JP4704387B2

JP4704387B2 - 電圧制御発振器

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Publication number: JP4704387B2
Application number: JP2007093698A
Authority: JP
Inventors: 隆之松塚; 和也山本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-03-30
Filing date: 2007-03-30
Publication date: 2011-06-15
Anticipated expiration: 2027-03-30
Also published as: US20080238562A1; US7602259B2; JP2008252710A

Description

本発明は、主にマイクロ波・ミリ波領域で動作する電圧制御発振器に関し、特に広い範囲の発振周波数において温度補償を行うことができる電圧制御発振器に関するものである。

トランジスタのベースに印加される電圧に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器が用いられている。そして、このような電圧制御発振器において、各温度で同一の発振周波数を得るための工夫がなされたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１４は、従来の電圧制御発振器の一例を示す回路図である。バイポーラトランジスタ１１のエミッタと接地点との間に、直列帰還用のインダクタ１２が設けられている。バイポーラトランジスタ１１のコレクタと出力端子１３との間に、出力整合回路１４が設けられている。バイポーラトランジスタ１１のベースには、発振開始の位相条件を満たすための位相調整用線路１５の一端が接続されている。

位相調整用線路１５の他端と接地点との間には、インダクタ１６と可変容量素子１７が直列に接続されている。このインダクタ１６と可変容量素子１７はＬＣ直列共振回路を構成している。周波数制御バイアス回路２１は、端子２２から入力された制御電圧に応じた周波数制御用の電圧を可変容量素子１７の一端に印加する。

この電圧制御発振器において、温度に応じて可変容量素子１７の一端に印加する電圧を制御することで発振周波数が制御される。これにより、温度による発振周波数の変動を補正している。

図１５は、従来の電圧制御発振器の発振周波数特性を示す模式図である。例えば、常温において可変容量素子１７の両端にＡ点の電圧を印加する場合、高温になった場合はＢ点の電圧、低温になった場合はＣ点の電圧を印加すればよい。これにより、各温度で同一の発振周波数を得ることができる。しかし、図１４の電圧制御発振器では、発振周波数の温度補正と、同一温度における周波数制御とを同じ端子に印加する電圧で行うため、電圧の制御が複雑であった。

図１６は、従来の電圧制御発振器の他の例を示す回路図である。可変容量素子１７と接地点との間に直流阻止用のキャパシタ１８が設けられている。そして、温度補償バイアス回路２３は、温度補償バイアス発生回路２４で発生された電圧に応じた温度補償用の電圧を可変容量素子１７の他端に印加する。その他の構成は図１５の電圧制御発振器と同様である。

温度補償バイアス発生回路２４は、トランジスタ５１と、抵抗５２〜５４と、端子５５，５６とを有する。トランジスタ５１のコレクタには端子５５から抵抗５２を介して固定電圧が印加され、ベースには端子５６から抵抗５３を介して固定電圧が印加され、エミッタは抵抗５４を介して接地されている。そして、トランジスタ５１のコレクタ側から温度補償バイアス回路２３に電圧が出力される。

図１７は、図１６のＸ点の電圧の温度特性を示す模式図であり、図１８は、図１６の可変容量素子の両端にかかる電圧の温度特性を示す模式図である。温度が高くなるとトランジスタ５１のコレクタ電流が増大し、抵抗５２での電圧降下量が大きくなり、Ｘ点での電圧が低下する。そして、可変容量素子１７の他端の電圧がＸ点より大きい場合、可変容量素子１７の両端にかかる電圧は高くなり、発振周波数が高くなる。従って、通常の電圧制御発振器の発振周波数は温度上昇に伴い低くなるが、図１７の電圧制御発振器は温度上昇による発振周波数の低下を補償することができる。即ち、温度が変化しても同一周波数の信号を出力するように可変容量素子へ印加される電圧を自動で制御することができる。また、周波数制御用に使われる端子２２と温度補償に使用される端子５５，５６が分離されているので、温度に応じて複雑な電圧を印加する必要が無い。従って、図１６の電圧制御発振器は、図１４の電圧制御発振器のような温度制御を省略又は簡易化することができる。

特開２００５−１０２１４８号公報

例えば、車載レーダーの信号周波数が７６〜７７ＧＨｚであるため、車載レーダー用の電圧制御発振器の出力周波数は一般的に７６〜７７ＧＨｚの１／８以上である。そして、システムを簡素化するために、この出力周波数はさらに高周波化される傾向にある。このような高周波で動作する電圧制御発振器では、組み立て精度が特性に及ぼす影響が大きいため、生産性の観点からモノリシック（ＭＭＩＣ）化することが望ましい。ＭＭＩＣ化する場合、可変容量素子としてはトランジスタのベース−コレクタ間又はベース−エミッタ間容量を利用した可変容量ダイオード（バラクタダイオード）が使用される。

しかし、バラクタダイオードの容量−電圧特性は、発振素子であるトランジスタの高周波特性との整合性の観点から決定されるので、発振周波数の線形性に対して最適化することができない。この場合における図１６の電圧制御発振器の発振周波数特性を図１９に示す。制御電圧とは独立に一定の電圧がオフセットされる。このため、温度補償を行うことができる制御電圧が一点（図中Ｙ点）のみとなり、その前後の電圧では温度による発振周波数の変動が残ってしまう。即ち、温度補償を行うことができる発振周波数の範囲が極めて限定されるという問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、広い範囲の発振周波数において温度補償を行うことができる電圧制御発振器を得るものである。

本発明に係る電圧制御発振器は、可変容量素子の両端に印加する電圧により発振周波数を制御する電圧制御発振器において、制御電圧に応じた周波数制御用の電圧を可変容量素子の一端に印加する周波数制御バイアス回路と、制御電圧に応じた第１電流を発生させる第１電流源と、制御電圧とは独立に温度に応じた第２電流を発生させる第２電流源と、第１，第２電流を足し合わせた電流を電圧に変換する変換用抵抗と、変換用抵抗により変換された電圧に応じた温度補償用の電圧を可変容量素子の他端に印加する温度補償バイアス回路とを備える。本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明により、広い範囲の発振周波数において温度補償を行うことができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電圧制御発振器を示す回路図である。バイポーラトランジスタ１１のエミッタと接地点との間に、直列帰還用のインダクタ１２が設けられている。バイポーラトランジスタ１１のコレクタと出力端子１３との間に、出力整合回路１４が設けられている。バイポーラトランジスタ１１のベースに、発振開始の位相条件を満たすための位相調整用線路１５の一端が接続されている。位相調整用線路１５の他端には、インダクタ１６と可変容量素子１７が直列に接続されている。このインダクタ１６と可変容量素子１７はＬＣ直列共振回路を構成する。可変容量素子１７と接地点との間に直流阻止用のキャパシタ１８が設けられている。

この電圧制御発振器は、可変容量素子１７の両端に印加する電圧により発振周波数を制御する。即ち、抵抗フィード型の周波数制御バイアス回路２１は、端子２２から入力された制御電圧に応じた周波数制御用の電圧を可変容量素子１７の一端（インダクタ１６との接続点）に印加する。また、抵抗フィード型の温度補償バイアス回路２３は、温度補償バイアス発生回路２４で発生された電圧に応じた温度補償用の電圧を可変容量素子１７の他端に印加する。

図２は、本発明の実施の形態１に係る温度補償バイアス発生回路を示す回路図である。温度補償バイアス発生回路２４は、第１電流源２５と、第２電流源２６と、変換用抵抗２７と、端子２８，２９とを有する。端子２８，２９には、外部からそれぞれ第１固定電圧，第２固定電圧が入力される。

第１電流源２５は、抵抗３１（第１抵抗）と、抵抗３２（第２抵抗）と、第１バイポーラトランジスタ３３とを有する。抵抗３１の一端には、制御電圧が印加される。抵抗３２の一端には第１固定電圧が印加され、他端は抵抗３１の他端に接続されている。第１バイポーラトランジスタ３３のベースは抵抗３１と抵抗３２の接続点に接続され、コレクタは変換用抵抗２７に接続され、エミッタに第２固定電圧が印加される。この第１電流源２５は、制御電圧に応じた第１電流を発生させる。

第２電流源２６は、抵抗３４，３５（第３抵抗）と、抵抗３６と、抵抗３７（第４抵抗）と、第２バイポーラトランジスタ３８と、トランジスタ３９とを有する。抵抗３４の一端に第１固定電圧が印加される。抵抗３４の他端と接地点との間に抵抗３６が接続されている。抵抗３５の一端は抵抗３４の他端に接続されている。抵抗３７の一端にトランジスタ３９を介して第２固定電圧が印加され、他端が抵抗３５の他端に接続されている。第２バイポーラトランジスタ３８のベースは抵抗３５と抵抗３７の接続点に接続され、コレクタは変換用抵抗２７に接続され、エミッタに第２固定電圧が印加される。この第２電流源２６は、制御電圧とは独立に温度に応じた第２電流を発生させる。

変換用抵抗２７の一端には第１，第２電流源２５，２６が並列に接続され、他端は接地されている。変換用抵抗２７は、第１，第２電流を足し合わせた電流を電圧に変換して温度補償バイアス回路２３に出力する。

上記構成において、第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８のコレクタ電流が温度上昇に伴って増大するので、変換用抵抗２７による電圧降下が温度上昇に伴って増大する。これにより制御電圧が図中Ｚ点の電圧より大きい場合、可変容量素子１７の両端にかかる電圧は温度上昇に伴い大きくなる。従って、温度上昇に伴う発振周波数の低下を補償することができる。

図３は、第１，第２電流源のトランジスタのコレクタ電流の温度依存性を示す図である。ここで、制御電圧を４つの値に変化させた場合について示している。図示のように、第２電流源２６の第２バイポーラトランジスタ３８のコレクタ電流（第２電流）は、制御電圧とは独立に概ね温度に対して一定の傾きを持つ。一方、第１電流源２５の第１バイポーラトランジスタ３３のコレクタ電流（第１電流）は、制御電圧の大きさに依存し、温度上昇に対して急激に立ち上がる。

図４は、温度補償バイアス発生回路の出力電圧の温度依存性を示す図である。上記の特性を有する第１，第２電流を足し合わせた電流を電圧に変換することにより、目標の電圧−温度カーブを達成している。

図５は、図１の可変容量素子の両端にかかる電圧の温度依存性を示す図である。図示のように、可変容量素子の両端にかかる電圧は、どの制御電圧でも温度によらずほぼ一定となっている。よって、本実施の形態により、広い範囲の発振周波数において温度補償を行うことができる。

なお、本実施の形態では、能動素子としてバイポーラトランジスタ１１を用い、このバイポーラトランジスタ１１のベースに一つのＬＣ直列共振回路が接続された直列帰還型の電圧制御発振器を示した。しかし、本発明は、能動素子の種類、共振回路の種類・数・接続位置には依らない。従って、例えば能動素子として電界効果トランジスタ（FET: Field effect transistor）を用いても構わないし、複数の共振回路がバイポーラトランジスタ１１のベース以外の端子に接続されていても構わない。また、本発明は並列帰還型の電圧制御発振器にも適用することができる。

また、可変容量素子１７は、例えばｐｎ接合ダイオードやショットキー接合ダイオードをオフ状態で用いことにより実現される。本実施の形態では周波数制御バイアス回路２１，温度補償バイアス回路２３として抵抗フィード型を用いているが、本発明はバイアス回路の種類に依存しないため、例えば１／４波長ショートスタブ型等を用いてもよい。なお、説明を容易にするため、バイポーラトランジスタ１１のバイアス回路は省略してある。本実施の形態においては、温度変化を制御するための電圧を発生させるデバイスとして第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８を用いているが、この代わりにバイポーラトランジスタ１１と同様の温度特性をもつＦＥＴを用いても構わない。

また、本実施の形態に係る電圧制御発振器は、セラミック基板等に伝送線路パターンを形成した後に各回路部品を実装することで作製できる。ただし、本実施の形態に係る電圧制御発振器を半導体基板上に一体化形成すること、即ちＭＭＩＣ（Microwave Monolithic IC）化することが望ましい。その理由を以下に説明する。

例えばバイポーラトランジスタ１１のコレクタ電流の温度変動を抑制して電圧制御発振器の動作を安定させるには、ベース又はエミッタに直列に抵抗を挿入して負帰還がかかるようにすればよい。しかし、この抵抗の製造ばらつきによりコレクタ電流が変化する。これにより、図６に示すように、抵抗の抵抗値が大きくなるほど、発振周波数の温度変動が大きくなる。一方、本実施の形態に係る温度補償バイアス発生回路２４の出力電圧（図２のＺ点での電圧）は主に変換用抵抗２７の抵抗値で決まる。これにより、図７に示すように変換用抵抗２７の抵抗値が大きくなるほど、温度補償用の電圧が大きくなり、より大きな温度変動を補償できるようになる。従って、これらの抵抗が互いに打ち消しあう方向に働くため、ＭＭＩＣ化した場合は抵抗の製造ばらつきに対する変動が小さくなる。

また、本実施の形態に係る電圧制御発振器を低位相雑音特性が要求されるアプリケーション（例えば車載レーダーなど）に適用した場合、温度補償バイアス発生回路２４で発生する低周波雑音が可変容量素子１７へ入力されることにより位相雑音特性を劣化させることが予想される。この場合は、温度補償バイアス発生回路２４と温度補償バイアス回路２３との間に低周波雑音を除去するための低域通過フィルタを挿入することで位相雑音特性の劣化を抑制することができる。

実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。実施の形態１では変換用抵抗２７を用いていたが、本実施の形態では変換用抵抗２７ａ〜２７ｃとトランジスタ４１ａ〜４１ｃを用いている。その他の構成は実施の形態１と同様である。

変換用抵抗２７ａ〜２７ｃの一端にはトランジスタ４１ａ〜４１ｃのコレクタがそれぞれ接続され、他端は接地されている。トランジスタ４１ａ〜４１ｃのエミッタには第１，第２電流源２５，２６が接続されている。トランジスタ４１ａ〜４１ｃは、外部からそれぞれのベースに入力された信号に応じて、変換用抵抗２７ａ〜２７ｃの何れか又は複数を選択する。即ち、本実施の形態では、変換用抵抗の抵抗値は可変である。これにより、温度補償量を外部から制御することができる。

実施の形態３．
図９は、本発明の実施の形態３に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。実施の形態１では変換用抵抗２７を用いていたが、本実施の形態では変換用抵抗２７ａ〜２７ｃとボンディングパッド４２ａ〜４２ｆを用いている。その他の構成は実施の形態１と同様である。

変換用抵抗２７ａ〜２７ｃの一端にはボンディングパッド４２ａ〜４２ｃがそれぞれ接続され、他端は接地されている。ボンディングパッド４２ｄ〜４２ｆには第１，第２電流源２５，２６が接続されている。任意のボンディングパッド４２ａ〜４２ｃと従来のボンディングパッド４２ｄ〜４２ｆをワイヤ４３で接続することにより、変換用抵抗の抵抗値は可変となる。従って、実施の形態２と同様の効果を奏する。

実施の形態４．
図１０は、本発明の実施の形態４に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。実施の形態１では変換用抵抗２７を用いていたが、本実施の形態ではトリミング抵抗４４を用いている。その他の構成は実施の形態１と同様である。トリミング抵抗４４の抵抗値はトリミングにより可変である。従って、実施の形態２と同様の効果を奏する。

実施の形態５．
図１１は、本発明の実施の形態５に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。この図は、外部から固定電圧が供給される端子２８，２９の近傍のみを抜き出したものである。

端子２９と接地点との間に、トランジスタ４５及び抵抗４６〜４８が直列接続されている。トランジスタ４５のベースは、抵抗４７と抵抗４８の接続点に接続されている。端子２９から入力された第２固定電圧に基づいて、抵抗４６と抵抗４７によりトランジスタ４５のオン電圧を分圧して得た図中Ｗ点の電圧を第１固定電圧としている。

実施の形態１では、第１，第２固定電圧は外部から入力される。このため、第１，第２固定電圧が逆方向にばらつく（例えば第１固定電圧が大きく、第２固定電圧が小さくなる等）と、第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８の動作状態が設計値から大きく変化してしまう。一方、本実施の形態では、第１固定電圧は、外部から印加される第２固定電圧に基づいて内部発生されるため、第２固定電圧と同一方向にばらつく。従って、第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８の動作状態の設計値からの変化は比較的小さい。

本実施の形態では、第２固定電圧が第１固定電圧に基づいて内部発生される場合について説明したが、その逆でも同様の効果を奏する。即ち、第１，第２固定電圧の一方が他方に基づいて内部発生されるため、実施の形態１と比較して外部印加電圧のばらつきに強い。

実施の形態６．
図１２は、本発明の実施の形態６に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。実施の形態１では第２電流源２６において抵抗３７とトランジスタ３９を用いていたが、本実施の形態では抵抗３７ａ〜３７ｃとトランジスタ３９ａ〜３９ｃ，４９ａ〜４９ｃを用いている。その他の構成は実施の形態１と同様である。

第２固定電圧が印加される端子２９と第２バイポーラトランジスタ３８のベースとの間に、トランジスタ４９ａ，３９ａ及び抵抗３７aが直列接続されている。そして、このトランジスタ４９ａ，３９ａ及び抵抗３７aに対して、トランジスタ４９ｂ，３９ｂ及び抵抗３７ｂと、トランジスタ４９ｃ，３９ｃ及び抵抗３７ｃとが並列接続されている。トランジスタ４９ａ〜４９ｃは、外部からそれぞれのベースに入力された信号に応じて、抵抗３７ａ〜３７ｃの何れか又は複数を選択する。即ち、第４抵抗の抵抗値が可変である

第２電流源２６が発生する第２電流は、制御電圧とは独立に、概ね温度に対して一定の傾きを持つ。この傾きは、実施の形態１では図２の抵抗３７（第４抵抗）の抵抗値で概ね決定される。本実施の形態では、第４抵抗の抵抗値が可変であるため、第２電流の大きさを外部から制御することができ、温度補償量を外部から制御することができる。

実施の形態７．
本実施の形態７では、図２の抵抗３１，３５，３６として半導体抵抗を用い、その他の抵抗として金属薄膜抵抗を用いる。その他の構成は実施の形態１と同様である。

図１３は、電圧制御発振器の発振周波数と、トランジスタのコレクタ電流、電流増幅率及びベース抵抗との関係を示す図である。図示のようにバイポーラトランジスタ１１のコレクタ電流が大きくなると発振周波数の温度変動量が小さくなる。即ち、バイポーラトランジスタ１１の電流増幅率が大きくなると発振周波数の温度変動量が小さくなる。また、一般にベース層厚が厚くなるとベース抵抗が小さくなり、電流増幅率が小さくなる。従って、ベース抵抗が小さくなると発振周波数の温度変動量が大きくなる。

一方、抵抗３１，３５，３６の抵抗値が小さくなると、第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８のベース−エミッタ間電圧が大きくなる。このため、第１，第２バイポーラトランジスタ３３，３８のコレクタ電流は大きくなり、図３のＶ、Ｕが大きくなる。この結果、温度補償バイアス回路から出力される温度補償電圧の温度変化が大きくなるため、発振周波数の温度補償量も大きくなる。これにより、バイポーラトランジスタ１１の電流増幅率の変動を補償することができる。

本発明の実施の形態１に係る電圧制御発振器を示す回路図である。本発明の実施の形態１に係る温度補償バイアス発生回路を示す回路図である。第１，第２電流源のトランジスタのコレクタ電流の温度依存性を示す図である。温度補償バイアス発生回路の出力電圧の温度依存性と制御電圧との関係を示す図である。図１の可変容量素子の両端にかかる電圧の温度依存性を示す図である。電圧制御発振器のコレクタ電流と発振周波数の温度変動との関係を示す模式図である。温度補償バイアス発生回路の出力電圧の温度依存性と抵抗値との関係を示す図である。本発明の実施の形態２に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。本発明の実施の形態３に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。本発明の実施の形態４に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。本発明の実施の形態５に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。本発明の実施の形態６に係る温度補償バイアス発生回路の一部を示す回路図である。電圧制御発振器の発振周波数と、トランジスタのコレクタ電流、電流増幅率及びベース抵抗との関係を示す図である。従来の電圧制御発振器の一例を示す回路図である。従来の電圧制御発振器の発振周波数特性を示す模式図である。従来の電圧制御発振器の他の例を示す回路図である。図１６のＸ点での電圧の温度特性を示す模式図である。図１６の可変容量素子の両端にかかる電圧の温度特性を示す模式図である。図１６の電圧制御発振器の発振周波数特性を示す模式図である。

符号の説明

１７可変容量素子
２１周波数制御バイアス回路
２３温度補償バイアス回路
２５第１電流源
２６第２電流源
２７，２７ａ-２７ｃ変換用抵抗
３１抵抗（第１抵抗）
３２抵抗（第２抵抗）
３３バイポーラトランジスタ（第１トランジスタ）
３４，３５抵抗（第３抵抗）
３７，３７a〜３７ｃ抵抗（第４抵抗）
３８バイポーラトランジスタ（第２トランジスタ）
４４トリミング抵抗（変換用抵抗）

Claims

可変容量素子の両端に印加する電圧により発振周波数を制御する電圧制御発振器において、
制御電圧に応じた周波数制御用の電圧を前記可変容量素子の一端に印加する周波数制御バイアス回路と、
前記制御電圧に応じた第１電流を発生させる第１電流源と、
前記制御電圧とは独立に温度に応じた第２電流を発生させる第２電流源と、
前記第１，第２電流を足し合わせた電流を電圧に変換する変換用抵抗と、
前記変換用抵抗により変換された電圧に応じた温度補償用の電圧を前記可変容量素子の他端に印加する温度補償バイアス回路とを備えることを特徴とする電圧制御発振器。
前記変換用抵抗の抵抗値は可変であることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
前記第１電流源は、一端に前記制御電圧が印加された第１抵抗と、一端に第１固定電圧が印加され他端が前記第１抵抗の他端に接続された第２抵抗と、ベースが前記第１抵抗と前記第２抵抗の接続点に接続され、コレクタが前記変換用抵抗に接続され、エミッタに第２固定電圧が印加された第１トランジスタとを有し、
前記第２電流源は、一端に前記第１固定電圧が印加された第３抵抗と、前記第３抵抗の他端と接地点との間に接続された第４抵抗と、一端が前記第３抵抗と前記第４抵抗の接続点に接続された第５抵抗と、エミッタに前記第２固定電圧が印加された第２トランジスタと、一端が前記第２トランジスタのベース及びコレクタに接続され他端が前記第５抵抗の他端に接続された第６抵抗と、ベースが前記第５抵抗と前記第６抵抗の接続点に接続され、コレクタが前記変換用抵抗に接続され、エミッタに第２固定電圧が印加される第３トランジスタとを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧制御発振器。
前記第１，第２固定電圧の一方は、他方に基づいて内部発生されることを特徴とする請求項３に記載の電圧制御発振器。
前記第６抵抗の抵抗値は可変であることを特徴とする請求項３に記載の電圧制御発振器。
前記第１，第４，第５抵抗は半導体抵抗であることを特徴とする請求項３に記載の電圧制御発振器。