JP4486917B2 - 回転角検出センサ及びその故障検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、例えば電動パワーステアリング装置においてステアリングの回転角度の検出を行う回転角検出センサの故障検出回路に係わり、特に即座に故障の発生を検出することが可能であるとともに、回転角度を高精度に検出することができる回転角検出センサ及びその故障検出回路に関する。

自動車用の電動パワーステアリング装置は、装置の故障が自動車事故に直結するものであるから、装置自体は勿論であるが、ステアリングの操舵角を検出する回転角検出センサについても高い信頼性が要求される。したがって、回転角検出センサ自体の故障を検出する故障検出回路の搭載は必須である。

従来、このような自動車用の電動パワーステアリング装置に搭載される回転角検出センサ用の故障検出回路としては、例えば以下の特許文献１などが存在する。

特許文献１に記載された故障検出回路では、第１のブリッジ回路から出力される加算信号Ｖｓ１と第２のブリッジ回路から出力される加算信号Ｖｓ２とを差動増幅した差信号が、所定の下限側の閾値電圧Ｖ_ＴＨと所定の上限側の閾値電圧Ｖ_ＴＬの範囲内にあるか否かを基準に、故障発生の有無の検出を行っている。
特開２００５−４９０９７号公報

しかし、上記特許文献１に記載された故障検出回路では、要求される適応環境温度範囲が−４０℃〜＋１２５℃（１２５℃を超える場合もある。）と広範囲に及ぶため、高精度の故障検出が厳しい状態にある。

すなわち、上記故障検出回路では広い温度範囲に亘って故障検出精度を高めるには、前記上限側の閾値電圧Ｖ_ＴＨと下限側の閾値電圧Ｖ_ＴＬとの間の幅（ウインドコンパレータの窓の大きさ）を狭くしておく必要がなる。

しかし、あまりウインドコンパレータの窓を狭くし過ぎると、本来故障していないにも拘わらず故障と判断される誤動作が多発する。一方、ウインドコンパレータの窓を広くし過ぎると、故障を即座に発見できないという問題がある。

本発明は上記従来の課題を解決するためのものであり、即座に故障の発生を検出することが可能であるとともに、回転角度を高精度に検出することができる回転角検出センサ及びその故障検出回路を提供することを目的としている。

本発明は、少なくとも、外部環境の変化に応じてインピーダンスが変化する第１の素子と第２の素子とを第１の接続点において直列接続した第１の直列回路と、同じく外部環境の変化に応じてインピーダンスが変化する第３の素子と第４の素子とを第２の接続点において直列接続した第２の直列回路と、
前記第１の接続点から第１の信号を出力させる第１のラインと、前記第２の接続点から第２の信号を出力させる第２のラインと、
前記第１のラインを介して前記第２の素子に第１の微小電流を供給する第１の定電流源と、前記第２のラインを介して前記第４の素子に第２の微小電流を供給する第２の定電流源と、前記第２の素子および前記第４の素子の電位と所定のしきい値電圧とを比較したときに、いずれかの素子の電位が前記所定のしきい値を越えた場合にエラー信号を出力する故障検出部と、を有することを特徴とするものである。

本発明の故障検出回路では、第１の直列回路に接続された前記第１のライン又は第２の接続点に接続された前記第２のラインが切断された場合や、第１の直列回路又は第２の直列回路の一方の素子に故障が発生した場合には、その故障を即座に検出することができる。

上記においては、前記第１の定電流源および第２の定電流源と前記第１のラインおよび前記第２のラインとの間には、一方の定電流源を一方のラインに接続するとともに、他方の定電流源を他方のラインに接続する切換回路が設けられていることを特徴とするものである。

上記手段では、切換回路を駆動することにより、第１の定電流源から第１のラインと第２のラインとに選択的に微小電流を供給することができるとともに、前記第２の定電流源からも第１のラインと第２のラインとに選択的に微小電流を供給することができるため、各ラインに流れる微小電流を平均化することができる。このため、一方の定電流源の微小電流に変動が生じた場合であっても、平均化することによりその影響を小さくすることができる。

例えば、前記切換回路が、前記第１の微小電流を前記前記第１のラインと前記第２のラインに対し選択的に切り換えて供給する第１のスイッチ素子と、前記第２の微小電流を前記第１のラインと前記第２のラインに対し選択的に切り換えて供給する第２のスイッチ素子と、を有するものとして構成することができる。

また上記においては、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とが連動型であり、前記第１のスイッチにおいて前記第１の定電流源と前記第１のラインとが接続されているときには前記第２のスイッチにおいては前記第２の定電流源と前記第２のラインとが接続され、前記第１のスイッチにおいて前記第１の定電流源と前記第２のラインとが接続されているときには前記第２のスイッチにおいては前記第２の定電流源と前記第１のラインとが接続されることを特徴とする。

上記手段では、第１の定電流源と第２の定電流源が同時に同じラインに接続されることがないため、各ラインに流れる微小電流の平均化を維持することができる。

また前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とが、所定の周波数で駆動されることが好ましい。

上記手段では、前記第１のラインと前記第２のラインに対し第１の微小電流と第２の微小電流を交互に供給することができるため、前記第１のラインと前記第２のラインに流れる微小電流を一致させること（微小電流の時間平均を同じにすること）ができる。

また本発明は、少なくとも、回転軸の回転動作に応じて第１の信号、第２の信号、第３の信号および第４の信号を出力する回転角検出センサと、前記第１の信号と前記第２の信号とを差動増幅した第１の増幅信号および前記第３の信号と前記第４の信号とを差動増幅した第２の増幅信号を生成する差動増幅部と、前記第１の増幅信号および前記第２の増幅信号を第１のデジタル信号および第２のデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記第１及び第２のデジタル信号から前記回転軸の回転角度を算出する角度演算部と、前記第１ないし第４の信号のいずれかの信号が所定のしきい値を越えた場合にエラー信号を出力する故障検出部と、制御部とを有し、
前記回転角検出センサと差動増幅部との間には、前記第１の信号を出力する第１のライン、前記第２の信号を出力する第２のライン、前記第３の信号を出力する第３のラインおよび前記第４の信号を出力する第４のラインが設けられており、
前記故障検出部が、前記第１ないし第４のラインに対し一定の微小電流を供給する第１ないし第４の定電流源と、第１及び第２の定電流源と前記第１及び第２のラインとの間の接続を選択的に切り換える第１の切換回路と、第３及び第４の定電流源と前記第３及び第４のラインとの間の接続を選択的に切り換える第２の切換回路と、前記第１ないし第４のラインの各電位と前記所定のしきい値電圧とを比較し、いずれかの電位が前記所定のしきい値を越えた場合に前記制御部に向けてエラー信号を出力する比較器と、を有すること特徴とするものである。

上記発明では、前記第１ないし第４のラインに所定の微小電流を流したときに発生する電圧としきち電圧とを直接比較することにより、即座に故障の発生を検出することが可能である。また角度検出の際には故障検出用に各ラインに流した電流を相殺することができるため、回転角度を高精度に検出することができる。

本発明では、回転角度センサの故障を即座に検出することができるとともに、回転角度を高精度に検出することができる。

図１は回転角検出センサの構成を示すブロック図、図２は回転角検出センサの内部構造を示す断面図、図３は同じく回転角検出センサの内部構造を示し、図１のＡ−Ａ線の断面からみた平面図である。

図１に示すように、回転角検出センサは、主として前記第１，第２のブリッジ回路Ｗｂ１，Ｗｂ２からなるセンサ部１０、故障検出部２０、差動増幅部１２、フィルタ回路１３、Ａ／Ｄ変換部１４、信号調整部１５、角度演算部１６、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１７、メモリ部１８および制御部１９などを有している。

図２に示すように、前記センサ部１０は、ユニットケース２と、ユニットケース２に固定された非磁性材料からなる平板状の支持基板３と、支持基板３の上方に位置するカップ形状の回転部材４とを有している。前記回転部材４の中心には符号Ｏ−Ｏで示される中心線に沿ってユニットケース２の外部方向（図示Ｚ１方向）に延びる回転軸５が固定されており、回転部材４は前記回転軸５を軸として回転自在に支持されている。なお、ステアリングなどの回転体の出力である回転は、図示しない減速機構を介して前記回転軸５に与えられる。

前記回転部材４の内壁には、フェライト等からなる磁石Ｍ１，Ｍ２が固定されている。前記磁石Ｍ１，Ｍ２は互いの対向面にＮ極とＳ極が分極されて着磁されており、Ｎ極とＳ極を結ぶ方向が径方向である。図２ではＮ極である磁石Ｍ１からＳ極である磁石Ｍ２に向かう磁界Ｈが点線で図示されており、前記磁界Ｈは回転部材４の回転とともにその向きを前記中心軸Ｏ−Ｏ回りに３６０度の範囲で変えることが可能とされている。

前記支持基板３上には、例えば図３に示すような４つの基板Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４が前記中心軸Ｏ−Ｏの周囲に設けられており、各基板上にはそれぞれ２個づつ磁気抵抗効果素子（インピーダンス変換素子）Ｇ１ないしＧ８が設けられている。すなわち、基板Ｋ１には磁気抵抗効果素子（第１の素子）Ｇ１と磁気抵抗効果素子（第２の素子）Ｇ２が、基板Ｋ２には磁気抵抗効果素子（第３の素子）Ｇ３と磁気抵抗効果素子（第４の素子）Ｇ４が形成されている。また基板Ｋ３には磁気抵抗効果素子Ｇ５，Ｇ６が、基板Ｋ４には磁気抵抗効果素子Ｇ７，Ｇ８が設けられている。

前記中心軸Ｏ−Ｏに対し、基板Ｋ１と基板Ｋ２とが軸対称に設けられ、基板Ｋ３と基板Ｋ４とが軸対称に設けられている。なお、各磁気抵抗効果素子Ｇ１ないしＧ８に付された矢印は、磁気抵抗効果素子を形成する固定磁性層（図示せず）の磁化の向きｅを示している。

前記基板Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４は、回転部材４の磁石Ｍ１，Ｍ２の内側に設けられており、前記回転部材４とともに磁石Ｍ１，Ｍ２が基板Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の周囲を回転すると、各磁気抵抗効果素子Ｇ１ないしＧ８を形成するフリー磁性層（図示せず）の磁化の向きが、回転する磁石Ｍ１，Ｍ２間の磁界Ｈの向きに応じて変化する。

磁気抵抗効果素子Ｇ１ないしＧ８が有するインピーダンス成分のうちの抵抗Ｒ１ないしＲ８は、前記フリー磁性層の磁化の向きが固定磁性層の磁化の向きｅと一致するときに減少し、フリー磁性層の磁化の向きが固定磁性層の磁化の向きｅと逆であるとき上昇するようになっており、回転角度をθとするとき、θを変数とするsinθ関数またはcosθ関数として得ることができる。

図１に示すように、前記センサ部１の磁気抵抗効果素子Ｇ１ないしＧ８は、２つのホイートストーンブリッジ回路（以下、「ブリッジ回路」という）Ｗｂ１，Ｗｂ２を構成している。すなわち、第１のブリッジ回路Ｗｂ１は、直列接続された磁気抵抗効果素子Ｇ１（抵抗Ｒ１）と磁気抵抗効果素子Ｇ４（抵抗Ｒ４）とからなる第１の直列回路と、同じく直列接続された磁気抵抗効果素子Ｇ３（抵抗Ｒ３）と磁気抵抗効果素子Ｇ２（抵抗Ｒ２）とからなる第２の直列回路とが並列接続された構成である。同様に第２のブリッジ回路Ｗｂ２は、直列接続された磁気抵抗効果素子Ｇ５（抵抗Ｒ５）と磁気抵抗効果素子Ｇ８（抵抗Ｒ８）とからなる第１の直列回路と、同じく直列接続された磁気抵抗効果素子Ｇ７（抵抗Ｒ７）と磁気抵抗効果素子Ｇ６（抵抗Ｒ６）とからなる第２の直列回路とが並列接続された構成である。

そして、図１に示すように、第１のブリッジ回路Ｗｂ１の前記第１の直列回路と前記第２の直列回路では、磁気抵抗効果素子Ｇ１（抵抗Ｒ１）と磁気抵抗効果素子Ｇ３（抵抗Ｒ３）の一端が電源Ｖccに接続され、磁気抵抗効果素子Ｇ４（抵抗Ｒ４）と磁気抵抗効果素子Ｇ２（抵抗Ｒ２）の一端がグランドに接地されている。

同様に第２のブリッジ回路Ｗｂ２の前記第１の直列回路と前記第２の直列回路では、磁気抵抗効果素子Ｇ５（抵抗Ｒ５）と磁気抵抗効果素子Ｇ７（抵抗Ｒ７）の一端が電源Ｖccに接続され、磁気抵抗効果素子Ｇ８（抵抗Ｒ８）と磁気抵抗効果素子Ｇ６（抵抗Ｒ６）の一端がグランドに接地されている。

なお、各磁気抵抗効果素子Ｇ１〜Ｇ８の他端どうしが直接接続された部分が、前記第１の直列回路と前記第２の直列回路の第１ないし第４の接続点Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３およびＴ４を示している。

この状態で前記センサ部１０の回転軸５を図１および図２に示すα１（反時計回り方向）またはα２（時計回り方向）の回転を与えると、前記第１ないし第４の接続点Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４から正弦波状または余弦波状の信号が出力される。

ここで、第１の接続点Ｔ１から出力される第１の信号を＋sinθと規定すると、第２の接続点Ｔ２から出力される第２の信号は前記第１の信号＋sinθに対し１８０度異なる−sinθであり、第３の接続点Ｔ３から出力される第３の信号は前記第１の信号＋sinθに対し９０度進み位相となる−cosθ、第４の接続点Ｔ４から出力される第４の信号は前記第１の信号＋sinθに対し９０度遅れ位相となる＋cosθである。

前記センサ部１０から出力された第１ないし第４の信号＋sinθ，−sinθ，−cosθおよび＋cosθは、後述する故障検出部２０を介して差動増幅部１２に送られる。

前記差動増幅部１２は差動アンプ１２Ａ，１２Ｂ（図４参照）を有しており、前記第１の信号＋sinθと第２の信号−sinθとを差動増幅することによる２倍の振幅を有する第１の増幅信号２sinθと、前記第３の信号＋cosθと第４の信号−cosθとを差動増幅することによる２倍の第２の増幅信号２cosθとを生成し、その後段に設けられたフィルタ回路１３に向けて出力する。

なお、前記第１のブリッジ回路Ｗｂ１の第１の接続点Ｔ１と差動アンプ１２Ａの非反転端子との間は第１のラインＬ１で結線され、前記第１のブリッジ回路Ｗｂ１の第２の接続点Ｔ２と差動アンプ１２Ａの反転端子との間は第２のラインＬ２で結線され、前記第２のブリッジ回路Ｗｂ２の第３の接続点Ｔ３と差動アンプ１２Ｂの非反転端子との間は第３のラインＬ３で結線され、前記第２のブリッジ回路Ｗｂ２の第４の接続点Ｔ４と差動アンプ１２Ｂの反転端子との間は第４のラインＬ４で結線されている。

前記フィルタ回路１３は、例えば一対のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３Ａ，１３Ｂで形成されている。前記ＬＰＦ１３Ａ，１３Ｂは、それぞれ前記第１の増幅信号２sinθ，第２の増幅信号２cosθに含まれる不要な高周波成分を除去し、純粋なsin成分およびcos成分のみを取り出し、後段に設けられたＡ／Ｄ変換部１４に向けてそれぞれ出力する。なお、前記第１の増幅信号２sinθ，第２の増幅信号２cosθに高周波成分が発生しないか、あるいは発生しても無視できるほど小さい場合には前記フィルタ回路１３を有しない構成であってもよい。

前記信号調整部１５は、個々の部品性能のばらつきなどに起因して発生する両信号（第１の増幅信号２sinθと第２の増幅信号２cosθ）間の振幅誤差（振幅値の差）を一致させるゲイン調整量、および経時変化や温度変化等に基づいて発生するオフセット量を低減させるオフセット調整量、をそれぞれ前記ＡＤＣ１４Ａ，１４Ｂに向けて出力する。前記ゲイン調整量及び前記オフセット調整量は、制御部１９からの指令に基づいて決定される。なお、前記ゲイン調整量及び前記オフセット調整量は、あらかじめ前記メモリ部１８に書き込まれており、制御部１９は必要に応じて読み出される。

前記Ａ／Ｄ変換部１４は一対のＡＤＣ（アナログ・デジタル・コンバータ）１４Ａ，１４Ｂを有しており、前記ゲイン調整量及び前記オフセット調整量を加味しつつ前記第１の増幅信号２sinθ及び第２の増幅信号２cosθをそれぞれデジタル変換した後の第１のデジタル信号Ｄ１及び第２のデジタル信号Ｄ２をその後段に設けられた角度演算部１６に向けて出力する。

前記角度演算部１６では、第１の増幅信号２sinθを変換した第１のデジタル信号Ｄ１と第２の増幅信号２cosθを変換した第２のデジタル信号Ｄ２とから回転軸５の回転角度であるθが求められ、前記ＭＵＸ１７を介して回転角検出センサの外部に設けられた電動パワーステアリング装置全体の制御を掌握する中央制御装置（図示せず）に送られる。前記中央制御装置は、前記回転角度θのデータ信号やその他のデータ信号（例えば、車速に関するデータ）とから総合的に判断し、最適な大きさの電流量を電動パワーステアリング装置を構成するアシストモータ（図示せず）に与える。これにより、快適な電動パワーステアリング動作が行われる。

図４は本発明の第１の実施の形態としての回転角検出センサの故障検出部を示す回路構成図である。

第１の実施の形態に示す故障検出部２０Ａは、第１ないし第４の定電流源２１，２２，２３，２４および比較器３１，３２，３３および３４が設けられている。前記第１の定電流源２１は前記第１のラインＬ１に接続され、前記第２の定電流源２２は前記第２のラインＬ２に接続され、前記第３の定電流源２３は前記第３のラインＬ３に接続され、前記第４の定電流源２４は前記第４のラインＬ４に接続されている。

前記差動アンプ１２Ａ，１２Ｂの入力インピーダンスは数１００ＭΩ以上と非常に大きく、第１ないし第４の定電流源２１，２２，２３および２４から前記差動アンプ１２Ａ，１２Ｂに流れる電流は無視できる。すなわち、故障のない正常な状態では、常に、第１の定電流源２１で発生した第１の微小電流Ｉ１は前記第１の接続点Ｔ１を介して磁気抵抗効果素子Ｇ１とＧ４（抵抗Ｒ１とＲ４）に供給され、第２の定電流源２２で発生した第２の微小電流Ｉ２は前記第２の接続点Ｔ２を介して磁気抵抗効果素子Ｇ３とＧ２（抵抗Ｒ３とＲ２）に供給され、第３の定電流源２３が発生した第３の微小電流Ｉ３は前記第３の接続点Ｔ３を介して磁気抵抗効果素子Ｇ７とＧ６（抵抗Ｒ７とＲ６）に供給され、第４の定電流源２４が発生した第４の微小電流Ｉ４は前記第４の接続点Ｔ４を介して磁気抵抗効果素子Ｇ５とＧ８（抵抗Ｒ５とＲ８）に供給される。

このため、第１の接続点Ｔ１には電圧Ｖ１＝Ｉ１・Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）が発生し、第２の接続点Ｔ２には電圧Ｖ２＝Ｉ２・Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）が発生し、第３の接続点Ｔ３には電圧Ｖ３＝Ｉ３・Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）が発生し、第４の接続点Ｔ４には電圧Ｖ４＝Ｉ４・Ｒ５・Ｒ８／（Ｒ５＋Ｒ８）が発生する。このため、前記第１ないし第４の信号＋sinθ，−sinθ，−cosθおよび＋cosθには前記電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４がそれぞれ一定のオフセット量として含まれている。ただし、このオフセット量は、前記第１のブリッジ回路Ｗｂ１が理想状態（Ｉ１＝Ｉ２、Ｒ１＝Ｒ３及びＲ２＝Ｒ４）にあれば差動アンプ１２Ａにおいて相殺され、前記第２のブリッジ回路Ｗｂ２が理想状態（Ｉ３＝Ｉ４、Ｒ５＝Ｒ７及びＲ６＝Ｒ８）にあれば差動アンプ１２Ｂにおいて相殺することが可能である。

すなわち、前記第１のブリッジ回路Ｗｂ１についていえば、第１の定電流源２１と第２の定電流源２２が同じ大きさの微小電流を発生させることができ、且つ磁気抵抗効果素子Ｇ２の抵抗Ｒ２と磁気抵抗効果素子Ｇ４の抵抗Ｒ４が同じ抵抗値変化、さらに磁気抵抗効果素子Ｇ１の抵抗Ｒ１と磁気抵抗効果素子Ｇ３の抵抗Ｒ３が同じ抵抗値変化を示す場合には、前記電圧Ｖ１と電圧Ｖ２を互いにキャンセルさせることができる（前記第２のブリッジ回路Ｗｂ２についても同様）。なお、磁気抵抗効果素子Ｇ２の抵抗Ｒ２と磁気抵抗効果素子Ｇ４の抵抗Ｒ４、磁気抵抗効果素子Ｇ１の抵抗Ｒ１と磁気抵抗効果素子Ｇ３の抵抗Ｒ３は、信号調整部１５におけるオフセット調整量によって同じように変化するように調整されている。

ところで、前記センサ部１０を構成する磁気抵抗効果素子Ｇ１ないしＧ８は、前記ユニットケース２内の平板状の支持基板３に固定されており、前記差動アンプ１２Ａ，１２Ｂなどは前記支持基板３と異なる別の基板上に設けられている。支持基板３と前記差動アンプ１２Ａ，１２Ｂ等が設けられた基板との間は、前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４とで結線されている。したがって、各ラインに何らかの外力が加わると、前記各ラインが切断されるおそれがある。

前記いずれかのラインが切断されてしまうと、回転角検出センサは正確な回転角度θを検出することができず、電動パワーステアリング装置の制御に重大な影響を与え、最悪事故の原因となる可能性がある。したがって、各ラインが切断されてしまうような故障の発生は、一刻の早く検出して制御部１９やその上位の中央制御装置に通知することが必要である。

そこで、制御部１９は、常に差動アンプ１２Ａ，１２Ｂにおける非反転端子（＋端子）及び反転端子（−端子）の電位、すなわち前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４の電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４を所定のサンプリング周期で監視している。

図４に示すように、差動アンプ１２Ａ，１２Ｂの非反転端子及び反転端子の近傍には、前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４の電圧を監視するための比較部３０を構成する比較器３１，３２，３３および３４がそれぞれ接続されている。前記比較器３１，３２，３３および３４は、各電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４と所定のしきい値（上限値及び下限値）Ｖ_Ｔとを各々比較し、前記電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４がしきい値Ｖ_Ｔの範囲を超えた場合には制御部１９に対しエラー信号を通知する。

したがって、前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４のうちのいずれか一つでも切断するような故障が発生した場合には、前記前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４には、正常な状態における電圧とは異なる異常な電圧値が発生して前記しきい値の範囲を超えるため、このような場合には、前記制御部１９は前記比較器３１，３２，３３および３４からエラー信号を受けることにより、即座に故障の発生を検出できる。

ただし、車内の温度が変化すると、第１ないし第４の定電流源２１，２２，２３および２４がその影響を受け、第１ないし第４の微小電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３およびＩ４にばらつきが生じ、第１ないし第４の微小電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３およびＩ４間に電流差が生じる。このような、電流差は、センサ部１０における前記電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４に直接影響を与えるため、前記第１ないし第４の信号＋sinθ，−sinθ，−cosθおよび＋cosθにそれぞれ異なるオフセット誤差を発生させる。このため、回転角度θの精度が低下するという不具合を発生させる。

そこで、以下においては温度変動による第１ないし第４の定電流源２１，２２，２３および２４の影響を受け難くした故障検出部を有する回転角検出センサについて説明する。

図５は本発明の第２の実施の形態としての回転角検出センサの故障検出部を示す回路構成図である。

図５に示す第２の実施の形態は、故障検出部２０Ｂが第１ないし第４の定電流源２１，２２，２３，２４および比較器３１，３２，３３，３４に加えて、第１，第２の切換回路２５Ａ，２５Ｂを有している点で上記第１の実施に形態と相違している。

前記第１の切換回路２５Ａは第１のスイッチ素子ＳＷ１と第２のスイッチ素子ＳＷ２を有しており、前記第２の切換回路２５Ｂは第３のスイッチ素子ＳＷ３と第４のスイッチ素子ＳＷ４を有している。前記第１，第２のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２と前記第３，第４のスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４とは、前記制御部１９からの命令を受けて、切換動作が行われるようになっている。

前記第１ないし第４のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４はそれぞれ１つのコモン端子Ｔｃと２つの切換端子Ｔａ，Ｔｂとを有しており、切換動作により前記コモン端子Ｔｃと切換端子Ｔａとの間又はコモン端子Ｔｃと切換端子Ｔｂとの間が選択的に切り換えられて接続されるようになっている。

前記第１のブリッジ回路Ｗｂ１側に設けられた第２のラインＬ２には共通ラインＬＣ１が接続されている。前記共通ラインＬＣ１の他端は二股に分岐形成され、そのうちの一方は前記第１のスイッチ素子ＳＷ１の切換端子Ｔｂに、他端は前記第２のスイッチ素子ＳＷ２の切換端子Ｔａに接続されている。そして、前記第１のスイッチ素子ＳＷ１の切換端子Ｔａと前記第１のラインＬ１とが接続され、コモン端子Ｔｃは前記第１の定電流源２１に接続されている。また前記第２のスイッチ素子ＳＷ２の切換端子Ｔｂと前記第１のラインＬ１とが接続され、コモン端子Ｔｃが前記第２の定電流源２２に接続されている。

同様に、前記第２のブリッジ回路Ｗｂ２側の第４のラインＬ４には共通ラインＬＣ２が接続されている。二股に分岐形成された共通ラインＬＣ２の一方は前記第３のスイッチ素子ＳＷ３の切換端子Ｔｂに、他方は前記第４のスイッチ素子ＳＷ４の切換端子Ｔａに接続されている。そして、前記第３のスイッチ素子ＳＷ３の切換端子Ｔａと前記第３のラインＬ３とが接続され、コモン端子Ｔｃが前記第３の定電流源２３に接続されている。また前記第４のスイッチ素子ＳＷ４の切換端子Ｔｂと前記第３のラインＬ３とが接続され、コモン端子Ｔｃが前記第４の定電流源２４に接続されている。

前記第１の切換回路２５Ａを構成する第１のスイッチ素子ＳＷ１と第２のスイッチ素子ＳＷ２とは連動型であり、一方の第１のスイッチ素子ＳＷ１側にて前記コモン端子Ｔｃが切換端子Ｔａに接続されるときには、他方の第２のスイッチ素子ＳＷ２側においてもコモン端子Ｔｃと切換端子Ｔａとの間が接続され、また一方の第１のスイッチ素子ＳＷ１側にて前記コモン端子Ｔｃと切換端子Ｔｂとの間が接続されるときには他方の第２のスイッチ素子ＳＷ２側においてもコモン端子Ｔｃと切換端子Ｔｂとの間が接続されるようになっている。なお、このような関係は前記第２の切換回路２５Ｂを構成する第３，第４のスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４においても同様である。

なお、前記第１ないし第４のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ４は、リレーなどで形成することも可能であるが、前記ＣＭＯＳによる半導体スイッチを用いて形成されていることが好ましい。

前記制御部１９は、前記第１の切換回路２５Ａの第１，第２のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２及び第２の切換回路２５Ｂの第３，第４のスイッチＳＷ３，ＳＷ４を所定の周期からなる切換信号を与えることにより、その接続状態を切り換えることができるようになっている。例えば、切換信号がハイ・レベルのときには第１，第２の切換回路２５Ａ，２５Ｂにおいてそれぞれ切換端子Ｔａが選択され、切換信号がロー・レベルのときには切換端子Ｔｂが選択されるようになっている。

前記第１の切換回路２５Ａにおいて切換端子Ｔａが選択されると、前記第１の定電流源２１と第１の接続点Ｔ１間が接続されるため、第１の接続点Ｔ１には電圧Ｖ１＝Ｉ１・Ｒ４が発生する。同時に前記第２の定電流源２２と第２の接続点Ｔ２間が接続されるため、第２の接続点Ｔ２には電圧Ｖ２＝Ｉ２・Ｒ２が発生する。また第１の切換回路２５Ａにおいて切換端子Ｔｂに切り換えられると、前記第２の接続点Ｔ２には電圧Ｖ２’＝Ｉ１・Ｒ２が発生し、前記第１の接続点Ｔ１には電圧Ｖ１’＝Ｉ２・Ｒ４が発生する。

すなわち、前記第１の接続点Ｔ１には前記電圧Ｖ１と電圧Ｖ１’が、前記第２の接続点Ｔ２には前記電圧Ｖ２と電圧Ｖ２’が、それぞれ前記切換信号の周波数に応じて発生する。ただし、前記切換信号の周波数は第１ないし第４の信号＋sinθ，−sinθ，−cosθおよび＋cosθの周波数に比較して十分に早い周波数に設定されている。

このため、常に、前記第１の信号＋sinθには前記電圧Ｖ１およびＶ１’がオフセット電Ｖoff１として含まれ、前記第２の信号−sinθには前記電圧Ｖ２およびＶ２’がオフセット電圧Ｖoff２として含まれている。

ここで、第１のブリッジ回路Ｗｂ１について、前記第１の定電流源２１と第２の定電流源２２の少なくとも一方が温度変化の影響を受け、その第１の微小電流Ｉ１と第２の微小電流Ｉ２の間に電流差が発生していた場合を考える。

前記第１のラインＬ１及び前記第２のラインＬ２には、第１の定電流源２１から出力される第１の微小電流Ｉ１と第２の定電流源２２から出力される第２の微小電流Ｉ２が前記切換信号の周波数の周期で交互に流れ込む。このとき前記第１のラインＬ１には電圧Ｖ１（＝Ｉ１・Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４））およびＶ１’（＝Ｉ２・Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４））が交互にオフセット電圧Ｖoff１として発生し、前記第２のラインＬ２には電圧Ｖ２（＝Ｉ２・Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））およびＶ２’（＝Ｉ１・Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））が交互にオフセット電圧Ｖoff２として発生する。

前記第１の信号＋sinθには、前記オフセット電圧Ｖoff１が電圧Ｖ１と電圧Ｖ１’とを平均化した電圧として含まれることになるが、これは前記第１の定電流源２１の第１の微小電流Ｉ１と前記第２の定電流源２２の第２の微小電流Ｉ２とを平均化した電流と抵抗値Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）（＝磁気抵抗効果素子Ｇ４とＧ１の並列抵抗値）との電圧降下に相当する。

同様に、前記第２の信号−sinθにも、前記オフセット電圧Ｖoff２が電圧Ｖ２と電圧Ｖ２’とを平均化した電圧として含まれることになるが、これは前記第１の定電流源２１の第１の微小電流Ｉ１と前記第２の定電流源２２の第２の微小電流Ｉ２とを平均化した電流と抵抗値Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）（＝磁気抵抗効果素子Ｇ２とＧ３の並列抵抗値）との電圧降下に相当する。

そして、前記磁気抵抗効果素子Ｇ４の抵抗Ｒ４と前記磁気抵抗効果素子Ｇ２の抵抗Ｒ２と、さらに前記磁気抵抗効果素子Ｇ１の抵抗Ｒ１と前記磁気抵抗効果素子Ｇ１の抵抗Ｒ１とが同じように抵抗変化を示す理想状態（Ｒ２＝Ｒ４、Ｒ１＝Ｒ３）にあるとすると、オフセット電圧Ｖoff１とオフセット電圧Ｖoff２を一致させることができる（Ｖoff１＝オフセット電圧Ｖoff２）。

したがって、このようなオフセット電圧Ｖoff１を含む第１の信号＋sinθとオフセット電圧Ｖoff２を含む第２の信号−sinθとを差動アンプ１２Ａにおいて差動増幅すると、前記オフセット電圧分（Ｖoff１とＶoff２）のみを互いに相殺することができる。よって、前記差動アンプ１２Ａから第１の増幅信号２sinθのみを取り出すことが可能である。

上記の関係は、第２のブリッジ回路Ｗｂ２について、すなわち前記第３の定電流源２３と第４の定電流源２４の少なくとも一方が温度変化の影響を受け、その第３の微小電流Ｉ３と第４の微小電流Ｉ４との間に電流差が発生していた場合についても同様であり、前記差動アンプ１２Ｂからはオフセット電圧が除去された第２の増幅信号２cosθのみを取り出すことが可能である。

すなわち、前記第１の定電流源２１ないし第４の定電流源２４の第１の微小電流Ｉ１ないし第４の微小電流Ｉ４に電流値変動が生じた場合であっても、各微小電流を各ラインに交互に流すようにして平均化し、差動増幅することにより、その影響を受けないようにすることができる。よって、高温環境下においても回転速度θを高精度に検出することが可能となる。

一方、故障検出については、前記第１の切換回路２５Ａ及び第２の切換回路２５Ｂを切り換えるたびに、前記比較器３１，３２，３３および３４が、差動アンプ１２Ａ，１２Ｂの非反転端子及び反転端子の電圧、すなわち前記第１のラインＬ１、前記第２のラインＬ２、前記第３のラインＬ３および前記第４のラインＬ４の電圧を監視している。

そして、前記比較器３１，３２，３３および３４は、各電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４と所定のしきい値（上限値及び下限値）Ｖ_Ｔとを各々比較し、前記電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３及びＶ４がしきい値Ｖ_Ｔの範囲を超えた場合には制御部１９に対しエラー信号を通知するようにしている。このため、上記第１の実施の形態同様に、前記制御部１９は前記比較器３１，３２，３３および３４からエラー信号を受けることにより、即座に故障の発生を発見することが可能である。

上記実施の形態では、一定の周期で切換回路を駆動させて定電流源を切り換えるようにしたが、前記切換回路の切り換え動作後直ぐにＡＤＣが動作する構成である場合には、ＡＤＣがノイズを拾って正しい電圧を取得でないおそれがある。したがって、ＡＤＣは前記切換回路の切り換え動作後、所定の時間を経過するまでは動作しないようにするか、あるいはサンプルホールド回路を設けるようにして切換時のノイズを拾わないようにすることが好ましい。

回転角検出センサの構成を示すブロック図、 回転角検出センサの内部構造を示す断面図、 回転角検出センサの内部構造を示し、図２のＡ−Ａ線の断面からみた平面図、 本発明の第１の実施の形態としての回転角検出センサの故障検出部を示す回路構成図、 本発明の第２の実施の形態としての回転角検出センサの故障検出部を示す回路構成図、

符号の説明

１０ センサ部
１２ 差動増幅部
１２Ａ，１２Ｂ 差動アンプ
１３ フィルタ回路
１４ Ａ／Ｄ変換部
１５ 信号調整部
１６ 角度演算部
１７ マルチプレクサ（ＭＵＸ）
１９ 制御部
２０，２０Ａ，２０Ｂ 故障検出部
２１ 第１の定電流源
２２ 第２の定電流源
２３ 第３の定電流源
２４ 第４の定電流源
２５Ａ 第１の切換回路
２５Ｂ 第２の切換回路
３０ 比較部
３１，３２，３３，３４ 比較器
Ｇ１〜Ｇ８ 磁気抵抗効果素子
Ｉ１〜Ｉ４ 第１〜第４の微小電流
Ｌ１〜Ｌ４ 第１〜第４のライン
Ｔ１〜Ｔ４ 第１〜第４の接続点
Ｒ１〜Ｒ８ 磁気抵抗効果素子の抵抗
Ｗｂ１ 第１のホイートストーンブリッジ回路（ブリッジ回路）
Ｗｂ２ 第２のホイートストーンブリッジ回路（ブリッジ回路）

Claims (6)

1. 少なくとも、外部環境の変化に応じてインピーダンスが変化する第１の素子と第２の素子とを第１の接続点において直列接続した第１の直列回路と、同じく外部環境の変化に応じてインピーダンスが変化する第３の素子と第４の素子とを第２の接続点において直列接続した第２の直列回路と、
   前記第１の接続点から第１の信号を出力させる第１のラインと、前記第２の接続点から第２の信号を出力させる第２のラインと、
   前記第１のラインを介して前記第２の素子に第１の微小電流を供給する第１の定電流源と、前記第２のラインを介して前記第４の素子に第２の微小電流を供給する第２の定電流源と、前記第２の素子および前記第４の素子の電位と所定のしきい値電圧とを比較したときに、いずれかの素子の電位が前記所定のしきい値を越えた場合にエラー信号を出力する故障検出部と、を有することを特徴とする故障検出回路。
2. 前記第１の定電流源および第２の定電流源と前記第１のラインおよび前記第２のラインとの間には、一方の定電流源を一方のラインに接続するとともに、他方の定電流源を他方のラインに接続する切換回路が設けられていることを特徴とする請求項１記載の故障検出回路。
3. 前記切換回路が、前記第１の微小電流を前記前記第１のラインと前記第２のラインに対し選択的に切り換えて供給する第１のスイッチ素子と、前記第２の微小電流を前記前記第１のラインと前記第２のラインに対し選択的に切り換えて供給する第２のスイッチ素子と、を有することを特徴とする請求項１又は２記載の故障検出回路。
4. 第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とが連動型であり、前記第１のスイッチにおいて前記第１の定電流源と前記第１のラインとが接続されているときには前記第２のスイッチにおいては前記第２の定電流源と前記第２のラインとが接続され、前記第１のスイッチにおいて前記第１の定電流源と前記第２のラインとが接続されているときには前記第２のスイッチにおいては前記第２の定電流源と前記第１のラインとが接続されることを特徴とする請求項３記載の故障検出回路。
5. 前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とが、所定の周波数で駆動されることを特徴とする請求項３又は４記載の故障検出回路。
6. 少なくとも、回転軸の回転動作に応じて第１の信号、第２の信号、第３の信号および第４の信号を出力する回転角検出センサと、前記第１の信号と前記第２の信号とを差動増幅した第１の増幅信号および前記第３の信号と前記第４の信号とを差動増幅した第２の増幅信号を生成する差動増幅部と、前記第１の増幅信号および前記第２の増幅信号を第１のデジタル信号および第２のデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記第１及び第２のデジタル信号から前記回転軸の回転角度を算出する角度演算部と、前記第１ないし第４の信号のいずれかの信号が所定のしきい値を越えた場合にエラー信号を出力する故障検出部と、制御部とを有し、
   前記回転角検出センサと差動増幅部との間には、前記第１の信号を出力する第１のライン、前記第２の信号を出力する第２のライン、前記第３の信号を出力する第３のラインおよび前記第４の信号を出力する第４のラインが設けられており、
   前記故障検出部が、前記第１ないし第４のラインに対し一定の微小電流を供給する第１ないし第４の定電流源と、第１及び第２の定電流源と前記第１及び第２のラインとの間の接続を選択的に切り換える第１の切換回路と、第３及び第４の定電流源と前記第３及び第４のラインとの間の接続を選択的に切り換える第２の切換回路と、前記第１ないし第４のラインの各電位と前記所定のしきい値電圧とを比較し、いずれかの電位が前記所定のしきい値を越えた場合に前記制御部に向けてエラー信号を出力する比較器と、を有すること特徴とする回転角検出センサ用の故障検出回路。

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