JP4492837B2 - 半導体集積回路装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体集積回路装置に関し、主として情報処理装置に使用される大規模集積回路装置における高速動作化と低消費電力化及び動作の安定化技術に利用して有効な技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
本願出願人においては、先にMOSFETのリーク電流による消費電力の増加と動作速度との調和を好適に図った半導体集積回路装置を特開平11−195976号公報において提案している。上記公報に従えば、半導体集積回路装置中の複数の信号経路について、信号経路に沿って信号が伝わるディレイに余裕のある経路においては、高しきい値電圧のMOSFETにより構成し、逆に、ディレイに余裕の無い経路においては、サブスレッショルドリーク電流は大きいが動作速度が速いような低しきい値電圧のMOSFETにより構成する。上記のようなMOSFETの高しきい値電圧と低しきい値電圧を実現する手段としては、ゲート酸化膜下の半導体基板の不純物濃度を変えること、ゲート酸化膜厚寸法を変えること、ウェル領域に与えられる基板バイアス電圧を変えること、ゲート長を変えること及びこれらの組み合わせにより構成される。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記公報においては、MOSFETのしきい値電圧を低くすると、サブスレッショルド特性(テーリング特性)によって、MOSFETを完全にオフすることができなくなり、ソース−ドレイン経路を通したサブスレッショルドリーク電流が増大することを前提としている。かかる観点から、サブスレッショルドリーク電流を必要最小に設定するようMOSFETのしきい値電圧の制御が行われるものである。このように従来技術においては、しきい値電圧の低下によるサブスレッショルドリーク電流の増加が消費電力を増大させるものと考えられていたため、専らしきい値電圧の制御によって消費電力の増加と動作速度との調和が可能であるとの認識に止まるものである。
【0004】
半導体技術のいっそうの進展に伴い、素子は益々微細化される傾向にある。かかる素子の微細化は、ゲート絶縁膜の膜厚を薄くする関係にあり、このようにゲート絶縁膜の膜厚が薄くなってくると必然的にしきい値電圧が低下してしまう。したがって、本願発明者においては、前記公報の技術を用いてしきい値電圧の制御によって、消費電力の増加と動作速度との調和を図ることを検討した。
【0005】
しかしながら、素子の微細化によるゲート絶縁膜の薄膜化を進めていくと、しきい値電圧の制御のみでは消費電力が低減しなくなることが判明した。つまり、ゲート絶縁膜を薄くしていくと、ゲート絶縁膜を通過するダイレクトトンネル電流が無視できなくなり、上記MOSFETのドレイン−ソース間に流れるサブスレッショルドリーク電流に匹敵するような電流が流れてしまう。このダイレクトトンネル電流は、前段回路の直流電流として消費されるものであるので消費電力を増大させる。
【0006】
したがって、前記公報に記載の従来技術においては、基板濃度、基板バイアス電圧、ゲート長により高しきい値電圧としても上記ダイレクトトンネル電流を減少させることはできない。ゲート酸化膜の膜厚を厚くして高しきい値電圧にした場合、相対的関係では低しきい値電圧にしたMOSFETに比べてダイレクトトンネル電流は低下する。しかし、ダイレクトトンネル電流とゲート絶縁膜との関係が認識されていないため、ゲート絶縁膜の膜厚の設定によっては、必ずしも消費電力の増加と動作速度との調和とが図られるものとは限らず、常に一定の技術的効果を期待できるものにはならない。
【0007】
上記素子の微細化に伴うゲート絶縁膜の薄膜化は、上記ダイレクトトンネル電流の増加の他にピンホールによる絶縁破壊などの不良原因を多発をもたらす。つまり、このようなダイレクトトンネル電流を含むリーク電流の増大をそのままにしておくと、単に半導体集積回路装置で消費される消費電流を大きくすることの他に、直流試験を不能にしてしまうという別の問題を有する。半導体集積回路装置に電源電圧を供給して、その電源電流を測定することにより、MOSFETのゲートや層間絶縁膜での絶縁不良を間接的に判定しようとする場合に、上記リーク電流の電流値が大きくなると、必然的にプロセスバラツキ等によってその分布幅も広がるので、上記回路の部分的な絶縁不良によるリーク電流の判定を不能にしてしまう。
【0008】
この発明の目的は、素子の微細化に適合し、回路の高速動作化と低消費電力と高信頼性を実現した半導体集積回路装置を提供することにある。この発明の他の目的は、素子の微細化、回路の高速動作化と低消費電力に加えて直流試験を容易にした半導体集積回路装置を提供することにある。発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。すなわち、MOSFETのソース−ドレイン経路を通して流れるリーク電流との相対的関係において、そのゲート絶縁膜で生じるリーク電流を無視できる程度に膜厚を厚くした第1MOSFETと、それよりゲート絶縁膜の膜厚が薄く形成されてなる第2MOSFETとを用い、クロック信号の1周期に対して一対のフリップフロップ回路及びその間に設けられた論理ゲートの段数との関係で時間的に余裕のある論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第1MOSFETを用いて構成し、上記時間的に余裕の無い論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第2MOSFETを用いて構成し、電圧保持に用いられる容量素子を上記第1MOSFETのゲート容量を用いて構成する。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1に、この発明に係る半導体集積回路装置の一実施例の概略素子構造断面図が示されている。同図には、この発明に係る半導体集積回路装置に用いられるpチャンネル型MOSFETを例にした3つのMOSトランジスタ(以下、FETを単にトランジスタという)Tp1〜Tp3とnチャネル型MOSトランジスタを例にした1つのMOSトランジスタTn1が例示的に示されている。
【0011】
この実施例のCMOS型の半導体集積回路装置は、特に制限されないが、p型半導体基板1にn型ウエル2とp型ウエル3とが形成されている。また、p型半導体基板1の表面には、n型ウエル2とp型ウエル3との境界領域などにフィールド絶縁膜4が形成されている。上記n型ウエル2には、pチャネルMOSトランジスタTp1ないしTp3が設けられる。p型ウエル3には、nチャネルMOSトランジスタTn1が設けられる。
【0012】
上記MOSトランジスタTp1は、そのゲート酸化膜(絶縁膜)17の膜厚が、上記CMOS型の半導体集積回路装置のプロセスで可能とされる最も薄い膜厚に形成される。MOSトランジスタTp2は、上記MOSトランジスタTp1に比べてゲート酸化膜16の膜厚が厚く形成される。この膜厚の設定は、ゲート酸化膜16でのダイレクトトンネルによるリーク電流が、上記MOSトランジスタTp1のサブスレッショルドリーク電流に比べて無視できる程度に小さくなるように設定される。言い換えるならば、MOSトランジスタTp2のゲート容量を用いてキャパシタを構成した場合、そのリーク電流が無視できる程度の膜厚を持つようにされる。
【0013】
上記のようにMOSトランジスタTp1のゲート酸化膜17は、MOSトランジスタの微細化に対応して設定されるものであり、それを形成するプロセス技術での最小膜厚にされる。つまり、MOSトランジスタのサイズは、チャネル長で世代が表されるものであり、チャネル長が短くなる対応してゲート酸化膜17の膜厚も薄く形成される。上記MOSトランジスタTp1は、そのゲート長Lgが使用するプロセス技術での最小寸法にされ、そのゲート酸化膜17の膜厚が最小膜厚に形成される。
【0014】
これに対して、MOSトランジスタTp2は、ダイレクトトンネルによるリーク電流の観点からゲート酸化膜16の膜厚が設定される。つまり、ダイレクトトンネルによるリーク電流が、MOSトランジスタTp1のサブスレッショルドリーク電流に比べて大幅に小さくて無視できる程度、あるいはゲート容量をキャパシタとして用いた場合に必要な電圧保持特性を持つか否かの観点でゲート酸化膜16の膜厚が設定される。
【0015】
MOSトランジスタTp3は、上記MOSトランジスタTp1やTp2とは異なる別の観点からゲート酸化膜15の膜厚が設定される。このMOSトランジスタTp3のゲート酸化膜15の膜厚は、ゲートに印加される電圧を考慮して設定される。例えば、半導体集積回路装置の外部端子から入力される入力信号の信号レベルが3.3Vのような比較的大きな信号振幅とされ、これに対して内部回路を2.0Vや1.8Vのような低電源電圧で動作させるようにした場合、MOSトランジスタTp3は、上記比較的大きな信号振幅に対して充分な耐圧を持つようにゲート酸化膜15の膜厚が形成される。
【0016】
つまり、MOSトランジスタTp1やTp2のゲート酸化膜16、17は、上記のような低電源電圧で動作するようにされ、そのゲートとソース間に印加される電圧が、2.0Vや1.8Vのような比較的小さな電圧とされるので、かかる電圧に対応した耐圧を持つようにされる。その上で、MOSトランジスタTp2は、上記のようにダイレクトトンネルによるリーク電流が実質的に無視できる程度のゲート酸化膜16の膜厚を持てばよいのである。
【0017】
特に制限されないが、上記MOSトランジスタTp2とTp3とは、直列形態に接続される例が示されている。つまり、上記2つのMOSトランジスタTp2とTp3の接続点であるソース,ドレイン領域5が共通の拡散層により構成される。これに対して、MOSトランジスタTp1は、その素子形成領域がフィールド絶縁膜4により分離されている。
【0018】
上記n型ウエル2には、次に説明するnチャネル型MOSトランジスタTn1ののソース,ドレイン拡散層13と同じn型の拡散層8が設けられ、そこにバイアス電圧VPが印加される。上記電圧VPは、内部電源電圧のような固定電圧にされてもよいし、後述するように内部回路が何も動作を行わないスタンバイ状態のときに、主にオフ状態のMOSトランジスタTp1のソース,ドレイン経路を通して流れるリーク電流を削減するよう、上記内部電圧よりも高い、つまり外部端子から供給される電圧又はそれを分圧して形成されたバックバイアス電圧に切り替えるようにしてもよい。
【0019】
nチャネル型のMOSトランジスタTn1は、p型ウエル3に形成されており、そのゲート酸化膜(絶縁膜)18の膜厚は、上記pチャネル型MOSトランジスタTp1と同様にCMOS型の半導体集積回路装置のプロセスで可能とされる最も薄い膜厚に形成される。つまり、上記MOSトランジスタTn1は、上記MOSトランジスタTp1とペアで使用されて、例えばインバータ回路等のようなCMOS回路を構成する。上記MOSトランジスタTp2やTp3と組み合わされて用いられるnチャネル型MOSトランジスタは同図では省略されているが、上記pチャネル型MOSトランジスタTp2及びTp3と同様なゲート酸化膜を持つようにそれぞれ形成されるものである。
【0020】
n型ウエル2にCMOS回路を構成するpチャネルMOSトランジスタTp3、Tp2の高濃度のp型半導体領域であるソース,ドレイン5、6及び7のゲート電極Gとオーバーラップする部分には、それよりも低濃度のp型半導体領域9が形成されており、LDD(Lighly Doped Drain Structure)構造のMOSトランジスタとっている。このことは、pチャネルMOSトランジスタTp1のソース,ドレインについても同様である。また、p型ウエル3にCMOS回路を構成するnチャネルMOSトランジスタTn1の高濃度のn型半導体領域であるソース,ドレイン13のゲート電極Gとオーバーラップする部分には、それよりも低濃度のn型半導体領域が形成されており、LDD構造のMOSトランジスタとなっている。前述のMOSトランジスタTp1〜Tp3及びTn1におけるゲート電極Gの下部には、それぞれ前述のような観点で決められて膜厚が異なるゲート酸化膜15〜18が形成されていると共にゲート電極Gの側壁には側壁用絶縁膜が形成されている。
【0021】
図2には、この発明に係る半導体集積回路装置における内部回路の一実施例の回路図が示されている。この実施例の内部回路は、論理ゲートとして、たとえばインバータ回路INV、2入力NANDゲート回路NAおよび2入力NORゲート回路NOが示されている。ただし、上記内部回路に用いられる論理ゲートの種類は、これらに限定されるものではなく種々変更可能である。
【0022】
インバータ回路INVは、MOSトランジスタTp1,Tn1が電源電圧線Vdd,Vssの間に直列に接続されて構成されている。MOSトランジスタTp1,Tn1のゲート電極は電気的に接続され、さらに入力線INに電気的に接続されている。
【0023】
2入力NANDゲート回路NAは、互いに並列に接続された2つのMOSトランジスタTp1,Tp2と、互いに直列に接続された2つのMOSトランジスタTn1,Tn2とが、電源電圧線Vdd,Vssの間に電気的に接続されて構成されている。MOSトランジスタTp1,Tn1のゲート電極は電気的に接続され、さらに入力線IN1に電気的に接続されている。MOSトランジスタTp2,Tn2のゲート電極は電気的に接続され、さらに入力線IN2に電気的に接続されている。MOSトランジスタTp1,Tp2のドレインと、MOSトランジスタTn1のドレインとは電気的に接続されている。
【0024】
2入力NORゲート回路NOは、互いに直列に接続された2つのMOSトランジスタTp1,Tp2と、互いに並列に接続された2つのMOSトランジスタTn1,Tn2とが、電源電圧線Vdd,Vssの間に電気的に接続されて構成されている。トランジスタTp1,Tn1のゲート電極は電気的に接続され、さらに入力線IN1に電気的に接続されている。MOSトランジスタTp2,Tn2のゲート電極は電気的に接続され、さらに入力線IN2に電気的に接続されている。MOSトランジスタTp2のドレインと、MOSトランジスタTn1,Tn2のドレインとは電気的に接続されている。
【0025】
これらインバータ回路1NV、2入力NAND回路NA、2入力NOR回路NOのMOSトランジスタTp1,Tp2,Tn1,Tn2の基板電位は、ウエル給電用線VP,Vnから供給されるようになっている。ウエル給電用線VPと電源電圧線VNは、特に制限されないが、回路が通常動作のときには電源電圧VddとVssにされ、回路が動作を行わないときつまりスタンバイ状態のときには、上記Vddはpチャネル型MOSトランジスタの基板とソース間に逆バイアス電圧を与えるような高電圧に切り替えられ、上記Vssはnチャネル型MOSトランジスタの基板とソース間に逆バイアス電圧を与えるような負電圧に切り替えられる。
【0026】
上記インバータ回路1NV、2入力NAND回路NA、2入力NOR回路NOのMOSトランジスタTp1,Tp2,Tn1,Tn2は、後述するようにそれが用いられる信号経路でのゲート段数に対応して、前記ゲート酸化膜が薄く形成されたもの、ゲート酸化膜が中間膜厚に形成されたもの、あるいはゲート酸化膜が厚く形成されたもののいずれかが選ばれる。上記ゲート酸化膜が厚く形成されたものは、上記のようなゲート段数の他に、入力端子に供給される入力電圧が高い電圧い場合にも使用される。つまり、上記ゲート酸化膜が厚く形成されたものは、本来は前記のように入力端子に供給される入力電圧が高い電圧に対応して形成されたものであり、それを上記ゲート段数が極端に少ない場合の信号伝送経路に流用するというべきものである。
【0027】
図3には、図2に示した回路に対応した各素子と配線の一実施例のレイアウト図が示されている。pチャネル型MOSトランジスタTp1,Tp2等は、n型ウエル2内に形成され、nチャネル型MOSトランジスタTn1,Tn2等は、p型ウエル3内に形成される。ゲート電極Gが対応するpチャネル型MOSトランジスタTp1,Tp2とnチャネル型MOSトランジスタTn1,Tn2のそれぞれにおいて共通に形成される。直列形態と並列形態の2つのMOSトランジスタは同じパターンとされるが、直列回路では2つのゲート電極Gに挟まれた拡散層が接続部を構成し、並列回路ではは、2つのゲートに挟まれた拡散層がドレイン(出力部)とされる。
【0028】
図4には、CMOS回路での接合電流特性図が示され、図5には、CMOS回路でのトンネル電流特性図が示されている。現状のCMOSプロセスで形成されるMOSトランジスタの接合リーク電流(Ioff)は、pチャネル型及びnチャネル型MOSトランジスタは、ともに1.E−9〜1.E−8(A/μm)程度に対して、ゲート電極でのトンネル電流は、1.E−10(A/μm)と1桁ないし2桁小さい。しかしながら、接合リーク電流の増加率に対してゲートリーク電流の増加率のほうが大きいため、素子の微細化によるゲート酸化膜の薄膜化によって上記電流比率は逆転してしまう。
【0029】
例えば、EOT=1.9nm、Lg=0.1μm、Ids=0.6mA/μmのnチャンネル型MOSトランジスタでWg=2μmの場合、接合リーク電流Ioffは、約1.E−9(mA/μm)×2μm=2.E−9mAである。一方、ゲート酸化膜を流れるトンネルリーク電流Igは、約1.E−2(mA/cm2)×0.1μm×2μm=2.E−11mAとなる。この場合、ゲート酸化膜を流れるトンネルリーク電流はチャネルリーク電流に比べて無視できるくらい小さい。
【0030】
しかし、素子微細化が進み、EOTが例えば1.5nmになった時には、接合リーク電流Ioffの増加に比べてゲート酸化膜を流れるトンネルリーク電流の増加率の方が著しく大きいため、ゲート酸化膜を流れるトンネルリーク電流Igも、約1.E−0(mA/cm2)×0.1μm×2μm=2.E−9mAと1.E−9のレベルに達し、電力消費の主要因となるため無視できなくなる。さらにEOTが小さくなれば、接合リーク電流とゲート酸化膜を流れるトンネルリーク電流の大小関係は逆転する。このため、素子の微細化とともに本願発明によるゲート酸化膜の膜厚の制御による高速化と低消費電力及び回路動作の安定化が重要となるものである。
【0031】
図6〜図9には、この発明に係るCMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を説明するための一実施例の概略断面図が示されている。図6に示すように、p型半導体基板1を用意し、先行技術を用いて、そのp型半導体基板1の表面にイオン注入法によりn型ウエル2およびp型ウエル3を形成した後、その表面の選択的な領域に例えば酸化シリコン膜からなるフィールド絶縁膜4を形成する。
【0032】
次に、図7に示すように、n型ウエル2にCMOS回路を構成するpチャネルMOSトランジスタTp形成する。p型ウエル3にCMOS回路を構成するnチャネルMOSトランジスタTnを形成する。この場合、前述した種々のMOSトランジスタにおけるゲート電極Gの下部には、それぞれの回路に対応した膜厚に制御されたゲート酸化膜が形成されていると共にゲート電極Gの側壁には側壁用絶縁膜が形成されている。
【0033】
ゲート酸化膜の膜厚を前記のような3種類にする方法の1つは、全MOSトランジスタのゲート酸化膜の膜厚を最も厚い前記MOSトランジスタTp3等のように形成する。上記MOSトランジスタTp3にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜にマスクを形成し、他のMOSトランジスタのゲート酸化膜をエッチングにより薄して、前記MOSトランジスタTp2等のような中間膜厚のゲート酸化膜とする。そして、上記MOSトランジスタTp2にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜にマスクを形成し、他のMOSトランジスタのゲート酸化膜をエッチングにより薄して、前記MOSトランジスタTp1等のような薄い膜厚のゲート酸化膜とする。これにより、前記のような3種類のゲート酸化膜を持つMOSトランジスタを1つの半導体集積回路装置に形成することができる。
【0034】
ゲート酸化膜の膜厚を前記のような3種類にする方法の他の1つは、全MOSトランジスタのゲート酸化膜の膜厚を最も薄い前記MOSトランジスタTp1等のように形成する。上記MOSトランジスタTp1にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜にマスクを形成し、他のMOSトランジスタのゲート酸化膜を厚くするような熱処理を行って前記MOSトランジスタTp2等のような中間膜厚のゲート酸化膜とする。そして、上記MOSトランジスタTp2にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜にマスクを形成し、他のMOSトランジスタのゲート酸化膜を厚くするような熱処理を行って前記MOSトランジスタTp3等のような厚い膜厚のゲート酸化膜とする。これにより、前記のような3種類のゲート酸化膜を持つMOSトランジスタを1つの半導体集積回路装置に形成することができる。
【0035】
ゲート酸化膜の膜厚を前記のような3種類にする方法の更に他の1つは、上記MOSトランジスタTp1にすべきMOSトランジスタのゲート電極を形成する部分を除いて他をマスクして薄いゲート酸化膜を形成する。上記MOSトランジスタTp2にすべきMOSトランジスタのゲート電極を形成する部分を除いて上記MOSトランジスタTp1及びTp3が形成される部分にマスクして中間膜厚のゲート酸化膜を形成する。上記MOSトランジスタTp3にすべきMOSトランジスタのゲート電極を形成する部分を除いて上記MOSトランジスタTp2及びTp3が形成される部分にマスクして厚い膜厚のゲート酸化膜を形成する。これらのゲート酸化膜を形成する順序は、その組み合わせがいずれでもよい。
【0036】
上記3つのゲート酸化膜をうち1つだけを独立に形成しておいて、他の2つは前記のような厚く形成して、それのうち薄いゲート酸化膜にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜について選択的にエッチングして薄くしてもよい。また、上記他の2つは前記のような薄く形成して、それのうち厚いゲート酸化膜にすべきMOSトランジスタのゲート酸化膜について選択的に熱処理を加えて厚く形成してもよい。
【0037】
n型ウエル2にCMOS回路を構成するpチャネルMOSトランジスタTpの高濃度のp型半導体領域であるソース5およびドレイン6をイオン注入法により形成する工程と同一工程によりp型ウエル3にp型半導体領域8を同時に形成している。また、上記MOSトランジスタTpのソース5を構成する高濃度のp型半導体領域にはそれよりも低濃度のp型半導体領域9が形成されており、LDD(Lighly Doped Drain Structure)構造のMOSトランジスタとして形成している。
【0038】
p型ウエル3にCMOS回路を構成するnチャネルMOSトランジスタTnの高濃度のn型半導体領域であるソース10およびドレイン11をイオン注入法により形成する工程と同一工程によりn型ウエル2にn型半導体領域13を同時に形成している。また、MOSトランジスタTnのソース10を構成する高濃度のn型半導体領域にはそれよりも低濃度のn型半導体領域14が形成されており、LDD構造のMOSトランジスタとして形成している。
【0039】
図8に示すように、p型半導体基板1の上に例えば酸化シリコン膜をCVD(Chemica1 Vapor Deposition)法により堆積して絶縁膜15を形成する。続いて、フォトリソグラフィ技術と選択エッチング技術を用いて、絶縁膜15の選択的な領域にスルーホールを形成する。その後、p型半導体基板1の上に例えばアルミニウム膜をスパッタリング法により堆積して配線層16を形成する。次いで、フォトリソグラフイ技術と選択エッチング技術を用いて、配線層16の選択的な領域を取り除くことにより、パターン化された配線層16を形成する。
【0040】
図9に示すように、p型半導体基板1の上に例えば酸化シリコン膜をCVD法により堆積して絶縁膜17を形成する。その後、フォトリソグラフィ技術と選択エッチング技術を用いて、絶縁膜17の選択的な領域にスルーホールを形成する。次いで、p型半導体基板1の上に例えばアルミニウム膜をスパッタリング法により堆積して配線層18を形成する。続いて、フォトリソグラフィ技術と選択エッチング技術を用いて、配線層18の選択的な領域を取り除くことにより、パターン化された配線層18を形成する。この場合、配線層16および配線層18により、CMOS回路における電源電圧線Vdd、第2の電源電圧線Vss、入力線IN、出力線OUTが同一工程により形成している。その後、p型半導体基板1の上に多層配線技術を用いて、多層配線層を形成した後、表面保護膜を形成すること(図示を省略)により、CMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を終了する。
【0041】
前述した製造工程は、p型半導体基板1を使用した態様のものであるが、それとは逆の導電型のn型半導体基板を使用して前述した製造工程とは逆の導電型のウエルなどの半導体領域を形成する態様とすることができる。また、p型ウエル3及びn型ウエル2を深い深さに形成されたn型ウエル内に形成し、上記p型ウエルをp型半導体基板1から電気的に分離した、いわゆる3重ウエル構造としてもよい。このような3重ウエル構造においては、半導体集積回路装置の前記薄いゲート酸化膜にされたpチャネル型のMOSトランジスタで構成された部分的な回路について、スタンバイ時の前記サブスレッショルドリーク電流を削減するためのバックバイアス電圧を供給することができる。
【0042】
図10には、この発明に係る半導体集積回路装置に設けられるPLL(位相・ロックド・ループ)回路の一実施例のブロック図が示されている。この実施例の各回路ブロックは、半導体集積回路装置を構成する他の回路とともに1つの半導体基板上において形成される。この実施例のPLL回路は、次の各回路ブロックから構成される。
【0043】
外部端子には、基準クロックfINが供給される。この基準クロックfINは、入力回路による遅延回路を通して位相比較器の一方の入力に供給される。内部クロック信号を形成するクロック分配系からの帰還クロックfFBは、可変M分周回路を通して上記位相比較器の他方の入力に供給される。特に制限されないが、上記可変M分周器には、外部端子から供給される逓倍比Mによりその分周比(M)が設定される。分周比Mは、1、2、3、4等である。このような分周比Mの設定によりPLL回路にあっては、複数通りの内部クロック信号の周波数を設定することができる。
【0044】
上記位相比較器で形成された位相比較結果に対応してチャージポンプ回路が動作し、位相差に対応してチャージアップ電流又はディスチャージ電流を形成する。このチャージアップ電流又はディスチャージ電流がキャパシタCF に伝えられ、制御電圧VF が生成される。この制御電圧VF は、電圧電流変換器を通して電流制御発振器に伝えられ、その発振周波数を制御する。特に制限されないが、上記位相比較器の出力信号は、パルス幅電流変換器を通して上記電流制御発振器に伝えられる。このパルス幅電流変換器により、位相差が急激に大きくなったときに上記パルス幅電流変換器が検知して電流制御発振器の周波数(位相)を制御するのでPLLループの高周波数応答性が改善させられる。
【0045】
上記電流制御発振器の出力信号は、2分周回路を通して出力される。この分周回路は、レベル増幅回路を兼ねており、デューティ50%のパルス信号を形成する。この2分周器の出力信号は、クロック分配系を介して図示しない内部回路に伝えられる。このようなPLL回路では、基準クロックfINと、M分周された帰還クロックfFBとを位相比較(周波数比較)し、その位相差(周波数差)に対応した位相出力によりロウパスフィルタを構成するチャージホンプ回路とキャパシタCF 及び電圧電流変換器(パルス幅電流変換器)を介して電流制御発振器を制御するので、両クロックfINとfFBの位相(周波数)が一致するように電流制御発振器の発振動作が行われる。
【0046】
この実施例では、前記キャパシタCF が前記中間膜厚のゲート酸化膜を持つようにされたMOSトランジスタTp2(又はTn2)ゲート容量が利用される。このような中間膜厚のMOSトランジスタTp2等のゲート容量を利用した場合には、ダイレクトトンネルによるリーク電流が発生しないため、安定した制御電圧VF を得ることができる。つまり、キャパシタCF においてリーク電流が生じるものでは、ジッタが大きくなってしまう。例えば、0.14umのゲート長のプロセスで形成された薄いゲート酸化膜のMOSトランジスタ(Tp1等)のゲート容量をキャパシタCF に用いた場合のPLL位相変動が、数値解析結果としてジッタ60psにもなってしまうが、中間膜厚のMOSトランジスタTp2等のゲート容量に置き換えてトンネルリーク電流が実質的に無視できるようにしたときのPLL回路での位相変動は、上記同じ条件での数値解析結果ではジッタ5ps以下に小さくできる。
【0047】
例えば、500MHz以上の周波数でのクロック信号に同期したデータの入出力を行うようにした半導体集積回路装置では、クロック周期に対して外部端子から入力されたクロック信号を集積回路の内部に取り込む入力回路での信号遅延の占める割合が無視できなくなりPLL回路あるいはDLL回路を用いることにより、入力回路での信号遅延を補償した内部クロック信号を形成することができる。しかしながら、上記ジッタが大きいとその分時間マージンを設定することとなり、PLL回路やDLL回路を設ける意味が薄れてしまう。したがって、本願発明に係るキャパシタCF を用いてPLL回路やDLL回路を構成した場合には、上記クロック信号の高周波数化、ひいては半導体集積回路装置の高速動作が可能なるものである。
【0048】
図11には、この発明に係る半導体集積回路装置の設計方法の一実施例の概念図が示されている。この実施例の半導体集積回路装置は、特に制限されないが、厚膜、中間膜厚及び薄膜の3種類のゲート絶縁膜を持つ、言い換えるならば、上記ゲート絶縁膜の膜厚に対応した高しきてい値電圧、中しきい値電圧及び低しきい値電圧のMOSトランジスタの組み合わせによって構成される。半導体集積回路装置は、pチャネル型MOSトランジスタとnチャネル型MOSトランジスタにより構成されたCMOS回路で構成される。
【0049】
ステップ(1)では、所望のデジタル信号処理を行なう信号処理回路の回路設計が行なわれ、全ての信号処理回路を構成するMOSトランジスタを前記薄膜とされたゲート酸化膜による低しきい値電圧にした場合について、フリップフロップ回路651とフリップフロップ回路658のような2つのフリップフロップ回路と、その間に設けられた論理ゲート回路又は論理回路652〜658とで構成される信号伝達経路(信号伝搬経路又はパスともいう)に対して、高速計算器を用いた回路動作シュミレーションによってその信号伝達時間の算出が行なわれる。上記信号処理回路を構成する全ての前記のような信号伝達経路を抽出し、それぞれに対して上記信号伝達時間の算出が行なわれ、その中で最も長い信号伝達時間の抽出がなされる。この信号伝達時間が、上記信号処理回路での信号伝達経路の上限遅延時間とされる。
【0050】
ステップ(2)では、上記信号処理回路を構成するMOSトランジスタを厚膜のゲート酸化膜による高しきい値電圧に設定した場合について、上記同様なフリップフロップ回路651とフリップフロップ回路658のような2つのフリップフロップ回路と、その間に設けられた論理ゲート回路652〜658とで構成される信号伝達経路に対して、その信号伝達時間の算出が行なわれて、上記上限遅延時間と大小比較が行なわれる。前記上記信号処理回路を構成する全ての前記のような信号伝達経路を抽出し、それぞれに対して上記信号伝達時間の算出と上記上限遅延時間と大小比較が行なわれる。
【0051】
ステップ(3)では、上記上限遅延時間を超えた信号伝達時間を持つ信号伝達経路が抽出され、個々のフリップフロップ回路651、論理ゲート回路653〜657及びフリップフロップ回路658に対して、逐一にMOSトランジスタのしきい値電圧を中しきい値電圧に設定し、そこでの信号伝達時間の算出が行なわれて、上限遅延時間との大小比較が行なわれる。例えば、信号伝達経路に沿って、フリップフロップ回路651から順に中しきい値電圧のMOSトランジスタに置き換え、その都度上記信号伝達時間を算出し、上記大小比較によって上限遅延時間よりも短くなる時点で、当該信号伝達経路での上記遅延時間の算出と大小比較処理を終わり、次の信号伝達経路の上記のような検証に移行する。
【0052】
上記信号伝達経路での信号伝達時間が上記上限遅延時間より小さくなる組み合わせは、特定の1つの論理ゲート回路を中間厚膜のゲート酸化膜による中しきい値電圧にした場合、あるいは複数の論理ゲート回路を上記中しきい値電圧にした場合等、複数通りの組み合わせが予測される。したがって、その全ての組み合わせを抽出し、その中でリーク電流が最も小さくなるものを抽出して、次の信号伝達経路の上記のような検証に移行するようにしてもよい。
【0053】
例えば、フリップフロップ回路651のMOSトランジスタのしきい値電圧、論理ゲート回路654、論理ゲート回路657の組み合わせがリーク電流が最も小さくて、しかもその信号伝達時間が上記上限遅延時間内に入るなら、これらのセル651、656、657を構成するMOSトランジスタが前記中間厚膜のゲート酸化膜による中しきい値電圧とされ、残りは上記厚膜のゲート酸化膜による高しきい値電圧のようにされる。ステップ(3)において、同図のように全てのセル651〜658を中しきい値電圧としても、上記上限遅延時間を超えるものは次のステップ(4)での処理がなされる。
【0054】
ステップ(4)では、上記上限遅延時間を超えた信号伝達時間を持つ信号伝達経路が抽出され、上記ステップ(3)にて前記中しきい値電圧のMOSトランジスタで構成された個々のフリップフロップ回路651、論理ゲート回路653〜657及びフリップフロップ回路658に対して、個々にしきい値電圧を低しきい値電圧に設定し、そこでの信号伝達時間の算出が行なわれて、上限遅延時間との大小比較が行なわれる。この場合も、前記同様に信号伝達経路に沿って、フリップフロップ回路651から順に中しきい値電圧のMOSトランジスタに置き換え、その都度上記信号伝達時間を算出し、上記大小比較によって上限遅延時間よりも短くなる時点で、当該信号伝達経路での上記遅延時間の算出と大小比較処理を終わり、次の信号伝達経路に対する上記のような検証に移行する。
【0055】
あるいは、前記同様に上記信号伝達経路での信号伝達時間が上記上限遅延時間より小さくなる組み合わせは、上記中しきい値電圧の場合と同様に特定の1つの論理ゲート回路を低しきい値電圧にした場合、あるいは複数の論理ゲート回路を低しきい値電圧にした場合等、複数通りの組み合わせが予測される。したがって、その全ての組み合わせを抽出し、その中でリーク電流が最も小さくなるものを抽出して、次の信号伝達経路の検証に移行するようにしてもよい。このような全ての組み合わせを抽出した場合には、同図のようにフリップフロップ回路651と論理ゲート回路654を低しきい値電圧とし、他は前記中しきい値電圧とするよう信号伝達経路でみると飛び飛びの論理回路を構成するMOSトランジスタの組み合わせが選ばれる。
【0056】
上記ステップ(4)においては、少なくとも1つの信号伝達経路に対して、それを構成する全ての論理回路を構成するMOSトランジスタを前記薄膜のゲート酸化膜による低しきい値電圧にするものが抽出される。つまり、ステップ(1)のように全ての論理回路を構成するMOSトランジスタを低しきい値電圧とし、上記下限遅延時間を決める要因となった信号伝達経路が検出される。
【0057】
図12には、この発明に係る半導体集積回路装置の設計方法の一実施例の特性図が示されている。同図の特性図は、横軸が個々の信号伝達経路でのディレイ値(信号伝達時間)であり、縦軸には信号伝達経路(パス)数が示されている。
【0058】
特性1000は、前記図1のステップ(1)に対応し、2つのフリップフロップ回路及びその間に設けられた複数の論理ゲート回路をそれぞれ構成する全MOSトランジスタに対して、MOSトランジスタを前記薄膜のゲート酸化膜による低しきい値電圧にした場合の遅延時間の分布が示されている。つまり、信号処理回路を構成するパス(信号伝達経路)の中で、最も長い信号伝達時間(ディレイ値)が上限遅延時間として求められる。
【0059】
特性1001は、前記図1のステップ(2)に対応し、信号処理回路を構成する上記全てのMOSトランジスタを厚膜のゲート酸化膜による高しきい値電圧にした場合の遅延時間の分布が示されている。このようにMOSトランジスタのしきい値電圧を高くすると、各論理ゲート回路での遅延時間が増加して、1004で示した面積に相当する数の信号伝達経路において、その信号遅延時間が上記特性1000で求められた上限遅延時間を超えるものが存在する。逆の見方をすると、MOSトランジスタを高しきい値電圧としても、上記上限遅延時間の範囲に入る信号伝達経路が存在することを意味しており、しかも数は上記1004で示したパスの数よりもはるかに多いことが判る。
【0060】
この実施例では、低消費電力化としつつ高速動作化を図るために、従来のように信号処理回路を同じしきい値電圧のMOSトランジスタで構成するのではなく、その信号伝達経路毎であって、しかも論理ゲート回路毎にそれを構成するMOSトランジスタのしきい値電圧を最適とする組み合わせを簡単に見つ出すために、上記少ない数の1004の中の信号伝達経路に対して、フリップフロップ回路や論理ゲート回路毎に、それを構成するMOSトランジスタのしきい値電圧を前記中間膜厚のゲート酸化膜による中しきい値とする。
【0061】
このような中しきい値電圧の論理ゲート回路を組み合わせることで、特性1002のようなディレイ分布を得ることができる。つまり、1005の面積で示したような信号伝達経路において、全ての論理ゲート回路を中しきい値電圧としても未だ上記上限遅延時間を超えてしまうようなものが残る。逆の見方をすると、上記のように1004に存在する論理ゲート回路を高しきい値電圧から中しきい値電圧に変更することにより、1004に存在する多くの数のパスは上記上限遅延時間内に入ることが判る。
【0062】
上記の中しきい値電圧への変更によって、いっそう少ない数の1005の中の信号伝達経路に対して、フリップフロップ回路や論理ゲート回路毎に、それを構成するMOSトランジスタのしきい値電圧を低しきい値とする。これにより、特性1003で示したような分布の遅延時間を持つパスの組み合わせにより、上記全ての論理ゲート回路を低しきい値電圧とした場合と同じ周波数のクロック信号で動作する信号処理回路を得ることができる。
【0063】
結果的に各フリップフロップ間に設けられる複数の論理ゲート回路とそれぞれの論理回ゲート路を構成するMOSトランジスタのしきい値電圧の値との関係は、以下の表1のような1から7つの種類のパスが存在すると見なされる。
【0064】
すなわち、表1に示したように、第1種類のパスは、低しきい値電圧(薄膜)のMOSトランジスタのみを利用して、そのパス内の複数の論理ゲート回路が構成される。第2種類のパスは、中しきい値電圧(中間膜厚)のMOSトランジスタのみを利用して、そのパス内の複数の論理ゲート回路が構成される。第3種類のパスは、高しきい値電圧(厚膜)のMOSトランジスタのみを利用して、そのパス内の複数の論理ゲート回路が構成される。
【0065】
【0066】
第4種類のパスは、低しきい値電圧(薄膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路と中しきい値電圧(中間膜厚)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路とがそのパス内のに混在する構成とされる。第5種類のパスは、中しきい値電圧(中間膜厚)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路と高しきい値電圧(厚膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路とがそのパス内に混在する構成とされる。
【0067】
第6種類のパスは、低しきい値電圧(薄膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路と高しきい値電圧(厚膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路とがそのパス内に混在する構成とされる。第7種類のパスは、低しきい値電圧(薄膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路と中しきい値電圧(中間膜厚)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路と高しきい値電圧(厚膜)のMOSトランジスタで構成された論理ゲート回路とがそのパス内に混在する構成とされる。
【0068】
上記においては、低、中、高の3種類しきい値電圧の場合について記載したが、低、高の2種類しきい値電圧の場合には、たとえば、第1種類のパスと、第3種類のパスと、第6種類との3種類のパスがあると見なされる。
【0069】
本願発明では、ディレイ値を考慮して、ディレイ値の大きなパス中のMOSトランジスタはしきい値を小さく、ディレイ値の速いパス中のMOSトランジスタはしきい値を大きく設定することで、チップのディレイ値性能は向上させながら、スタンバイ電流を最小限に抑えるようにするものである。
【0070】
図13には、この発明に係る半導体集積回路装置のスタンバイ電流の削減効果を説明するための分布図が示されている。同図において、各論理ゲート回路を構成するMOSトランジスタのしきい値の設計は、高しきい値電圧と低しきい値電圧の差電圧ΔVth=0.1Vにしている。複数のチップのリーク電流を測定し、その度数分布を縦軸を%で示している。しきい値切替えをしたチップのリーク電流の度数分布は、切替え前のチップのリーク電流の度数分布に比べてリーク電流が小さい方に移動しているのが明白に示されている。
【0071】
複数チップの測定結果の平均リーク電流は、しきい値電圧の切替えをしたチップで550μA、切替え前のチップで3800μAであり、切替えにより約1/7となっている。このことは、単に消費電流が低減することに止まらず、微細化された半導体集積回路装置での直流試験を可能にするものである。上記のようにリーク電流が小さくなることによって、回路の一部に絶縁不良等による直流電流が発生した場合には、上記度数分布を外れたものとして識別することが可能になるものである。つまり、上記しきい値切替えをしたチップのリーク電流の度数分布を外れたリーク電流を流すものは、回路の一部に絶縁不良による直流電流が流れていることに他ならない。
【0072】
図14には、この発明に係る半導体集積回路装置の基本的なクロック供給経路の一実施例のレイアウト図が示されている。同図のクロック供給経路は、半導体基板上の実際の幾何学的な配置に合わせて描かれている。特に制限されないが、縦と横方向に16個ずつのブロックが碁盤目状に配置される。上記回路ブロックには、配線設計のみによって必要な論理ゲート回路を形成することができる下地となる素子領域が作り込まれてなるゲートアレイによって構成される。
【0073】
上記半導体チップLSIの中央部には、クロック入力回路CLINが設けられる。半導体チップLSIの中央部とは、四角形のチップにおける対角線の交点付近の領域と見做される。このクロック入力回路CKINを中心にして、左右に上記半導体チップの横辺の1/4ずつの長さ、つまり上記横方向に並べられた16個のブロックのうち、4個分のブロックに対応した長さの第1配線L1が形成される。
【0074】
この第1配線L1の他端では、上下に分岐する第2配線L2が設けられる。この第2配線L2は、上記第1配線L1の他端から上記半導体チップの縦辺の1/4の長さ、つまり、上記縦方向に並べられた16個のブロックのうち、4個分のブロックに対応した長さにされ、かかる第2配線L2の他端側には第1中継アンプAMP1が設けられる。上記のように第1配線L1は、左右に2本延びてそれぞれから第2配線L2が上下に2本ずつ延びるので、LSI全体では合計4個の第1中継アンプAMP1が設けられるが、同図においては半導体基板を上下左右に4等分したエリア(8×8ブロック)のうち、右上のエリアに対応した中継アンプAMP1が代表として描かれている。
【0075】
上記第1中継アンプAMP1を中心にして、左右に上記半導体チップの横辺の1/8ずつの長さ、つまり上記横方向に並べられた16個のブロックのうち、2個分のブロックに対応した長さの第3配線L3が形成される。この第3配線L3の他端では、上下に分岐する第4配線L4が設けられる。この第4配線L4は、上記第3配線L3の他端から上記半導体チップの縦辺の1/8の長さ、つまり、上記縦方向に並べられた16個のブロックのうち、2個分のブロックに対応した長さにされ、かかる第4配線L4の他端側には第2中継アンプAMP2が設けられる。上記のように第3配線L3は、左右に2本延びてそれぞれから第4配線L4が上下に2本ずつ延びるので、上記4等分したエリア(8×8ブロック)内においては、合計4個の第2中継アンプAMP2が設けられるが、同図においては上記エリアを上下左右に4等分したエリア(4×4ブロック)のうち、右上のエリアに対応した中継アンプAMP2が代表として描かれている。
【0076】
上記第2中継アンプAMP2を中心にして、左右に上記半導体チップの横辺の1/16ずつの長さ、つまり上記横方向に並べられた16個のブロックのうち、1個分のブロックに対応した長さの第5配線L5が形成される。この第5配線L5の他端では、上下に分岐する第6配線L6が設けられる。この第6配線L6は、上記第5配線L5の他端から上記半導体チップの縦辺の1/16の長さ、つまり、上記縦方向に並べられた16個のブロックのうち、1個分のブロックに対応した長さにされ、かかる第6配線L6の他端側には第3中継アンプAMP3が設けられる。上記のように第5配線L5は、左右に2本延びてそれぞれから第6配線L6が上下に2本ずつ延びるので、上記エリアを更に4等分したエリア(4×4ブロック)内においては、合計4個の第3中継アンプAMP3が設けられるが、同図においては上記エリア(4×4ブロック)を上下左右に4等分したエリア(2×2ブロック)のうち、右上のエリアに対応した中継アンプAMP3が代表として描かれている。
【0077】
そして、上記第3中継アンプAMP2を中心にして、左右に上記半導体チップの横辺の1/32ずつの長さ、つまり上記横方向に並べられた16個のブロックのうち、1ブロックの半分に対応した長さの第7配線L7が形成される。この第7配線L7の他端では、上下に分岐する第8配線L8が設けられる。この第8配線L8は、上記第7配線L7の他端から上記半導体チップの縦辺の1/32の長さ、つまり、上記縦方向に並べられた16個のブロックのうち、1ブロックの半分に対応した長さにされ、かかる第8配線L8の他端側は、上記1ブロックの中心とされて、クロックドライバCKDが設けられる。上記のように第7配線L7は、左右に2本延びてそれぞれから第8配線L8が上下に2本ずつ延びるので、結局4個のブロックのそれぞれの中央部に上記クロックドライバCKDが設けられることになる。
【0078】
この構成では、1つのクロック入力回路CKINに対して、第1及び第2配線L1+L2を介して4個の第1中継アンプAMP1が設けられる。上記4個の第1中継アンプAMP1に対して、第3及び第4配線L3+L4を介して4個ずつ、全体で4×4=16個の第2中継アンプAMP2が設けられる。上記第2中継アンプAMP2に対して、第5及び第6配線L5+L6を介して4個ずつ、全体で4×4×4=64個の第3中継アンプAMP3が設けられる。そして、上記第3中継アンプAMP3に対して、第7及び第8配線L7+L8を介して4個ずつ、全体で4×4×4×4=256個のクロックドライバCKDが設けられる。上記クロックドライバCKDは、上記16×16=256個の各ブロックに一対一に対応してそれぞれのブロックの中央部分に配置されることになる。
【0079】
このようなクロック供給経路は、上記第1と第2配線(L1+L2)とでHの文字を形作るものであり、同様に第3と第4配線(L3+L4)、第5と第6配線(L5+L6)及び第7と第8配線(L7+L8)のそれぞれでもHの文字を形作ってそれらがトリー状に接続されることから本願出願人等にあっては、Hトリークロック供給と呼ぶものである。このHトリークロック供給においては、クロック入力回路CKINから各第8配線の末端のクロックドライバCKDまでのクロック信号の信号遅延がほぼ均等にされるので、等ディレイなクロック給電方式と見做される。
【0080】
上記のようなHトリークロック供給構造の半導体集積回路装置では、フリップフロップ回路に供給されるクロック信号が相互に正確に一致していると見做されることから、論理設計ではクロック信号の周波数を、フリップフロップ回路の間に設けられる論理回路での最大信号遅延にほぼ一致するように時間マージンを最小に設定して高い周波数に設定して高速動作を図るようにすることができる。
【0081】
本願発明に係る半導体集積回路装置の設定手順は、前記のように低しきい値電圧のMOSトランジスタで構成し、前記フリップフロップ回路間に設けられる論理回路をゲートアレイに作り込まれた素子を用い、上記必要な論理ゲート回路を構成する配線、及び配置設計をコンピュータを用いた自動設計技術により形成し、前記のように上限遅延時間を求めて、上記クロック信号の周波数を設定する。しきい値電圧を高しきい値電圧に変更し、上記上限遅延時間を超えるパスの論理ゲート回路のしきい値電圧を中しきい値電圧又は低しきい値電圧としてそこでの信号遅延が上記クロック信号の一周期内に収まるようにする。
【0082】
しかしながら、上限遅延時間が必要とされるクロック信号の動作周波数に収まらない場合、言い換えるならば、多数のパスのうち極一部のパスの遅延時間が長いことによって、上記クロック信号の一周期に収まらない場合には、かかる論理パスに対して、本願発明を利用して前記末端のクロックドライバCKDを構成するMOSトランジスタをしきい値電圧の調整を行なうことによって、クロック信号の調整を行なうようにすることができる。
【0083】
図15には、この発明に係る半導体集積回路装置におけるクロック供給回路の一実施例のブロック図が示されている。前記と同様な中継アンプCK1ないしCK8によりHトリーを構成し、クロッドライバCKD1〜4を構成するMOSトランジスタのしきい値を低しきい値電圧(薄膜絶縁膜厚セル)と、中しきい値電圧(中間絶縁膜厚セル)及び高しきい値電圧(厚膜絶縁膜セル)のものを組み合わせることにより、フリップフロップ回路FFに供給されるクロック信号の位相をずらすようにするものである。
【0084】
上記中継アンプCK1ないしCK8は、特に制限されないが、低しきい値電圧のMOSトランジスタ(薄膜絶縁膜セル)により構成し、そこでの信号遅延を最も小さくかつ均等にするものである。これにより、中継アンプCK8で出力されるクロック信号は、互いに同期したものとすることができる。特に制限されないが、上記中継アンプCK8から出力されるクロック信号を受けるクロックドライバCKD1とCKD3は、低しきい値電圧(薄膜絶縁膜セル)のMOSトランジスタで構成し、クロックドライバCK2は中しきい値電圧(中間絶縁膜セル)のMOSトランジスタで構成し、クロックドライバCKD4は、高しきい値電圧(厚膜絶縁膜セル)のMOSトランジスタで構成される。
【0085】
上記各クロックドライバCKD1ないしCDK4で形成された各クロック信号は、それぞれの周期は同一であるが、クロックドライバCKD1とCDK3で形成されるクロック信号に対して、クロックドライバCK2で形成されるクロック信号はΔt1だけ遅れたものとされる。かかるクロックドライバCK2で形成されるクロック信号に対してクロックドライバCKD4で形成されたクロック信号はΔt2だけ遅れたものとされる。したがって、クロックドライバCKD1とCKD3で形成されるクロック信号に対して、クロックドライバCKD4で形成されるクロック信号はΔt1+Δt2だけ遅れたものとされる。
【0086】
したがって、クロックドライバCKD1又はCDK3からのクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF1又はFF3と、クロックドライバCKD2で形成されるクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF2の間での信号パスの遅延時間は、上記クロック信号の周波数の1周期Tに対してT+Δt1だけ長くなり、Δt1分だけ遅延時間を長くすることができる。
【0087】
同様に、クロックドライバCKD1又はCDK3からのクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF1又はFF3と、クロックドライバCKD4で形成されるクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF4の間での信号パスの遅延時間は、上記クロック信号の周波数の1周期Tに対してT+Δt1+Δt2だけ長くなり、Δt1+Δt2分だけ遅延時間を長くすることができる。
【0088】
この場合に注意することは、上記クロックドライバCKD2で形成されたクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF2と、上記クロックドライバCKD1又はCDK3からのクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF1又はFF3との間での信号パスの遅延時間は、T−Δt1だけ短くなる。それ故、上記フリップフロップ回路FF2とFF1又FF3の間に設けられる信号パスは、上記クロック信号の一周期Tに対してΔt1以上の余裕時間を持つ信号パスを割り当てる必要がある。
【0089】
同様に、上記クロックドライバCKD4で形成されたクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF4と、上記クロックドライバCKD1又はCDK3からのクロック信号を受けるフリップフロップ回路FF1又はFF3との間での信号パスの遅延時間は、T−Δt1−Δt2だけ短くなる。それ故、侍医フリップフロップ回路FF4とFF1又FF3の間に設けられる信号パスは、上記クロック信号の一周期Tに対してΔt1+Δt2以上の余裕時間を持つ信号パスを割り当てる必要がある。また、クロックドライバCKD2とCKD4で形成されたクロック信号を組み合わせるものであってもよい。
【0090】
上記のようなクロックドライバCKD1ないしCKD4に対しも、MOSトランジスタのしきい値電圧を、前記のような信号パスでの遅延時間ではなく、クロック信号の観点からクロック信号相互の遅延時間を調整することにより、前記信号パスの全てを低しきい値電圧にした場合の上限遅延時間よりも長い極く一部の信号パスを上記クロック信号間の時間調整を利用して救済することができる。
【0091】
図16には、本発明に係る半導体集積回路装置の他の一実施例の要部平面図が示されている。半導体チップには、n型ウエル2およびp型ウエル3が、図面の表示方向の横方向に沿って、すなわち、セル領域CLの配列方向に沿つて延在した状態で形成されている。
【0092】
図16においてはn型ウエル2およびp型ウエル3の各々が複数個に分割されているように示されているが、これは1個のセル領域CLの区切りを示すもので、n型ウエル2およびp型ウエル3のそれぞれは複数個に分割されているわけではなく一体的に、すなわち、所定の不純物分布が連続する半導体領域として電気的にも接続された状態で形成されている。このセル領域CLは、基本単位の論理ゲートを形成するのに必要な一まとまりの素子が配置される領域であり、その範囲は、n型ウエル2およびp型ウエル3の両方を含むように設定されている。
【0093】
また、半導体チップの主面上には、上述のセル領域CLの一群を取り囲むように、電源電圧線Vdd,Vss、ウエル給電用線Vwl,Vsuおよびコントロール信号線Cwl,Csuが配置されている。半導体チップの主面上には、電源電圧線Vdd,Vss,ウエル給電用線Vwl,Vsuおよびコントロール信号線Cwl,Csuが格子状に配置されている。
【0094】
電源電圧線Vdd1 、ウエル給電用線Vwl1およびコントロール信号線Cwl1は、セル領域CLの長手方向の端部(図面上方)近傍側において、各セル領域CLを横切るように、セル領域CLの配列方向に沿って延在した状態で配置されている。なお、電源電圧線Vdd1、ウエル給電用線Vwl1およびコントロール信号線Cwl1は、セル領域CLの中心から外周に向かう方向に沿って順に配置されている。
【0095】
電源電圧線Vss1、ウエル給電用線Vsu1およびコントロール信号線Csu1は、セル領域CLの長手方向の端部(図19の下方)近傍側において、各セル領域CLを横切るように、セル領域CLの配列方向に沿って延在した状態で配置されている。なお、電源電圧線Vss1、ウエル給電用線Vsu1およびコントロール信号線Csu1は、セル領域CLの中心から外周に向かう方向に沿って順に配置されている。
【0096】
これら電源電圧線Vdd1,Vss1、ウエル給電用線Vwl1,Vsu1およびコントロール信号線Cwl1,Csu1は、たとえばアルミニウムまたはアルミニウム合金からなり、第1配線層に形成されている。一方、電源電圧線Vdd2,Vss2、ウエル給電用線Vwl2,Vsu2およびコントロール信号線Cwl2、Cwl2は、セル領域CLの配列方向に対して直交するように延在した状態で配置されている。なお、電源電圧線Vdd2,Vss2、ウエル給電用線Vwl2,Vsu2およびコントロール信号線Cwl2,Cwl2は、ウエル給電用線Vwl2,Vsu2およびコントローリレ信号線Cwl2,Cwl2が電源電圧線Vdd2,Vss2によって挾まれた状態で配置されている。これら電源電圧線Vdd2,Vss2、ウエル給電用線Vwl2,Vsu2およびコントロール信号線Cwl2,Csu2は、たとえばアルミニウムまたはアルミニウム合金からなり、第2配線層に形成されている。
【0097】
第2配線層に配置された電源電圧線Vdd2,Vss2,ウエル給電用線Vwl2,Vsu2およびコントロール信号線Cwl2,Csu2は、それぞれ第1配線層に配置された電源電圧線Vdd1,Vss1、ウエル給電用線Vwl1,Vsu1およびコントロール信号線Cwl1,Csul1との交差点において接続孔THを通じて電気的に接続されている。
【0098】
ところで、本実施の形態においては、前記のように薄膜のゲート酸化膜のMOSFETでのサブスレシッルドリーク電流を削減するために、上記コントロール信号線Cwl1,Csul1を用いて、通常動作時にはp型ウエルに電源電圧Vddを供給し、スタンバイ時にはそれより高いバックバイアス電圧を印加するように切り替えられる。例えば、信号線Cwl1により電源電圧Vddとバックバイアス電圧の切り替えを行うスイッチMOSFETを制御し、信号線Csul1により上記バックバイアス電圧を供給する。このような切り替えは、特に、上記低しきい値電圧のMOSトランジスタTp1等において効果的であるので、上記のようにコントロール信号線Cwl1,Csul1を用いて選択的に行うようにする。
【0099】
上記のように低しきい値電圧のMOSトランジスタTp1等が形成れるセルに選択的に行うもの他、全トランジスタについて一律にバックバイアス電圧を供給する構成としてもよい。ただし、このようにすると、時にnチャネル型MOSFETが形成されたウエルを負電圧にするための負電圧発生回路の負荷が重くなり、負電圧を発生させるためのチャージポンプ回路等での消費電流が増大してしまうので、チャージポンプ回路での消費電流の増加と、サブスレッショルドリーク電流の低減との兼ね合いで、最も効果的な組み合わせが選ばれる。なお、pチャネル型のMOSトランジスタTp1において、前記のように外部端子から供給される電源電圧を降圧して内部電源電圧Vdd1等を形成する場合には、上記外部から供給される電源電圧をバックバイアス電圧としてそのまま利用できる。
【0100】
前記説明したように素子微細化に伴い、MOSトランジスタのゲート酸化膜はますます薄くなっており、ピンホールによる絶縁破壊などが原因の不良が多発している。また、ダイレクトトンネルによるゲート絶縁膜のリーク電流の増加は、ゲート絶縁膜を薄膜化することで生じる物理原理で決まっていることから回避は困難である。
【0101】
従来技術のようディレイ値の小さなパス上のMOSトランジスタのしきい値電圧を大きくすることで、チャネルリーク電流を低減し、スタンバイ時のリーク電流を抑制する技術だけでは、前記ダイレクトトンネル電流は抑止できない。今後さらにゲート酸化膜の薄膜化が進めば、チャネルリークを上回る絶縁膜のダイレクトリークが発生することからこれを抑制する技術の開発が急務である。消費電力低減のための技術として、使用しないブロックのクロックを止める技術や、回路の一部の電源電圧を下げる技術もあるが、これらは制御が難しく、アプリケーシヨンによっては使用しないブロックが少なくなったりして効果が出ない。
【0102】
本願発明においては、前記のようにディレイ値の小さなパス上のMOSトランジスタのゲート絶縁膜の膜厚が、ディレイ値の大きなパス上のMOSトランジスタのゲート絶縁膜厚より厚いことを特徴とする。この構成では、半導体チップ上の8〜9割のMOSトランジスタのゲート絶縁膜の膜厚を厚くすることが可能となり、ピンホール欠陥等によるゲート酸化膜の信頼性が向上し、歩留まりの飛躍的向上が期待できる。
【0103】
半導体チップ上の8〜9割のMOSトランジスタのゲート絶縁膜の膜厚を厚くすることが可能となり、たとえ欠陥がなくとも発生するダイレクトトンネルによるリーク電流を1桁低減できる。そして、上記リーク電流低減により、ゲート酸化膜の信頼性テスト(Iddqテスト)が可能となり、不良を市場に出す危険性がなくなる。上記のようにチップ上の8〜9割のMOSトランジスタのゲート絶縁膜の膜厚を厚くすることが可能となり、このような膜厚を厚くすることにより入力容量も低減され、消費電力の減少も期待できる。
【0104】
半導体チップ上の8〜9割のMOSトランジスタのゲート絶縁膜の膜厚を厚くすることが可能となり、クリティカルパスにつながっているゲートの入力容量が低減され、クリティカルパスの低減・動作周波数の向上が期待できる。そして、アナログ電圧を絶縁膜ゲート容量に蓄える必要のあるアナログデバイス部分の絶縁膜の膜厚を選択的に厚くする事で精度向上が期待できる。
【0105】
上記のようにアナログ電圧をゲート絶縁膜を利用した容量に蓄える必要のあるアナログデバイス部分の絶縁膜厚を選択的に厚くする事で精度向上を図ることができる。たとえば、一般的なLSIで使用されているPLL回路中にも、基準クロックと帰還クロックの位相誤差を電圧変換し、容量部分に蓄えるチャージポンプ回路が使用されている。この容量部分は一般的にはゲート絶縁膜で作成されるため、トンネルリークが発生すると正しい電圧が蓄えられずに出力クロックの発振周期が不安定となり誤動作が発生するが、上記のようなゲート酸化膜を厚くすることにより、正確な電圧を出力させPLL回路の安定化が可能となる。クロックを1周期遅らせて内部クロックと同期化させるDLL回路においても、同様なキャパシタが用いられるので同様に適用できる。
【0106】
上記の実施例から得られる作用効果は、下記の通りである。すなわち、
(1) MOSFETのソース−ドレイン経路を通して流れるリーク電流との相対的関係において、そのゲート絶縁膜で生じるリーク電流を無視できる程度に膜厚を厚くした第1MOSFETと、それよりゲート絶縁膜の膜厚が薄く形成されてなる第2MOSFETとを用い、クロック信号の1周期に対して一対のフリップフロップ回路及びその間に設けられた論理ゲートの段数との関係で時間的に余裕のある論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第1MOSFETを用いて構成し、上記時間的に余裕の無い論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第2MOSFETを用いて構成し、電圧保持に用いられる容量素子を上記第1MOSFETのゲート容量を用いて構成することにより、素子の微細化に適合し回路の高速動作化と低消費電力と高信頼性を実現しつつ、直流試験を容易にすることができるという効果が得られる。
【0107】
(2) 上記に加えて、上記第1MOSFETに比べて、ゲート絶縁膜の膜厚が厚く形成されてなる第1導電型及び第2導電型の第3MOSFETを更に設け、上記第3MOSFETを半導体集積回路装置の外部端子から供給される入力信号を受ける入力回路及び高耐圧が必要とされる経路に用いるようにすることにより、個々の回路機能に合わせた実質的な回路の高速動作化と低消費電力と高信頼性を実現することができるという効果が得られる。
【0108】
(3) 上記に加えて、上記第3MOSFETを時間的に余裕のあることを条件にして上記第1信号伝達経路にも用いるようにすることにより、入力容量が低減して低消費電力化を図ることができるという効果が得られる。
【0109】
(4) 上記に加えて、上記第1MOSFETないし第3MOSFETのそれぞれをpチャネル型MOSFETとnチャネル型MOSFETとしてCMOS回路を構成することにより低消費電力化を図ることができるという効果が得られる。
【0110】
(5) 上記に加えて、上記第2MOSFETは、それにより構成される回路が信号処理を行わないスタンバイ時において、しきい値電圧を高くする方向に基板バックバイアス電圧を印加することにより、スタンバイ時の低消費電力化を図ることができるという効果が得られる。
【0111】
(6) 上記に加えて、外部端子から入力された入力クロック信号と内部で形成されたクロック信号との位相比較し、その比較出力によりチャージ/ディスチャージされるキャパシタと、かかるキャパシタに保持された電圧に対応して上記内部クロック信号が形成されるクロック発生回路を更に備えて、上記第1MOSFETを上記キャパシタとしての容量素子として用いることにより、動作の安定化と実質的な動作の高速化を図ることができるという効果が得られる。
【0112】
(7) 上記に加えて、外部端子から入力された入力クロック信号と、内部クロック信号を形成する発振回路を制御して両者が一致するように上記発振回路の発振動作を制御するPLL回路で上記クロック発生回路を構成することにより、クロックの安定化を図ることができるという効果が得られる。
【0113】
以上本発明者よりなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、デジタル集積化回路は、前記のようなゲートアレイの他に、ランダム・ロジック回路で構成されたものであってもよい。外部端子から供給される電源電圧で内部回路が動作させられるものであってもよい。この場合、前記のようなゲート酸化膜が薄いMOSFETのサブスレッショルドリーク電流を低減させるためのバックバイアス電圧は、昇圧回路により形成するようにすればよい。
【0114】
ゲートアレイの場合、クロック給電が行われる最小ブロックは、図14のように縦横の比がほぼ1対1である必要はなく、縦横の長さが異なる長方形であってもよい。ただし、ブロック内のクロック信号のスキューを最小にするには、なるべく正方形に近い形が有利となる。ゲートアレイは、全ての回路がゲートアレイで構成される必要はなく、メモリ回路等特有の機能を持つ回路については、予め設計された回路ブロックが適宜にゲートアレイの一部に組み込まれるようにされるものであってもよい。この発明は、MOSトランジスタで構成された半導体集積回路装置に広く利用することができる。
【0115】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。すなわち、MOSFETのソース−ドレイン経路を通して流れるリーク電流との相対的関係において、そのゲート絶縁膜で生じるリーク電流を無視できる程度に膜厚を厚くした第1MOSFETと、それよりゲート絶縁膜の膜厚が薄く形成されてなる第2MOSFETとを用い、クロック信号の1周期に対して一対のフリップフロップ回路及びその間に設けられた論理ゲートの段数との関係で時間的に余裕のある論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第1MOSFETを用いて構成し、上記時間的に余裕の無い論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路を上記第2MOSFETを用いて構成し、電圧保持に用いられる容量素子を上記第1MOSFETのゲート容量を用いて構成することにより、素子の微細化に適合し回路の高速動作化と低消費電力と高信頼性を実現しつつ、直流試験を容易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明に係る半導体集積回路装置の一実施例を示す概略素子構造断面図である。
【図2】この発明に係る半導体集積回路装置における内部回路の一実施例を示す回路図である。
【図3】図2に示した回路に対応した各素子と配線の一実施例を示すレイアウト図である。
【図4】この発明を説明するためのCMOS回路での接合電流特性図である。
【図5】この発明を説明するためのCMOS回路でのトンネル電流特性図である。
【図6】この発明に係るCMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を説明するための一実施例の一部を示す概略断面図である。
【図7】この発明に係るCMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を説明するための一実施例の一部を示す概略断面図である。
【図8】この発明に係るCMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を説明するための一実施例の一部を示す概略断面図である。
【図9】この発明に係るCMOS型の半導体集積回路装置の製造工程を説明するための一実施例の一部を示す概略断面図である。
【図10】この発明に係る半導体集積回路装置に設けられるPLL回路の一実施例を示すブロック図である。
【図11】この発明に係るデジタル集積回路の設計方法の一実施例を説明するための概念図である。
【図12】この発明に係るデジタル集積回路の設計方法の一実施例を説明するための特性図である。
【図13】この発明に係る半導体集積回路装置のスタンバイ電流の削減効果を説明するための分布図である。
【図14】この発明に係る半導体集積回路装置の基本的なクロック供給経路の一実施例を示すレイアウト図である。
【図15】この発明に係る半導体集積回路装置におけるクロック供給回路の一実施例を示すブロック図である。
【図16】本発明に係る半導体集積回路装置の他の一実施例を示す要部平面図である。
【符号の説明】
1…半導体基板、2…n型ウエル、3…p型ウエル、4…フィールド絶縁膜、5〜8…高濃度の半導体領域(ソース,ドレイン)、9…低濃度の半導体領域、10〜13…高濃度の半導体領域(ソース,ドレイン)、14…低濃度の半導体領域、15〜18…ゲート酸化膜、Tp1〜Tp3…pチャネル型MOSトランジスタ、Tn1…nチャネル型MOSトランジスタ、G…ゲート電極
INV…インバータ回路、NA…NANDゲート回路、NO…NORゲート回路、CF …キャパシタ、
651,658…フリップフロップ回路、652〜657…論理ゲート回路、
CKIN…クロック入力回路、CK1〜CK8…中継アンプ、CKD1〜4…クロックドライバ。
Claims (7)
- MOSFETで構成された半導体集積回路装置であって、
MOSFETのソース−ドレイン経路を通して流れるリーク電流との相対的関係において、そのゲート絶縁膜で生じるリーク電流を無視できる程度に膜厚が厚く形成されてなる第1MOSFETと、
上記第1MOSFETに比べて、ゲート絶縁膜の膜厚が薄く形成されてなる第2MOSFETと、
クロック信号により信号の取り込みと保持を行なう複数のフリップフロップ回路と、上記フリップフロップ回路の間に設けられた論理ゲート回路とからなる複数の信号伝達経路と、
容量素子とを備え、
上記複数の信号伝達経路のそれぞれは、
上記クロック信号の1周期に対して上記フリップフロップ回路及び論理ゲートの段数との関係で時間的に余裕のある論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路は、上記第1MOSFETを用いて構成された第1信号伝達経路と、
上記クロック信号の1周期に対して上記フリップフロップ回路及び論理ゲートの段数との関係で時間的に余裕の無い論理ゲート回路又はそれに加えて上記フリップフロップ回路は、上記第2MOSFETを用いて構成された第2信号伝達経路とからなり、
上記容量素子は、上記第1MOSFETのゲート容量を用いて構成されてなることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項1において、
上記第1MOSFETに比べて、ゲート絶縁膜の膜厚が厚く形成されてなる第1導電型及び第2導電型の第3MOSFETを更に備え、
上記第3MOSFETは、半導体集積回路装置の外部端子から供給される入力信号を受ける入力回路及び高耐圧が必要とされる経路に用いられるものであることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項2において、
上記第3MOSFETは、時間的に余裕のあることを条件にして上記第1信号伝達経路にも用いられることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項2又は3において、
上記第1MOSFETないし第3MOSFETのそれぞれは、pチャネル型MOSFETとnチャネル型MOSFETからなることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項1ないし4のいずれかにおいて、
上記第2MOSFETは、それにより構成される回路が信号処理を行わないスタンバイ時において、しきい値電圧を高くする方向に基板バックバイアス電圧が印加されてなることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項1ないし4のいずれかにおいて、
外部端子から入力された入力クロック信号と内部で形成されたクロック信号との位相比較し、その比較出力によりチャージ/ディスチャージされるキャパシタと、かかるキャパシタに保持された電圧に対応して上記内部クロック信号が形成されるクロック発生回路を更に備え、
上記キャパシタは、上記第1MOSFETで構成された容量素子が用いられるものであることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 請求項6において、
上記クロック発生回路は、外部端子から入力された入力クロック信号と、内部クロック信号を形成する発振回路を制御して両者が一致するように上記発振回路の発振動作を制御するPLL回路を含むことを特徴とする半導体集積回路装置。
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