JP4610512B2

JP4610512B2 - 音声信号処理回路

Info

Publication number: JP4610512B2
Application number: JP2006103813A
Authority: JP
Inventors: 努田中; 寛松井
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2006-04-05
Filing date: 2006-04-05
Publication date: 2011-01-12
Anticipated expiration: 2026-04-05
Also published as: KR20080098547A; CN101390386B; KR100933998B1; US20100238361A1; WO2007119674A1; CN101390386A; JP2007281739A

Description

テレビジョン信号における音声信号の周波数変換ＦＭ検波に関する。

テレビジョン（ＴＶ）信号の方式としては、ＮＴＳＣ、ＰＡＬ、ＰＡＬＮＭ、ＳＥＣＡＭなど各種の方式があるが、これらの方式において音声信号は映像信号とは異なる周波数帯域が割り当てられており、その変調方式としてはＦＭ（周波数変調）方式が利用されている。

第１音声中間周波数信号（第１ＳＩＦ）を含むＴＶ信号は、第１バンドパスフィルタで処理され第１音声中間周波数信号（第１ＳＩＦ）が取り出された後第２音声中間周波数信号（第２ＳＩＦ）にダウンコンバートされる。そして、得られた第２音声中間周波数信号について、第２バンドパスフィルタで処理された後ＦＭ検波される。ここで、音声信号の周波数としては、上述のようなＴＶ信号の方式に応じて、４．５／５．５／５．７４／６．０／６．５ＭＨｚが存在し、これに応じてダウンコンバートする際に混合する局部発信信号の周波数を変更している。なお、第２ＳＩＦ信号は、通常５００ｋＨｚであり、局部発振周波数は第１ＳＩＦ信号に対し５００ｋＨｚだけ離れたものに設定されている。例えば、５．５ＭＨｚの第１ＳＩＦに対しては、６ＭＨｚの局部発振信号を混合し、５００ｋＨｚの第２ＳＩＦ信号を得ている。

特開平１１−２７４８５８号公報

ここで、ＴＶ信号から取り出した第１ＳＩＦ信号の周波数が、規定の周波数に対してずれていると、第２バンドパスフィルタの特性によって、ＦＭ復調範囲が制限されることになる。

ここで、第１バンドパスフィルタは、周波数が比較的高い（数ＭＨｚ）ため、帯域の選択度を上げることが難しく、ある程度ブロードな特性のものが採用される。素子数、消費電力を無視して精密な回路を構成をすれば、選択度を上昇することは技術的に可能であるが、コスト面などを考慮すれば現実的でない。

一方、周波数変換された５００ｋＨｚの第２バンドパスフィルタでは、選択度を第１バンドパスフィルタと同一としても、帯域の制限幅を狭くできる。そこで、ＦＭ復調に必要のない映像信号などの妨害成分を効果的に除去できる。そこで、第２バンドパスフィルタによる帯域制限は必須となっている。

例えば、５．５ＭＨｚのはずの第１ＳＩＦ信号の周波数が５．７ＭＨｚになっていた場合、第２ＳＩＦ信号の周波数は３００ｋＨｚになってしまい、十分なＦＭ復調が行えなくなってしまう。

本発明は、第１音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号を抽出する第１バンドパスフィルタと、第１バンドパスフィルタにより取り出された信号について第２音声中間周波数信号にダウンコンバートするミキサと、第２音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号およびそれ以下の周波数の信号を抽出するローパスフィルタと、このローパスフィルタにより取り出された信号についてＦＭ検波するＦＭ検波器と、を含む。

そして、第２音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号を抽出する第２バンドパスフィルタをさらに含み、この第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることを特徴とする。

また、前記第１音声中間周波数信号の周波数を検出する周波数検出器を含み、この周波数検出器の検出結果に基づいて前記第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることが好適である。

また、前記ＦＭ検波器の出力におけるＤＣ成分を検出するＤＣ検出器を含み、このＤＣ検出器の検出結果に基づいて前記第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることが好適である。

本発明によれば、音声信号の帯域制限特性を支配している第２音声中間周波数信号についてのフィルタとして、ローパスフィルタを採用することで、ＦＭ復調に必要のない映像信号などの妨害成分を除去したまま、音声信号周波数のずれの許容範囲をＦＭ検波器の復調限界までのばすことができる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、実施形態に係る音声信号処理回路のブロック図であり、ＴＶ信号は、第１バンドパスフィルタ１０によって処理される。この第１バンドパスフィルタ１０は、例えば中心周波数５．５ＭＨｚのものであり、５．５ＭＨｚ帯の第１ＳＩＦ信号が第１バンドパスフィルタ１０の出力に得られる。第１バンドパスフィルタ１０の出力は、ミキサ１２に入力される。このミキサ１２には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４から例えば６ＭＨｚの局部発振信号が供給されている。従って、このミキサ１２において、第１ＳＩＦ信号がダウンコンバートされ例えば５００ｋＨｚの第２ＳＩＦ信号が得られる。

ミキサ１２において得られた第２ＳＩＦ信号はローパスフィルタ１６に供給される。このローパスフィルタ１６は、例えば５００ｋＨｚを超える周波数成分を制限するものである。

そして、ローパスフィルタ１６の出力が、ＦＭ検波器１８に供給され、ここでＦＭ検波され音声信号が得られる。

例えば、ローパスフィルタ１６は、図３に示すような特性を有しており、第２ＳＩＦ信号の周波数が５００ｋＨｚであれば、これが減衰されることなく取り出される。一方、ミキサ１２の出力においては、映像信号は１ＭＨｚ以上の周波数帯域に存在し、ローパスフィルタ１６によって、映像信号は確実に除去される。

ここで、ＴＶ信号において、映像キャリア周波数ｆｐを基準として、ＮＴＳＣ方式の場合、映像信号帯域は４．２ＭＨｚまでであり、音声信号は４．５ＭＨｚでＦＭ変調である。また、ＰＡＬ方式の場合、映像信号帯域は５ＭＨｚまでであり、音声信号は５．５〜６ＭＨｚでＦＭ変調である。

従って、本実施形態のように、第２ＳＩＦ信号を取り出すフィルタとして、ローパスフィルタ１６を採用しても、映像信号を除去することができる。そして、例えば、５．５ＭＨｚと想定していた第１ＳＩＦ信号の周波数が５．７ＭＨｚにずれており、第２ＳＩＦ信号の周波数が３００ｋＨｚとなった場合においても、その第２ＳＩＦ信号に対しては帯域制限されることがない。従って、ＦＭ検波器１８の復調能力を限界まで利用して、復調処理を行うことができる。

このように、本実施形態によれば、音声信号の帯域制限特性を支配している第２ＳＩＦ信号についてのフィルタとして、ローパスフィルタ１６を採用することで、ＦＭ復調に必要のない映像信号などの妨害成分を除去したまま、音声信号周波数のずれの許容範囲を、ＦＭ検波器の復調限界までのばすことができる。

図２には、他の実施形態の構成が示されている。この実施形態では、ローパスフィルタ１６と並列して出力側がＦＭ検波器１８に接続されたバンドパスフィルタ２０が設けられている。そして、ミキサ１２からの第２ＳＩＦ信号は、切換スイッチ２２によって、バンドパスフィルタ２０と、ローパスフィルタ１６とのいずれかに選択的に供給されるようになっている。従って、必要なときには、ローパスフィルタ１６に代えてバンドパスフィルタ２０を選択することができる。例えば、第１ＳＩＦ信号が想定の周波数からずれていない場合には、バンドパスフィルタ２０を採用した方が妨害波を確実に除去できる。そこで、その場合には切換スイッチ２２によってバンドパスフィルタ２０を採用することが好適である。

また、地域によっては音声の２キャリア方式と呼ばれるものがあり、音声信号として５．７４ＭＨｚと、５．５ＭＨｚの２種類が採用されている。従って、このような地域においては、５．５ＭＨｚの音声信号を選択するためには、ミキサ１２の出力から２６０ｋＨｚ帯の信号を除去する必要があり、切換スイッチ２２によって５００ｋＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタ２０を選択する必要がある。

図３には、さらに他の実施形態の構成を示されている。この実施形態では、第１バンドパスフィルタ１０の出力である第１ＳＩＦ信号について、その周波数を検出する周波数カウンタ３０が設けられている。そして、この周波数カウンタの出力はコントローラ３２に供給され、コントローラ３２が切換スイッチ２２の切り換えを制御する。すなわち、第１ＳＩＦ信号の周波数を検出し、この検出した周波数がずれているときにローパスフィルタ１６を選択すればよい。

さらに、図３において、破線で示したように、ＦＭ検波器１８の出力におけるＤＣレベルを検出するレベル検出器３４を設けることも好適である。ＦＭ検波器１８のＤＣレベルはＦＭ検波しようとする信号が想定している周波数に対しずれている場合に大きくなる。従って、検出したＤＣレベルが大きいときに、切換スイッチ２２によってローパスフィルタ１６を選択すればよい。

なお、周波数カウンタ３０およびレベル検出器３４の両方を設け、両方または一方において音声信号の周波数ずれが大きいと認識されたときにローパスフィルタ１６を選択するようにしてもよい。

ここで、ＦＭ変調波は、音声信号の振幅変化が周波数変化に変換されているものであり、ＦＭ検波器においては、図４に示すように、周波数変化がＦＭ検波器の検波曲線（Ｓカーブ）に応じて振幅に変換され、音声信号が得られる。

ＦＭ検波器１８の一例としてＰＬＬ（位相ロックループ）方式のものを図５に示す。入力信号（第２ＳＩＦ信号）は位相比較器４０に入力され、位相差についての信号がローパスフィルタ４２によって直流の制御電圧として電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４に入力される。従って、電圧制御発振器４４が入力信号に対し同一位相の信号を供給するように制御される。そして、ＦＭ変調のキャリア周波数に対しＰＬＬがロックされた状態において、それに対する入力信号の位相差を検出することでＦＭ検波が行える。

ここで、本実施形態では、電圧制御発振器４４の追従可能な周波数範囲を広げ、検波範囲を大きくしている。これによって、第１ＳＩＦ信号の周波数ずれが比較的大きくても、ＦＭ検波が可能となる。

実施形態の構成を示す図である。他の実施形態の構成を示す図である。さらに、他の実施形態の構成を示す図である。ＦＭ検波の原理を説明する図である。ＰＬＬの構成を示す図である。

符号の説明

１０第１バンドパスフィルタ、１２ミキサ、１６ローパスフィルタ、１８検波器、２０第２バンドパスフィルタ、２２切換スイッチ、３０周波数カウンタ、３２コントローラ、３４レベル検出器。

Claims

第１音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号を抽出する第１バンドパスフィルタと、
第１バンドパスフィルタにより取り出された信号について第２音声中間周波数信号にダウンコンバートするミキサと、
第２音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号およびそれ以下の周波数の信号を抽出するローパスフィルタと、
このローパスフィルタにより取り出された信号についてＦＭ検波するＦＭ検波器と、
第２音声中間周波数信号についてその中心周波数付近の信号を抽出する第２バンドパスフィルタと、
を含み、
この第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることを特徴とする音声信号処理回路。
請求項１に記載の音声信号処理回路において、
前記第１音声中間周波数信号の周波数を検出する周波数検出器を含み、
この周波数検出器の検出結果に基づいて前記第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることを特徴とする音声信号処理回路。
請求項１に記載の音声信号処理回路において、
前記ＦＭ検波器の出力におけるＤＣ成分を検出するＤＣ検出器を含み、
このＤＣ検出器の検出結果に基づいて前記第２バンドパスフィルタと、前記ローパスフィルタとのいずれの出力が前記ＦＭ検波器に供給されるかが切り換えられることを特徴とする音声信号処理回路。