明するための図である。コンパレータ４６、４８はＲＥ１カウンタ３４のカウント出力とＰＷＭカウンタ４２のカウント出力との大小比較を行うものである。なお、ＰＷＭカウンタ４２は、システムクロックＭＣＬＫのパルス数をカウントし、ＲＥ１カウンタ３４は周波数切替回路３２から出力される信号のパルス数をカウントする。

本実施形態ではＰＷＭカウンタ４２、ＲＥ１カウンタ３４はともに４ビットであることとする。ＰＷＭカウンタ４２はシステムクロックＭＣＬＫのパルスを１６カウントした後にリセットされ、再度カウントを開始する。また、ＲＥ１カウンタは周波数切替回路３２から出力される信号のパルス数を所定値までカウントした後にリセットされ、再度カウントを開始する。ここで、矩形信号ＲＥ１はモータの回転速度に応じて周期が変化する信号であり、システムクロックＭＣＬＫは周期が一定であるとともに、矩形信号ＲＥ１より周期が短い信号である。よってＰＷＭカウンタ４２とＲＥ１カウンタ３４のカウント出力は、例えば図３に示すような関係となる。そして、この２つのカウンタのカウント出力の大小比較をすることによって、コンパレータ４８からは徐々にデューティが増加する矩形信号が出力され、コンパレータ４６からは徐々にデューティが減少する信号が出力される。

モータコイルの通電の切り替え時に、このデューティが徐々に変化する信号に基づいたＰＷＭ制御を行ってモータコイルを通電するとコイル電流の変化を滑らかにすることができる。

＝＝＝モータ駆動装置の動作＝＝＝
図１、図４および図７を用いて本発明のモータ駆動装置の動作について説明する。

図４は、本発明のモータ駆動装置の動作を説明するためのタイムチャートである。なお、図４のＵ、Ｖ、ＷはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルに流れるコイル電流を示している。

合成回路２８においてマスク信号ＵＭＡＳＫ、ＶＭＡＳＫ、およびＷＭＡＳＫが合成されて合成信号ＦＧが生成され、逓倍回路３０に出力される。なお、この合成信号ＦＧの立ち上がりおよび立ち下がりの変化は、コイル電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷのゼロクロスと一致するものである。

逓倍回路３０は、合成信号ＦＧを当該合成信号ＦＧの整数倍、例えば１６倍の周期の矩形信号ＲＥ１に逓倍するものである。すなわち、合成信号ＦＧの立ち上がりと立ち下がりとの間の１／２周期には、１６周期（１６パルス）の矩形信号ＲＥ１が発生することになる。逓倍回路３０は、実際には、直前の１／２周期が次の１／２周期の動作に反映される。具体的には、期間ＴＡにおける合成信号ＦＧの１／２周期が「ｂ」である場合、次の期間ＴＢでは、「ｂ」期間内に１６パルスを発生させるべく逓倍回路３０が動作する。

矩形信号ＲＥ１は、マスク回路２６に入力され比較信号ＣＰＵ、ＣＰＶ、ＣＰＷからキックバックパルスＫＢと対応するノイズを除去（マスク）するために用いられる。そしてマスク回路２６において比較信号ＣＰＵ、ＣＰＶ、ＣＰＷからキックバックパルスＫＢと対応するノイズが除去されたマスク信号ＵＭＡＳＫ、ＶＭＡＳＫ、ＷＭＡＳＫが生成される。また、マスク回路２６では矩形信号ＲＥ１に基づいて信号ＭＡＳＫが生成される。信号ＭＡＳＫは、合成信号ＦＧの１／２周期内のａ期間（例えば、矩形信号ＲＥ１の１４パルス分）を示す信号である。例えば信号ＭＡＳＫは、図４で示す合成信号ＦＧのＴＡ期間のうち、矩形信号ＲＥ１の１４パルス分にあたるＴＡ’期間で「Ｈ」を示しその前後の１パルス分で「Ｌ」を示す信号である。

タイミング合成回路５０は、この信号ＭＡＳＫが「Ｈ」となる期間にコイル電流が変化する相の切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗを、センサレスロジック回路４０側からコンパレータ４６、４８側に切り替える。例えばＴＡ’期間ではＵ相に流れるコイル電流がミドルレベルからハイレベルになり、Ｗ相に流れるコイル電流がハイレベルからミドルレベルになるので、タイミング合成回路５０は切替回路５２Ｕ、および５２Ｗをそれぞれコンパレータ４８、４６側に切り替える。なお、コンパレータ４８とコンパレータ４６はコイル電流が増加する場合と減少する場合に応じてどちらかが選ばれるものとする。そして、例えばＴＡ’期間においてコンパレータ４６、４８の出力信号に基づいてＰＷＭ制御を行うことで、Ｕ相のコイル電流を一点鎖線で示すように徐々に増加させ、Ｗ相のコイル電流を一点鎖線で示すように徐々に減少させることができる。同様にＴＢ期間におけるＴＢ’期間ではＶ相の切替回路５２ＶとＷ相の切替回路５２Ｗをそれぞれコンパレータ４８、４６側にし、Ｕ相の切替回路５２Ｕをセンサレスロジック回路４０側にする。なお、信号ＭＡＳＫが「Ｌ」を示す期間には、ゼロクロスを検出するため、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗは全てセンサレスロジック回路４０側に切り替えられる。

なお、実際には、コイルに流れるコイル電流が増加する割合と減少する割合は等しくない。そこで、本発明では、このコイル電流の増加する割合、またはコイル電流の減少する割合を周波数切替回路３２、ＲＥ１カウンタ３４およびタイミング制御回路３６によって調整する。

図７は、本発明のモータ駆動装置を用いたコイル電流波形について説明するための図である。なお、本実施形態ではコイル電流が増加するＵ相について調整する場合について説明する。

すでに述べたようにモータコイルの通電の切り替えにおいて、コイル電流が減少すべき相の電流の減少の割合の方が、コイル電流が増加すべき相の電流の増加の割合より大きくなる。すなわち、図４の期間ＴＡ’ではＵ相のコイル電流とＷ相のコイル電流は図７の破線で示すような関係となる。
そこで、例えば周波数切替回路３２で周波数の異なる信号を選択して出力するようにすると、ＲＥ１カウンタのカウントの速度を変化させることができる。すなわち、コンパレータ４６、４８の出力信号の周波数を変化させることができるのでコイル電流波形の傾き（図７のＣの部分の傾き）を調整することが可能である。

また、タイミング制御回路３６の出力と、ＲＥ１カウンタ３４のリセットＲ、セットＳの接続を変更することによって、ＲＥ１カウンタ３４のカウントの初期値（図７のＡの部分）を調整することが可能である。
さらに、タイミング制御回路３６によってＲＥ１カウンタのカウント開始するタイミングを遅延させることによってカウントの開始位置（図７のＢの部分）を調整することが可能である。

なお、このコイル電流の調整は、コイル電流の通電切り替えにおいて、コイル電流の増加すべき相とコイル電流の減少すべき相のどちらか一方でおこなってもよいし、コイル電流の増加する相とコイル電流の減少する相の両方で行ってもよい。

図８は、本発明のモータ駆動装置の各相に流れるコイル電流の波形である。本発明のモータ駆動装置ではコイル電流の増加の割合、またはコイル電流の減少の割合の少なくとも一方を調整することによって、従来のモータ駆動装置で生じたコイル電流波形の窪み部分を低減し、図８に示すような正弦波に近い形状とすることができる。そして、コイル電流波形を正弦波に近い形状とできるので、モータ駆動の音を静音化することができ、さらに効率を改善することができる。

以上、説明したように、本発明のモータ駆動装置は、Ｕ相コイル２、Ｖ相コイル４、Ｗ相コイル６の通電の切り替えにおいてコイル電流が増加すべき相の電流増加の割合と、コイル電流が減少すべき相の電流減少の割合の少なくとも一方を可変とすることで、モータのコイル電流を正弦波に近づけることができ、モータ駆動時の音を静音化することができる。さらにモータ駆動装置の駆動効率を改善することができる。

また、信号ＭＡＳＫが「Ｈ」となる期間の各相のコイル電流の通電切り替えに応じて、センサレスロジック回路４０の出力信号とコンパレータ４６、４８の出力信号とを適宜切り替えて３相モータコイルを通電することができる。

さらに、入力極性が逆のコンパレータ４６とコンパレータ４８の２つのコンパレータを用いることでコイル電流が増加する場合と減少する場合のデューティの設定を同時に行うことができる。

ＦＧ信号の１／２周期の立ち上がりおよび立ち下がりの変化点において、切替回路５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗをすべてセンサレスロジック回路４０側に切り替えるので、ゼロクロスを検出することができる。

周波数切替回路３２で矩形信号ＲＥ１または矩形信号ＲＥ１を分周した信号を切り替えて出力することによってコイル電流の変化の割合を変更することができる。また、ＲＥ１カウンタ３４のリセットにオフセット値を設定し、タイミング制御回路に３６によってマスクが閉じてからのカウンタのカウント開始を遅延することによって、コイル電流の変化の開始点を変更することができ、コイル電流を調整することができる。

以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

本発明にかかるセンサレスモータの駆動装置の回路ブロック図である。 本発明にかかるセンサレスモータの駆動装置の動作波形図である。 コンパレータ４６、４８の出力を説明するための図である。 本発明のモータ駆動装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 周波数切替回路の構成の一例を示す図である。 ＲＥ１カウンタの構成の一例を示す図である。 本発明にかかるモータ駆動装置におけるコイル電流波形について説明するための図である。 本発明のモータ駆動装置での各相に流れるコイル電流波形である。 従来のモータ駆動装置の各相に流れる電流波形を説明するための図である。 ３相に流れる電流の変化を説明するための図である。 Ｕ相のコイル電流とＷ相のコイル電流の変化について説明するための図である。 従来のモータ駆動装置でコイル電流の変化を滑らかにした場合に、各相に流れるコイル電流波形を示す図である。

符号の説明

２ Ｕ相コイル
４ Ｖ相コイル
６ Ｗ相コイル
８、１０、１２、１４、１６、１８ ＭＯＳＦＥＴ
２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ コンパレータ
２６ マスク回路
２８ 合成回路
３０ 逓倍回路
３２ 周波数切替回路
３４ ＲＥ１カウンタ
３６ タイミング制御回路
４０ センサレスロジック回路
４２ ＰＷＭカウンタ
４４ １／Ｎ分周回路
４６、４８ コンパレータ
５０ タイミング合成回路
５２Ｕ、５２Ｖ、５２Ｗ 切替回路
５４ ＰＷＭ合成回路

Claims (3)

1. 一端が共通に接続された３相モータコイルの他端に、前記３相モータコイルを通電する駆動電流を、所定の電気角ごとに切り替えて供給する駆動回路と、
   所定の１相のモータコイルに対して、他の２相のうちの一方の相のモータコイルから供給される電流が増加し、かつ前記他の２相のうちの他方の相のモータコイルから供給される電流が減少する期間に、前記一方の相のモータコイルに流れる電流の増加の割合と、前記他方の相のモータコイルに流れる電流の減少の割合と、の少なくとも一方の割合を可変とする駆動電流制御回路と、
   を備え、
   前記駆動回路は、
   前記一方の相のモータコイルおよび前記他方の相のモータコイルに、前記駆動電流制御回路の出力に応じた駆動電流を供給し、
   前記駆動電流制御回路は、
   モータの回転速度に応じて周期が変化する第１矩形信号を逓倍した第２矩形信号のパルス数を、前記第１矩形信号の１／２周期内における所定期間で、初期値から所定値まで繰り返しカウントする第１カウンタと、
   前記第２矩形信号より周期が短い第３矩形信号のパルス数を、初期値から所定値まで繰り返しカウントする第２カウンタと、
   前記第１カウンタのカウント出力と前記第２カウンタのカウント出力の大小を比較する比較回路と、
   前記駆動回路で生成される駆動信号に基づいて前記駆動電流を得る信号路と、前記比較回路から出力される比較信号に基づいて前記駆動電流を得る信号路と、を切り替えるべく前記モータコイルの各相に対して設けられた切替回路と、
   前記切替回路を選択的に切り替える切替選択回路と、
   を備え、
   前記切替選択回路は、
   前記第１矩形信号の１／２周期内における所定期間で、
   前記所定の１相のモータコイルに対応する前記切替回路を、前記駆動回路側に切り替え、
   前記一方の相のモータコイルおよび前記他方の相のモータコイルに対応する前記切替回路を、前記比較回路側に切り替える、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記比較回路は、
   前記第１カウンタのカウント出力が前記第２カウンタのカウント出力より大の場合に一方のレベルを出力し、前記第１カウンタのカウント出力が前記第２カウンタのカウント出力より小の場合に他方のレベルを出力する第１コンパレータと、
   前記第１カウンタのカウント出力が前記第２カウンタのカウント出力より大の場合に他方のレベルを出力し、前記第１カウンタのカウント出力が前記第２カウンタのカウント出力より小の場合に一方のレベルを出力する第２コンパレータと、
   を備え、
   前記切替選択回路は、
   前記一方の相のモータコイルに対する前記比較信号として、前記第１コンパレータの出力を選択し、前記他方の相のモータコイルに対する前記比較信号として、前記第２コンパレータの出力を選択することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記切替選択回路は、
   前記第１矩形信号の前記所定期間以外で、前記切替回路を全て前記駆動回路側に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動装置。

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