JP4607176B2

JP4607176B2 - 電圧制御発振器

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Publication number: JP4607176B2
Application number: JP2007505805A
Authority: JP
Inventors: 浩之水谷; 聡濱野; 正臣津留; 憲司川上; 守泰宮▲崎▼
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-03-02
Filing date: 2005-11-09
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2025-11-09
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Description

この発明は、通信やレーダに用いられる電圧制御発振器に関するものである。

従来、ＦＭ−ＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダ装置に用いられる電圧制御発振器において、メモリを用いて電圧−発振周波数の直線性を改善し、温度変動に起因する発振周波数の変動を補正する手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、ダイオードと抵抗を含む電圧変換器を電圧制御発振器の入力に接続することにより、電圧−発振周波数の直線性を改善するものがある（例えば、特許文献２参照）。さらに、ダイオードと抵抗を含む歪補正回路を電圧制御発振器の入力に接続することにより、電圧−発振周波数の直線性を改善するものがある（例えば、特許文献３参照）。

特開平８−１４６１２５号公報実開平１−７８４１５号公報特開昭６１−１４１２１８号公報

一般に、電圧制御発振器はバラクタダイオードを用いて同調回路を構成し、制御電圧Ｖｉｎの大きさに対して異なる発振周波数の信号を出力する。バラクタダイオードの接合容量Ｃｊは制御電圧Ｖｉｎに対して非線形の特性を持つため、発振周波数Ｆとその制御電圧Ｖｉｎとの関係は線形にはならない。

一方、レーダ装置などでＦＭ変調をする際には電圧制御発振器の発振周波数Ｆと制御電圧Ｖｉｎの線形性が問題となる。例えば、ＦＭ−ＣＷレーダなどで非線形の特性を持つ電圧制御発振器を用いると、距離精度、速度精度の劣化につながる。また、温度変動により発振周波数の偏移が生じる。

従来技術では、この問題を解決するために、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）やメモリを用いて、電圧制御発振器の線形性を改善し、温度補償を行っているが、ＰＬＬやメモリは構成が複雑でかつ装置が大型になり、特にミリ波帯などの高周波アプリケーションにおける民生用途において低価格化には向かないという問題がある。

従って、この発明では、入力電圧を、発振周波数が線形になるような電圧制御発振器の制御電圧に変換することにより、電圧制御発振器の線形性を改善し、温度による発振周波数の偏移を抑えることができ、かつＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）に外付けあるいはＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuits）と一体化可能な構成の電圧制御発振器を提案することを目的とする。

この発明に係る電圧制御発振器は、複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させ発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、前記高周波遮断回路を介した入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路とを備え、前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、直列接続された複数のダイオードの接続体に並列接続された第１の抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた第２の抵抗とから構成されたものである。
また、複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させる発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、前記高周波遮断回路を介して入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路とを備え、前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、各ダイオードのアノード端子と出力端子との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗とから構成されたものである。
さらに、複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させる発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、前記高周波遮断回路を介して入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路とを備え、前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードを、１または複数直列接続されたダイオードの組に分割し、分割された各組の両端のうちアノード端子と出力端子との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗とから構成されたものである。

この発明によれば、電圧変換回路の入出力特性の傾きを複数段階に変化させて、入力電圧を、発振周波数が線形になるような電圧制御発振器の制御電圧に変換することにより、発振周波数の入力電圧に対する線形性を改善し、かつダイオードと抵抗というＭＭＩＣ上で作成可能な素子のみを用いることにより、ＭＭＩＣに一体化することが可能となる。また、ＭＭＩＣのみならず、ディスクリート部品を用いた電圧制御発振器にも適用可能である。さらに、ダイオードと抵抗のみを用いているため、オペアンプのように外部電源を用いることを必要としないという利点がある。

この発明の実施の形態１に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、図１のダイオード４１ａ〜４１ｃを総称したダイオードの順方向の電流−電圧特性を示す図、図１の電圧変換回路３０の入出力特性を示す図、この発明の実施の形態２に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、図４の電圧変換回路３０の入出力特性を示す図、この発明の実施の形態３に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、図６の電圧変換回路３０の入出力特性を示す図、この発明の実施の形態４に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、図８に示す電圧変換回路３０の入出力特性を示す図、図６に示す電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性を示す図、図８に示す電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性を示す図、この発明の実施の形態５に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態６に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態７に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態８に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態９に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態１０に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図、この発明の実施の形態１１に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１に示す電圧制御発振器は、複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧Ｖｉｎに対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路３０と、電圧変換回路３０から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させ発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路６０と、高周波遮断回路６０を介した入力される変換電圧Ｖｔに基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオード２１をもつ同調回路２０と、発振用の能動素子を有し、同調回路２０の出力に基づいて入力電圧に対し線形な発振周波数Ｆを出力する能動回路１０とを備えている。

ここで、電圧変換回路３０は、入力端子５１と出力端子５２との間にアノード端子を入力端子５１側に向けて順次直列接続された複数のダイオード４１ａ〜４１ｃと、直列接続された複数のダイオード４１ａ〜４１ｃの接続体に並列接続された第１の抵抗３２と、出力端子５２とグランドとの間に設けられた第２の抵抗３１とから構成されている。

次に動作を説明する。ここでは、ダイオードの数Ｎ＝３の場合について説明をするが、任意の数について成り立つものである。
図２に、ダイオード４１ａ〜４１ｃを総称してダイオード４１の順方向の電流−電圧特性を示す。図２中のＶ１で示される電圧をダイオード４１の立ち上がり電圧と呼ぶ。図１の電圧変換回路３０において、入力電圧Ｖｉｎを０から徐々に大きくしていき、ダイオード４１ａの立ち上がり電圧Ｖ１の３倍に近い電圧Ｖａに達するまでは、ダイオード４１ａのインピーダンスが十分高いと仮定できるため、端子５１、５２間の等価回路は抵抗３２のみであると近似できる。ここで、抵抗３１の大きさをＲ１、抵抗３２の大きさをＲ２とすると、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの間には、Ｖｔ＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖｉｎの関係が成り立つ。

入力電圧Ｖｉｎをさらに大きくし、端子５１と５２の間にかかる電圧がＶａより大きくなると、つまり、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｖｉｎ＞Ｖａとなると、ダイオード４１ａ、４１ｂ、４１ｃに流れる電流も増加し、端子５１と５２の間の合成抵抗をＲａとすると、Ｒａ＝３・Ｒ２・Ｒｓ／（Ｒ２＋３・Ｒｓ）で表される。ここで、Ｒｓはダイオード４１ａ、４１ｂ、４１ｃの直列抵抗である。このとき、ＶｉｎとＶｔとの関係は、Ｖｔ＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒａ）・Ｖｉｎとなる。ただし、スイッチを用いて抵抗を切り換える方法と異なり、上記２つの状態の境目に不連続部がないのも利点の一つである。

図３に、図１中の電圧変換回路３０の入出力特性を示す。図３において、電圧制御発振器のＶ−Ｆ特性を線形にするために必要な、電圧変換回路３０の特性を点線Ａで示す。ここで、入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖａで分割されたそれぞれの区間における傾きを、非線形でかつ連続した特性Ａの傾きに合うように、抵抗３１、３２の値を
選択することで、電圧Ｖａの前後で電圧変換回路３０の入出力特性の傾きを２段階に変化させることが可能となる。また、接続するダイオードの数Ｎを変化させることにより電圧Ｖａの値を変化させることができ、様々な特性への近似が可能になる。

従って、実施の形態１によれば、実際に入力する電圧Ｖｉｎを、発振周波数Ｆが線形になるような電圧制御発振器の制御電圧に変換することにより、発振周波数Ｆの入力電圧Ｖｉｎに対する線形性を改善し、かつダイオードと抵抗というＭＭＩＣ上で作成可能な素子のみを用いることにより、従来の電圧制御発振器と同じＭＭＩＣに一体化することが可能となる。また、ＭＭＩＣのみならず、ディスクリート部品を用いた電圧制御発振器にも適用可能である。さらに、ダイオードと抵抗のみを用いているため、オペアンプのように外部電源を用いることを必要としないという利点もある。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図４に示す実施の形態２に係る電圧制御発振器において、図１に示す実施の形態１の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図４に示す実施の形態２に係る電圧制御発振器は、図１に示す実施の形態１の構成と電圧変換回路３０の構成が異なる。

すなわち、図４に示す実施の形態２に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０は、入力端子５１と出力端子５２との間にアノード端子を入力端子５１側に向けて順次直列接続された複数のダイオード４１ａ〜４１ｄと、各ダイオード４１ａ〜４１ｄのアノード端子と出力端子５２との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗３２〜３５と、出力端子５２とグランドとの間に設けられた抵抗３１とから構成されている。

次に動作を説明する。ここでは、ダイオードの数Ｎ＝４の場合について説明をするが、任意の数について成り立つものである。
図５に、図４中の電圧変換回路３０の入出力特性を示す。入力電圧Ｖｉｎが０＜Ｖｉｎ＜Ｖａの場合、ダイオード４１ｄ以降はインピーダンスが十分高いとみなせるため、端子５１、５２間の等価回路は抵抗３５のみとなる。従って、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、抵抗３１と抵抗３５の大きさで決まる一定の傾きβ１を持つ。

入力電圧ＶｉｎがＶａ＜Ｖｉｎ＜Ｖｂの場合、ダイオード４１ｄに電流が流れ始めるが、ダイオード４１ｃ以降はインピーダンスが十分高いままであるため、端子５１、５２間の等価回路は抵抗３４、３５とダイオード４１の直列抵抗Ｒｓの合成抵抗Ｒａとなる。従って、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、抵抗３１と合成抵抗Ｒａの大きさで決まる一定の傾きβ２を持つ。

以下同様に、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるとダイオード４１ｂ、４１ａの順に立ち上がり、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、抵抗３１と端子５１、５２間の合成抵抗の大きさで決まる一定の傾きβ３、β４をそれぞれ持つ。

ここで、入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄで分割されたそれぞれの区間における傾きβ１、β２、β３、β４を、電圧制御発振器のＶ−Ｆ特性を線形にするために必要な電圧変換回路３０の特性Ａの傾きに合うように、抵抗３１、３２、３３、３４、３５の値を決定することにより、電圧制御発振器のＶ−Ｆ特性の線形性向上を図ることが可能となる。

従って、実施の形態２によれば、実際に入力する電圧Ｖｉｎを、発振周波数Ｆが線形になるような電圧制御発振器の制御電圧に変換することにより、発振周波数の入力電圧に対する線形性を改善し、かつダイオードと抵抗というＭＭＩＣ上で作成可能な素子のみを用いることにより、従来の電圧制御発振器と同じＭＭＩＣに一体化することが可能となる。また、ＭＭＩＣのみならず、ディスクリート部品を用いた電圧制御発振器にも適用可能である。さらに、ダイオードと抵抗のみを用いているため、オペアンプのように外部電源を用いることを必要としないという利点もある。

実施の形態３．
図６は、この発明の実施の形態３に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器において、図１に示す実施の形態１の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器は、図１に示す実施の形態１の構成と電圧変換回路３０の構成が異なる。

すなわち、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０は、入力端子５１と出力端子５２との間にアノード端子を入力端子５１側に向けて順次直列接続された複数のダイオード４１ａ〜４１ｆと、１または複数直列接続されたダイオードの各アノード端子、つまりダイオード４１ａのアノード端子、ダイオード４１ｂのアノード端子、ダイオード４１ｃと４１ｄの接続体のダイオード４１ｄのアノード端子、ダイオード４１ｅと４１ｆの接続体のダイオード４１ｆのアノード端子と出力端子５２との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗３２〜３５と、出力端子５２とグランドとの間に設けられた抵抗３１とから構成されている。

次に動作を説明する。図７に、図６中の電圧変換回路３０の入出力特性を示す。基本的な動作は、実施の形態１及び２と同様である。ただし、図６に示す構成では、電圧変換回路３０中の各端子間に複数のダイオードが直列に接続された個所があるため、電圧変換回路３０の入出力特性の傾きを変化させる入力電圧を自由に設定することが可能となる。ダイオードと抵抗の組み合わせの数についてはその目的とする近似曲線の形によって任意に設定可能である。

従って、実施の形態３によれば、実際に入力する電圧Ｖｉｎを、発振周波数Ｆが線形になるような電圧制御発振器の制御電圧に変換することにより、発振周波数Ｆの入力電圧Ｖｉｎに対する線形性を改善し、かつダイオードと抵抗というＭＭＩＣ上で作成可能な素子のみを用いることにより、従来の電圧制御発振器と同じＭＭＩＣに一体化することが可能となる。また、ＭＭＩＣのみならず、ディスクリート部品を用いた電圧制御発振器にも適用可能である。さらに、ダイオードと抵抗のみを用いているため、オペアンプのように外部電源を用いることを必要としないという利点もある。

実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図８に示す実施の形態４に係る電圧制御発振器において、図６に示す実施の形態３の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図８に示す実施の形態４に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３の構成と電圧変換回路３０の構成が異なる。

すなわち、図８に示す実施の形態４に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０は、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０中の抵抗３１の代わりに、出力端子５２からグランドに向かって直列に接続された抵抗３６およびサーミスタ９１と、抵抗３６とサーミスタ９１との接続端子５３に接続された抵抗３７とから構成されている。

次に動作を説明する。図９に、図８に示す電圧変換回路３０の入出力特性を示す。常温Ｔ２においては、端子５４に定電圧Ｖｐが印加されているため、抵抗３６、抵抗３７、サーミスタ９１の抵抗値から端子５３の電圧が決定される。入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は図９に示す特性Ｂのようになる。

温度が上昇してＴ３になると、サーミスタ９１の抵抗値が上昇し、それに伴い端子５３の電圧も上昇する。その結果、同じ入力電圧Ｖｉｎに対して変換電圧Ｖｔも上昇することになり、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は図９に示す特性Ｃのようになる。温度が下降してＴ１（Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３）になると、温度が上昇した場合と逆に動作し、同じ入力電圧Ｖｉｎに対して変換電圧Ｖｔが下降する。従って、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は図９に示す特性Ａのようになる。

図１０に図６に示す電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性を示し、図１１に図８に示す電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性を示す。図１０より、一般に、電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性は、温度が高くなると発振周波数が小さくなる方向に偏移する。これに対し、図８に示す電圧制御発振器では、図９に示したように、電圧変換回路３０の入出力特性が温度の上昇により変換電圧Ｖｔが大きくなる方向に偏移するため、図８に示す電圧制御発振器の電圧−発振周波数特性は、図１１に示すように、温度による発振周波数の偏移を抑制する。

従って、実施の形態４によれば、発振周波数の入力電圧に対する線形性を維持しながら、サーミスタ９１の抵抗値の温度変動により変換電圧が変化することで、温度変動に起因する発振周波数の偏移を抑制することが可能となる。

実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１２に示す実施の形態５に係る電圧制御発振器において、図６に示す実施の形態３の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図１２に示す実施の形態５に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３の構成と電圧変換回路３０の構成が異なる。

すなわち、図１２に示す実施の形態５に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０は、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器の電圧変換回路３０中の抵抗３１の代わりに、出力端子５２からグランドに向かって直列に接続された抵抗３６および抵抗３８と、抵抗３６と抵抗３８との接続端子５３に接続されたダイオード４２とから構成されている。

次に動作を説明する。図１２の電圧変換回路３０の入出力特性は、図８に示す電圧変換回路３０と同様に図９のようになる。すなわち、常温Ｔ２においては、端子５４に定電圧Ｖｐが印加されており、ダイオード４２に電流Ｉ２が流れている。抵抗３８にも電流が流れており、その大きさは抵抗３６に流れる電流とダイオード４２に流れる電流Ｉ２の和となる。抵抗３８に流れる電流から端子５３の電圧が決定される。よって、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、図１５に示す特性Ｂのようになる。

温度が上昇してＴ３になると、ダイオード４２に流れる電流がＩ３に上昇し、それに伴い抵抗３８に流れる電流も大きくなるので、端子５３の電圧が上昇する。その結果、同じ入力電圧Ｖｉｎに対して変換電圧Ｖｔも上昇することになり、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、図９に示す特性Ｃのようになる。温度が下降してＴ１になると、温度が上昇した場合と逆に動作し、同じ入力電圧Ｖｉｎに対して変換電圧Ｖｔが下降する。従って、入力電圧Ｖｉｎと変換電圧Ｖｔの関係は、図９に示す特性Ａのようになる。

従って、実施の形態５によれば、発振周波数の入力電圧に対する線形性を維持しながら、ダイオード４２に流れる電流の温度変動により変換電圧が変化することで、温度変動に起因する発振周波数の偏移を抑制することが可能となる。さらに、ダイオードと抵抗というＭＭＩＣ上で作成可能な素子のみを用いることにより、従来の電圧制御発振器と同じＭＭＩＣに一体化することが可能となる。また、ＭＭＩＣのみならず、ディスクリート部品を用いた電圧制御発振器にも適用可能である。

実施の形態６．
図１３は、この発明の実施の形態６に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１３に示す実施の形態６に係る電圧制御発振器において、図６に示す実施の形態３の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図１３に示す実施の形態６に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０としてスパイラルインダクタ６１を装荷している点が異なる。なお、この実施の形態６は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０として、スパイラルインダクタ６１を用いた例を示しているが、図１及び図４に示す実施の形態１及び２の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態６に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、高周波遮断回路６０として、インダクタ、例えばスパイラルインダクタ６１を用いることにより、高周波でハイインピーダンスとなり、低周波成分のみ通過させ発振周波数成分を遮断することが可能となる。加えて、スパイラルインダクタ６１は、ＭＭＩＣ上で容易に実現可能であるという効果を奏する。

実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１４に示す実施の形態７に係る電圧制御発振器において、図６に示す実施の形態３の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図１４に示す実施の形態７に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０として抵抗６２を装荷している点が異なる。なお、この実施の形態７は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０として、抵抗６２を用いた例を示しているが、図１及び図４に示す実施の形態１及び２の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態７に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、高周波遮断回路６０として、抵抗６２を用いることにより、発振周波数成分を遮断することが可能となる。加えて、抵抗６２は、ＭＭＩＣ上で容易に実現可能であるという効果を奏する。

実施の形態８．
図１５は、この発明の実施の形態８に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１５に示す実施の形態８に係る電圧制御発振器において、図６に示す実施の形態３の構成と同一部分は同一符号を付し、その説明は省略する。図１５に示す実施の形態８に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０として低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）６３を装荷している点が異なる。なお、この実施の形態８は、図６に示す実施の形態３の構成に対し、高周波遮断回路６０として、低域通過フィルタ６３を用いた例を示しているが、図１及び図４に示す実施の形態１及び２の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態８に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、高周波遮断回路６０としてＬＰＦ６３を用いることにより、図１３に示す実施の形態６に係るインダクタ６１を用いるのに比べて、低周波数成分の電力損失を抑制しつつ発振周波数成分を遮断することが可能となる。加えて、この発明の電圧制御発振器にＦＭ変調を施した信号を入力する場合、変調周波数成分を通過させる必要があるが、高周波遮断回路６０としてＬＰＦ６３を用いることにより、変調周波数成分の電力損失を抑制しつつ発振周波数成分を遮断することが可能となる。さらに、ＬＰＦ６３は、ＭＭＩＣ上で容易に実現可能であるという効果を奏する。

実施の形態９．
図１６は、この発明の実施の形態９に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１６に示す実施の形態９に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器を構成するすべての要素、つまり電圧変換回路３０、高周波遮断回路６０、同調回路２０および能動回路１０を同一の半導体プロセスにより同一の基板７０上に作成したものである。なお、この実施の形態９は、図６に示す実施の形態３の構成に対し適用したものであるが、他の実施の形態１と２、４〜８の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態９に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、電圧制御発振器を構成するすべての要素を同一の半導体プロセスで作成し一枚の基板上に作成することにより、回路を小型化することが可能となり、加えて各構成要素の実装の工程を削減することが可能となるという効果を奏する。

実施の形態１０．
図１７は、この発明の実施の形態１０に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１７に示す実施の形態１０に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器を構成する電圧変換回路３０の複数のダイオードと、高周波遮断回路６０と、同調回路２０と、能動回路１０とを同一の半導体プロセスにより同一の第１の基板７０上に作成すると共に、電圧変換回路３０の複数の抵抗のみを別の第２の基板８０上に作成し、第１と第２の基板７０と８０をワイヤーで接続したものである。なお、この実施の形態１０は、図６に示す実施の形態３の構成に対し適用したものであるが、他の実施の形態１と２、４〜８の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態１０に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、能動回路部１０と同調回路部２０と高周波遮断回路６０と電圧変換回路部３０のダイオードのみを基板７０上に同一の半導体プロセスで作成し、電圧変換回路部３０の抵抗は別基板８０上に作成することにより、抵抗値を抵抗の実装後に変更することが可能となり、発振回路部の特性に柔軟に対応することが可能となるという効果を奏する。

実施の形態１１．
図１８は、この発明の実施の形態１１に係る電圧制御発振器の構成を示す回路図である。図１８に示す実施の形態１１に係る電圧制御発振器は、図６に示す実施の形態３に係る電圧制御発振器を構成する高周波遮断回路６０と、同調回路２０と、能動回路１０とを同一の半導体プロセスにより同一の第１の基板７０上に作成すると共に、電圧変換回路３０のみを別の第２の基板８０上に作成し、第１と第２の基板７０と８０をワイヤーで接続したものである。なお、この実施の形態１１は、図６に示す実施の形態３の構成に対し適用したものであるが、他の実施の形態１と２、４〜８の構成に対しても同様に実施できる。

この実施の形態１１に係る電圧制御発振器の基本的な動作は、実施の形態３と同様である。ただし、能動回路部１０と同調回路部２０と高周波遮断回路６０のみを基板７０上に同一の半導体プロセスで作成し、電圧変換回路部３０は別基板８０上に作成することにより、電圧変換回路部３０に用いるダイオードを、能動回路部１０に用いる能動素子や同調回路部２０に用いるバラクタダイオードとは異なる半導体プロセスを用いて作成することが可能となる。さらに、電圧変換回路部３０中に半導体プロセスの異なるダイオードを混在させることが可能となる。加えて、実施の形態１０と同様、抵抗値を抵抗の実装後に変更することが可能となり、発振回路部の特性に柔軟に対応することが可能となるという効果を奏する。

非線形なＶ−Ｆ特性を持つ電圧制御発振器の前段に、ダイオードと抵抗からなるアナログ電圧変換回路を接続してＶ−Ｆ特性の線形生を向上し、ＭＭＩＣとして一体化可能な電圧制御発振器を提供でき、ＦＭ−ＣＷレーダ装置に適用できる。

Claims

複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させる発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、
前記高周波遮断回路を介して入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、
発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路と
を備え、
前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、直列接続された複数のダイオードの接続体に並列接続された第１の抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた第２の抵抗とから構成された
ことを特徴とする電圧制御発振器。
複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させる発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、
前記高周波遮断回路を介して入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、
発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路と
を備え、
前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、各ダイオードのアノード端子と出力端子との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗とから構成された
ことを特徴とする電圧制御発振器。
複数のダイオードと複数の抵抗との組合せでなり、入出力特性の傾きを複数段階に変化させて入力電圧に対し非線形でかつ連続した出力を変換電圧として出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路から出力される変換電圧の低周波成分のみを通過させる発振周波数成分を遮断する高周波遮断回路と、
前記高周波遮断回路を介して入力される変換電圧に基づいて発振周波数を設定するための容量可変のバラクタダイオードをもつ同調回路と、
発振用の能動素子を有し、前記同調回路の出力に基づいて前記入力電圧に対し線形な発振周波数を出力する能動回路と
を備え、
前記電圧変換回路は、入力端子と出力端子との間にアノード端子を前記入力端子側に向けて順次直列接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードを、１または複数直列接続されたダイオードの組に分割し、分割された各組の両端のうちアノード端子と出力端子との間にそれぞれ接続された複数の並列抵抗と、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗とから構成された
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項３に記載の電圧制御発振器において、
前記電圧変換回路は、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗の代わりに、前記出力端子とグランドとの間に設けられ、前記出力端子側に設けられた抵抗と前記グランド側に設けられたサーミスタとの直列接続体と、前記抵抗と前記サーミスタとの接続端と一定電圧を印加する電圧印加端との間に設けられた他の抵抗とを備えた
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項３に記載の電圧制御発振器において、
前記電圧変換回路は、前記出力端子とグランドとの間に設けられた抵抗の代わりに、前記出力端子とグランドとの間に設けられた２つの抵抗の直列接続体と、前記２つの抵抗の接続端と一定電圧を印加する電圧印加端との間に設けられ、カソード端子を前記２つの抵抗の接続端に接続しアノード端子を前記電圧印加端に接続したダイオードとを備えた
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１に記載の電圧制御発振器において、
前記高周波遮断回路として、インダクタを装荷した
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１に記載の電圧制御発振器において、
前記高周波遮断回路として、抵抗を装荷した
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１に記載の電圧制御発振器において、
前記高周波遮断回路として、低域通過フィルタを装荷した
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１から８までのいずれか１項に記載の電圧制御発振器において、
電圧制御発振器を構成するすべての要素を同一の半導体プロセスにより同一の基板上に作成した
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１から８までのいずれか１項に記載の電圧制御発振器において、
前記電圧変換回路の複数のダイオードと、前記高周波遮断回路と、前記同調回路と、前記能動回路とを同一の半導体プロセスにより同一の第１の基板上に作成すると共に、前記電圧変換回路の複数の抵抗のみを別の第２の基板上に作成し、前記第１と第２の基板をワイヤーで接続した
ことを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１から８までのいずれか１項に記載の電圧制御発振器において、
前記高周波遮断回路と、前記同調回路と、前記能動回路とを同一の半導体プロセスにより同一の第１の基板上に作成すると共に、前記電圧変換回路のみを別の第２の基板上に作成し、前記第１と第２の基板をワイヤーで接続した
ことを特徴とする電圧制御発振器。