JP4463946B2 - 低消費電力回路 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、低スレッショルド電圧を持つ相補型MIS(metal insulator semiconductor)電界効果トランジスタで構成された半導体集積回路に関し、特に、待機(スタンバイモード)時の消費電力低減を目的とした低消費電力回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
この技術分野において周知のように、薄い絶縁層を挟んだ半導体・絶縁体・金属の積層構造をMIS(metal insulator semiconductor)構造と呼ぶ。そして、MIS電界効果トランジスタにおいて、絶縁体としてシリコン酸化膜を用いたのがMOS(metal oxide semiconductor)電界効果トランジスタである。以下の説明においては、電界効果トランジスタをFETと略称したり、単にトランジスタと呼ぶことにする。MISトランジスタは、スレッショルド電圧(以下、「Vt」と略す。)を持つ。
【0003】
低電圧時において、MISトランジスタを高速に動作させるためには、そのVtを低下させることで可能になる。しかしながら、図4に示すように、MISトランジスタを低Vt化すると、エンハンスメント型MISトランジスタがオフ(ゲート電圧が0V)時に、ドレイン−ソース間にサブスレッショルドリーク電流が増大することが解っている。例えば、酸化膜厚が60オングストローム、温度が85℃では、Vtが100mV低下する度に、ドレイン電流は10倍に増加する。
【0004】
一方、Vtを上昇させると、トランジスタドレインリーク電流は、ドレイン−バックゲート間ジャンクションリーク電流(ドレイン電圧に依存)が支配的になり飽和する。
【0005】
また、電源電圧を下げればジャンクションリーク電流は低減するが、トランジスタ寸法などを変えずに電源電圧だけを下げれば、動作速度が低下する。この電源電圧を下げた状態で速度を上げるには、トランジスタサイズを増大させることが必要となる。なお、トランジスタサイズを増大させると、寄生容量も増大するため、一概に速度が速くなるとは限らない。
【0006】
よって、トランジスタサイズを増大させること無しに、低電圧時にトランジスタを高速に動作させるためには、ゲート酸化膜の膜厚を低減させるか、低Vt化が有効である。しかしながら、リーク電流を低減させるためには、高Vt化が必要となる。このため、同時に低電圧時に高速動作でき、消費電力が少ない条件は、Vtに関して相容れないこととなる。
【0007】
よって、高速動作モード(アクティブモード)と低消費電力モード(スタンバイモード)とを時間的に切り替えることで、総体的に消費電力を削減し、高速動作も保証する方法が考えられる。これを実現するために、Vtを時間的に変化させる技術が必要となる。
【0008】
図5に従来の低消費電力回路を示す。図示の低消費電力回路は、低スレッショルド論理回路3と、Nチャネルトランジスタソース電圧生成回路8とを有する。
【0009】
図に示されるように低スレッショルド論理回路3は、CMIS標準インバータ回路であって、PチャネルMISトランジスタ31とNチャネルMISトランジスタ32とから成る。PチャネルMISトランジスタ31とNチャネルMISトランジスタ32のゲート同士、またドレイン同士を接続し、ゲートは入力端子INに接続され、ドレインは出力端子OUTに接続されている。
【0010】
PチャネルMISトランジスタ31のバックゲートとソースとが接続され、ソースは電源端子VDDに接続されている。一方、NチャネルMISトランジスタ32のソースは接地端子GNDに接続され、NチャネルMISトランジスタ32のバックゲートは接地端子GNDに接続されている。尚、電源端子VDDおよび接地端子GNDは、それぞれ、最高電源および最低電源とも呼ばれる。
【0011】
一方、Nチャネルトランジスタソース電圧生成回路8は、NチャネルMISトランジスタ81と、ダイオード82とから成る。NチャネルMISトランジスタ81はスイッチNチャネルトランジスタとして働く。NチャネルMISトランジスタ81のドレインは電源端子VDDに接続され、バックゲートは接地端子GNDに接続されている。NチャネルMISトランジスタ81のゲートは制御端子STBに接続されている。NチャネルMISトランジスタ81のソースはダイオード82のアノードに接続されている。ダイオード82のカソードは接地端子GNDに接続されている。
【0012】
尚、低スレッショルド論理回路3内のNチャネルMISトランジスタ32のソースは、Nチャネルトランジスタソース電圧生成回路8内のダイオード82のアノードとNチャネルMISトランジスタ81のソースとに接続されている。
【0013】
また、本発明に関連する他の先行技術も知られている。例えば、特開2000−13215号公報(以下、「先行技術1」と呼ぶ)には、簡略な素子構成で低スレッショルド相補型FETを含む論理回路の待機時のリーク電流低減を図ると共に待機時にも各ノードの電位状態を保持するようにした「半導体集積回路」が開示されている。この先行技術1では、2種のソース電圧切り替えに、ダイオードや高抵抗素子或いはトランジスタから成る電位クランプ回路と制御トランジスタをパラレル接続することで実現している。また、この先行技術1では、2つの素子をパラレル接続した構成と、1つの素子をシリーズに接続した構成で、素子を2モードに変化させることで実現している。
【0014】
以下、図6を参照して、先行技術1に開示された低消費電力回路について説明する。
【0015】
図示の低消費電力回路は、低スレッショルド論理回路3と、第1の電圧クランプダイオード(電位クランプ回路)10と、Pチャネルトランジスタ電圧切り替えトランジスタ(制御トランジスタ)11と、第2の電圧クランプダイオード(電位クランプ回路)12と、Nチャネルトランジスタ電圧切り替えトランジスタ(制御トランジスタ)13とを有する。
【0016】
図6に示すように、低スレッショルド論理回路3の各電源に接続するソース端子の内、PチャネルMISトランジスタ31には、電源端子VDDから順バイアスするように、第1の電圧クランプダイオード10とPチャネルトランジスタ電圧切り替えトランジスタ11が並列に接続されている。詳述すると、第1の電圧クランプダイオード10のアノードは電源端子VDDに接続され、カソードは低スレッショルド論理回路3内のPチャネルMISトランジスタ31のソースに接続されている。Pチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ11はPチャネルMISトランジスタ111から成る。PチャネルMISトランジスタ111のバックゲートとソースとが接続され、ソースは電源端子VDDに接続されている。また、PチャネルMISトランジスタ111のゲートは第1の制御端子STBに接続され、ドレインは低スレッショルド論理回路3内のPチャネルMISトランジスタ31のソースに接続されている。
【0017】
一方、低スレッショルド論理回路3の各電源に接続するソース端子の内、NチャネルMISトランジスタ32には、接地端子GNDへ順バイアスするように、第2の電圧クランプダイオード12とNチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ13が並列に接続された構成をしている。詳述すると、第2の電圧クランプダイオード12のアノードは低スレッショルド論理回路3内のNチャネルMISトランジスタ32のソースに接続され、カソードは接地端子GNDに接続されている。Nチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ13はNチャネルMISトランジスタ131から成る。NチャネルMISトランジスタ131のバックゲートとソースとが接続され、ソースは接地端子GNDに接続されている。また、NチャネルMISトランジスタ131のゲートは第2の制御端子/STBに接続され、ドレインは低スレッショルド論理回路3内のNチャネルMISトランジスタ32のソースに接続されている。
【0018】
スタンバイモードのときには、第1の制御端子STBに論理ハイレベルの信号が供給され、第2の制御端子/STBに論理ロウレベルの信号が供給される。この場合、Pチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ11のPチャネルMISトランジスタ111はオフ状態となり、Nチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ13のNチャネルMISトランジスタ131もオフ状態となる。
【0019】
一方、アクティブモードのときには、第1の制御端子STBに論理ロウレベルの信号が供給され、第2の制御端子/STBに論理ハイレベルの信号が供給される。この場合、Pチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ11のPチャネルMISトランジスタ11はオン状態となり、Nチャネルトランジスタソース電圧切り替えトランジスタ13のNチャネルMISトランジスタ131もオン状態となる。
【0020】
このように、スタンバイモードの場合、ソース電圧にダイオードのビルトイン電圧によりクランプされた電圧を、低スレッショルド論理回路3のトランジスタ31および32のソース電圧にする。方法としては、各切り替えトランジスタ11および13をオフ状態として、電流をクランプダイオード10および12にて流すことで実現する。そして、通常時は各切り替えトランジスタ11および13をオン状態とすることで、電流をトランジスタに流すことで、低スレッショルド論理回路3のトランジスタ31および32のソース電圧を各電源とほぼ同じにすることが出来る。また、クランプダイオード10の代りに高抵抗素子やトランジスタを用いる構成も、同様な効果が得られる。
【0021】
また、特開平9−55470号公報(以下、「先行技術2」と呼ぶ。)には、低電圧で作動させるために閾値電圧を下げたMOSFETの待機時のリーク電流を削減できるようにした「半導体回路及び半導体回路装置」が開示されている。この先行技術2でも、2つの電位に対して、スイッチで切り替えるタイプで実現している。すなわち、先行技術2に開示された半導体回路は、MOSFETを備える半導体回路であって、MOSFETへソース電位として与えるべき2つの異なる電位をそれぞれ固定する2つの電位固定手段と、MOSFETのソースを2つの電位固定手段の何れかに切り替え接続するスイッチング手段とを備えている。
【0022】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来技術や先行技術1、先行技術2には、それぞれ、次に述べるような問題がある。
【0023】
先ず、図5に図示した従来の低消費電力回路は、スイッチNチャネルトランジスタ81がオン時に、最高電源VDDと最低電源GNDと間に電流を流し続ける。よって、低スレッショルド論理回路3のNチャネルMISトランジスタ32のVtを上昇させることが出来き、この低スレッショルド論理回路3のリーク電流を減少させることが出来る。しかしながら、総合的なリーク電流を減少させることは出来ない。その理由は、中間電位を生成するために、スイッチNチャネルトランジスタ81のオン抵抗とダイオード82の順方向抵抗の分圧を利用して、中間の電圧を作成しているためである。
【0024】
一方、上述した先行技術1(図6)の構成では、制御トランジスタ11、13に並列に接続された、ダイオード(アノードとカソードが電源と寄生回路を形成しない構成のもの)または高抵抗素子等の電位クランプ回路10、12が必要となる。これらを作るには、追加工程が必要となる。特に、ダイオードの場合は寄生回路対策のため、SOI(silicon on insulator)基板以外の基板では大きな面積が必要となる。その理由は、標準CMIS作製プロセスでは、高抵抗素子は作製出来ないため、専用工程が追加となるからである。また、ダイオードの場合は順バイアス動作を行うので、簡単にNPN又はPNPバイポーラ動作を起こし、誤動作やラッチアップ等を引き起こすためダイオードの周辺には素子をレイアウト出来ないからである。一方、基板がSOI基板で有れば寄生回路を無視することができるが、基板のコストが高いという欠点がある。電位クランプ回路としてトランジスタを使用した場合、動作抵抗自体も小さい方が仮電源が安定するので、Wは大きくなる。しかも、モードにより片方は使用されなくなるため、レイアウト面積は大きくなる。とにかく、先行技術1では、制御トランジスタ11、13の他に電位クランプ回路10、12が必要となる。
【0025】
一方、上述した先行技術2には、どの様にして中間電位を作成するかについては何等記載されておらず、中間電位作成時の消費電力がどうなるのかが解らない。
【0026】
したがって、本発明の課題は、レイアウト面積を大きくすることなく、スタンバイモード時の消費電力を少なくすることができる低消費電力回路を提供することにある。
【0027】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために次のような技術的構成を採用する。すなわち、本発明による低消費電力回路は、少なくとも互いにゲート同士とドレイン同士とが接続されたPチャネルMISトランジスタとNチャネルMISトランジスタとから成るインバータを含む論理回路を有し、該論理回路をアクティブモードとスタンバイモードとで動作させることが可能なCMISトランジスタ回路における、前記スタンバイモードにおいて、前記論理回路内トランジスタのスレッショルド電圧(Vt)をソース電圧制御によるバックゲートバイアス効果により高くすることで、サブスレッショルドリーク電流を低減する低消費電力回路であって、前記スレッショルド電圧を高くするためにソース電圧を上昇する回路を、前記スタンバイモード時にMISトランジスタのゲートとドレインを接続されるMISトランジスタで作り、前記低消費電力回路をCMIS回路のみで構成したことを特徴とする。
【0028】
【作用】
本発明では、エンハンス型MISトランジスタのドレイン電圧(ゲート電圧と同電位接続)−ドレイン電流特性によるトランジスタのオン・オフ特性を利用して、低消費電力で中間電位生成回路を構成している。この中間電位生成回路で生成された中間電位をソース電圧に適用することで、MISトランジスタのVtをコントロールする。
【0029】
これによりMISトランジスタのVtが低くても、サブスレッショルドリーク電流が少ない高Vtに特性変更可能なMISトランジスタによりCMIS回路を構成する事で、低消費電力回路を実現する。
【0030】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【0031】
図1を参照して、本発明の第1の実施の形態による低消費電力回路について説明する。図示の低消費電力回路は、被Vtコントロール回路を低スレッショルド論理回路3のCMIS標準インバータ回路とした場合の例を示している。
【0032】
低スレッショルド論理回路3は、PチャネルMISトランジスタ31とNチャネルMISトランジスタ32とから成る。PチャネルMISトランジスタ31とNチャネルMISトランジスタ32のゲート同士、またドレイン同士を接続し、ゲートは入力端子INに接続され、ドレインは出力端子OUTに接続されている。
【0033】
PチャネルMISトランジスタ31のバックゲートとソースとが接続され、ソースは電源電圧(電源電位)が印加される電源端子VDDに接続されている。一方、NチャネルMISトランジスタ32のバックゲートは接地電位を持つ接地端子GNDに接続されている。
【0034】
尚、電源端子VDDは最高電源とも呼ばれ、接地端子GNDは最低電源とも呼ばれる。また、電源電圧(電源電位)は最高電位とも呼ばれ、接地電位は最低電位とも呼ばれる。
【0035】
低消費電力回路は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4と、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5とを有する。
【0036】
Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4は、NチャネルMISトランジスタ41から成る。NチャネルMISトランジスタ41のドレインは低スレッショルド論理回路3内のNチャネルMISトランジスタ32のソースに接続されている。NチャネルMISトランジスタ41のバックゲートとソースとが接続され、ソースは接地端子GNDに接続されている。
【0037】
ここで、低スレッショルド論理回路3内のNチャネルMISトランジスタ32のソースとNチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のNチャネルMISトランジスタ41のドレインとの接続点を含む線は、可変最低電位線とも呼ばれる。
【0038】
一方、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5は、PチャネルMISトランジスタ51とNチャネルMISトランジスタ52とから成る。PチャネルMISトランジスタ51のバックゲートとソースとが接続され、ソースは電源端子VDDに接続されている。PチャネルMISトランジスタ51のゲートは制御端子STBに接続されている。PチャネルMISトランジスタ51のドレインはNチャネルMISトランジスタ52のドレインに接続されている。NチャネルMISトランジスタ52のソースは、低スレッショルド論理回路3のNチャネルMISトランジスタのソースおよびNチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のNチャネルMISトランジスタのドレインに接続されている。すなわち、NチャネルMISトランジスタ52のソースは可変最低電位線に接続されている。NチャネルMISトランジスタ52のバックゲートは接地端子GNDに接続されている。NチャネルMISトランジスタ52のゲートは制御端子STBに接続されている。
【0039】
すなわち、本実施の形態では、インバータを構成しているNチャネルトランジスタを縦積み構成としている。そして、Nchトランジスタソース電圧制御回路5は、下段のNチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電圧を、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のドレイン電圧または電源電圧に繋ぎ換えるコントロールを行う。
【0040】
スタンバイモードのときには、制御端子STBに論理ハイレベルの信号が供給される。この場合、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5のPチャネルMISトランジスタ51はオフ状態となり、NチャネルMISトランジスタ52はオン状態となる。一方、アクティブモードのときには、制御端子STBに論理ロウレベルの信号が供給される。この場合、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5のPチャネルMISトランジスタ51はオン状態となり、NチャネルMISトランジスタ52はオフ状態となる。
【0041】
スタンバイモードにする場合は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を同ドレインに接続し、同電位にすることでVt電圧分の電圧を低スレッショルド論理回路3のNチャネルMISトランジスタ32のドレイン端に発生させる。これにより、インバータ回路のNチャネルトランジスタはバックゲートバイアスを受け、Vt上昇を引き起こし、標準時よりサブスレッショルドリーク電流を低減することが可能となる。したがって、入力端子INに論理ロウレベルの信号が供給され、NチャネルMISトランジスタ32がオフ時のみ、回路のリーク電流を低減することが可能となる。その為、Nチャネルランジスタが多いCMIS回路に有効である。
【0042】
また、アクティブモード時は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を電源電圧に持ち上げ、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のドレイン電圧を接地電位にする。これにより、通常のVtに低下するので高速な動作が可能となる。
【0043】
図示の低消費電力回路では、中間電位生成時に常時貫通電流を流す回路を用いないので、スタンバイ時にリーク電流が少ない回路を構成することができる。
【0044】
高速化のためにMISトランジスタのVtを低下させると、ドレイン−ソース間にサブスレッショルドリーク電流が流れ、消費電力が増大する。その為に、本実施の形態では、ソース電圧をバックゲート電圧より上昇させることで、内部回路のVtを上昇させ、ドレイン−ソース間のサブスレッショルドリーク電流を低減させている。よって、スタンバイモード時に回路のリーク電流を低減させることができる。
【0045】
また、ソース電圧制御回路は一般に貫通電流を必要とするので消費電力が大きい。その為、本実施の形態では、このソース電圧生成にMISトランジスタのVtの特性を利用することで、消費電力を少なくすることが出来る。
【0046】
図2を参照して、本発明の第2の実施の形態に係る低消費電力回路について説明する。本実施の形態に係る低消費電力回路は、図1の場合と同様に、被Vtコントロール回路を低スレッショルド論理回路3のCMIS標準インバータ回路としたものである。
【0047】
図1に示したものとの相違点は、図示の低消費電力回路は、Pチャネルトランジスタ電圧バイアストランジスタ6とPチャネルソース電圧制御回路7とを更に有し、さらに別の制御端子/STBをも附加されていることである。したがって、ここでは、制御端子STBを第1の制御端子と呼び、制御端子/STBを第2の制御端子と呼ぶ。以下では、重複した記載を避けるために、図1のものと相違する点についてのみ説明する。
【0048】
Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6はPチャネルMISトランジスタ61から成る。PチャネルMISトランジスタ61のバックゲートとソースとが接続され、ソースは電源端子VDDに接続されている。PチャネルMISトランジスタ61のドレインは、低スレッショルド論理回路3のPチャネルMISトランジスタ31のドレインに接続されている。尚、低スレッショルド論理回路3のPチャネルMISトランジスタ31のバックゲートは電源端子VDDに接続されている。
【0049】
ここで、低スレッショルド論理回路3内のPチャネルMISトランジスタ31のソースとPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のPチャネルMISトランジスタ61のドレインとの接続点を含む線は、可変最高電位線とも呼ばれる。
【0050】
Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7は、PチャネルMISトランジスタ71とNチャネルMISトランジスタ72とから構成されている。PチャネルMISトランジスタ71のドレインはPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のPチャネルMISトランジスタ61のゲートに接続されている。PチャネルMISトランジスタ71のバックゲートは電源端子VDDに接続されている。PチャネルMISトランジスタ71のゲートは第2の制御端子/STBに接続されている。PチャネルMISトランジスタ71のソースは、低スレッショルド論理回路3のPチャネルMISトランジスタ31のソースとPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のPチャネルMISトランジスタ61のドレインとに接続されている。すなわち、PチャネルMISトランジスタ71のソースは、可変最高電位線に接続されている。NチャネルMISトランジスタ72のドレインはPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタのPチャネルMISトランジスタ61のゲートに接続されている。NチャネルMISトランジスタ72のバックゲートとソースとが接続され、ソースは接地端子GNDに接続されている。NチャネルMISトランジスタ72のゲートは第2の制御端子/STBに接続されている。
【0051】
本実施の形態では、インバータを構成しているNチャネルトランジスタを縦積み構成としている。そして、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5は、下段のNチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電圧を、同トランジスタ4のドレイン電圧または電源電圧に繋ぎ換えるコントロールを行う。
【0052】
同様にして、インバータを構成しているPチャネルトランジスタを縦積み構成としている。そして、Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7は、上段のPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のゲート電圧を、同トランジスタ6のドレイン電圧または接地電位に繋ぎ換えるコントロールを行う。
【0053】
スタンバイモードのときには、第1の制御端子STBに論理ハイレベルの信号が供給され、第2の制御端子/STBに論理ロウレベルの信号が供給される。この場合、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5のPチャネルMISトランジスタ51はオフ状態となり、NチャネルMISトランジスタ52はオン状態となる。また、Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7のNチャネルMISトランジスタ72はオフ状態となり、PチャネルMISトランジスタ72はオン状態となる。
【0054】
一方、アクティブモードのときには、第1の制御端子STBに論理ロウレベルの信号が供給され、第2の制御端子/STBに論理ハイレベルの信号が供給される。この場合、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5のPチャネルMISトランジスタ51はオン状態となり、NチャネルMISトランジスタ52はオフ状態となる。また、Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7のNチャネルMISトランジスタ72はオン状態となり、PチャネルMISトランジスタ72はオフ状態となる。
【0055】
スタンバイモードにする場合は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を同ドレインに接続し、同電位にすることでVt電圧分の電圧を、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のドレイン端に発生させる。と同時に、Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のゲート電位を同ドレインに接続し、同電位にすることでVt電圧分の電圧を、Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のドレイン端に発生させる。これにより、インバータ回路のNチャネルトランジスタ及び、Pチャネルトランジスタはバックゲートバイアスを受け、同時にVt上昇を引き起こし、標準時よりサブスレッショルドリーク電流を低減することが可能となる。従って、入力端子に供給される信号が論理ロウレベルであるか、論理ハイレベルであるかに関わらず、回路リーク電流を低減することが可能となる。
【0056】
また、アクティブモード時は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を電源電圧に持ち上げ、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のドレイン電圧を接地電位にする。これにより、通常のVtに低下するので高速な動作が可能となる。
【0057】
本実施の形態でも、中間電位生成時に常時貫通電流を流す回路を用いないので、スタンバイ時にリーク電流が少ない回路を構成できる。
【0058】
高速化のためにMISトランジスタのVtを低下させると、ドレイン−ソース間にサブスレッショルドリーク電流が流れ、消費電力が増大する。その為、本実施の形態では、ソース電圧をバックゲート電圧より上昇させることで、内部回路のVtを上昇させ、ドレイン−ソース間のサブスレッショルドリーク電流を低減させている。これによってスタンバイモード時の回路リーク電流を低減させることができる。
【0059】
また、ソース電圧制御回路は一般に貫通電流を必要とするので消費電力が大きい。本実施の形態では、このソース電圧生成にMISトランジスタのVtを用いることで、消費電力を少なくすることが出来る。
【0060】
図3を参照して、本発明の第3の実施の形態に係る低消費電力回路について説明する。本実施の形態に係る低消費電力回路は、被Vtコントロール回路を低スレッショルド論理回路3の代りに低スレッショルドSRAM(static random access memory)回路9とした点を除いて、図2に示したものと同様の構成を有する。以下では、重複した記載を避けるために、図2のものと相違する点についてのみ説明する。
【0061】
低スレッショルドSRAM回路9は、入力用NチャネルMISトランジスタ91と、第1のPチャネルMISトランジスタ92と、第1のNチャネルMISトランジスタ93と、第2のPチャネルMISトランジスタ94と、第2のNチャネルMISトランジスタ95と、出力用NチャネルMISトランジスタ96とから構成されている。
【0062】
入力用NチャネルMISトランジスタ91のドレインは入力端子INに接続され、ゲートは書込み制御端子WRITEに接続され、バックゲートはNチャネルトランジスタソース電圧制御回路5内のNチャネルMISトランジスタ52のバックゲートに接続されている。また、入力用NチャネルMISトランジスタ91のソースは、第1のPチャネルMISトランジスタ92および第1のNチャネルMISトランジスタ93のゲートと、第2のPチャネルMISトランジスタ94および第2のNチャネルMISトランジスタのドレインと、出力用NチャネルMISトランジスタ96のソースとに接続されている。
【0063】
第1のPチャネルMISトランジスタ92のソースは、第2のPチャネルMISトランジスタ94のソースと、Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のPチャネルMISトランジスタ61のドレインと、Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7のPチャネルMISトランジスタのソースとに接続されている。第1のPチャネルMISトランジスタ92のバックゲートは電源端子VDDに接続されている。また、第1のPチャネルMISトランジスタ92のドレインは、第1のNチャネルMISトランジスタ93のドレインと、第2のPチャネルMISトランジスタ94および第2のNチャネルMISトランジスタ95のゲートに接続されている。
【0064】
第1のNチャネルMISトランジスタ93のバックゲートは、接地端子GNDに接続され、ソースは第2のNチャネルMISトランジスタ95のソースと、Nチャネルソース電圧制御回路5内のNチャネルMISトランジスタ52のソースと、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のNチャネルMISトランジスタ41のドレインに接続されている。
【0065】
第2のPチャネルMISトランジスタ94のバックゲートは電源端子VDDに接続され、第2のNチャネルMISトランジスタ95のバックゲートは接地端子GNDに接続されている。
【0066】
出力用NチャネルMISトランジスタ96のドレインは出力端子OUTに接続され、ゲートは読出し制御端子READに接続され、バックゲートは接地端子GNDに接続されている。
【0067】
本実施の形態では、SRAM入出力のNチャネルトランジスタ91、96を除くインバータを構成しているNチャネルトランジスタ93、95のソース側を束ね縦積み構成としている。そして、Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路5は、下段のNチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電圧を、同トランジスタ4のドレイン電圧または電源電圧に繋ぎ換えるコントロールを行う。
【0068】
同様にして、インバータを構成しているPチャネルトランジスタ92,94のソース側を束ね縦積みとしている。そして、Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路7は、上段のPチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のゲート電圧を、同トランジスタ6のドレイン電圧または接地電圧に繋ぎ換えるコントロールを行う。
【0069】
また、SRAM回路9のインバータ対は相互に入力と出力が繋ぎ合って、閉ループを形成することで状態保持機能を有している。
【0070】
スタンバイモードにする場合は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を同ドレインに接続し、同電位にすることでVt電圧分の電圧をドレイン端に発生させる。同時に、Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ6のゲート電位を同ドレインに接続し、同電位にすることでVt電圧分の電圧をドレイン端に発生させる。
【0071】
これにより、インバータ回路のNチャネルトランジスタ93,95及び、Pチャネルトランジスタ92,94はバックゲートバイアスを受け、同時にVt上昇を引き起こし、標準時よりサブスレッショルドリーク電流を低減することが可能となる。したがって、入力端子に論理ロウレベルの信号または論理ハイレベルの信号が供給され、また、メモリ内容に関わらず、回路のリーク電流を低減させることが可能となる。
【0072】
この方法では、電源は供給され続けるので、SRAM回路9のメモリの内容が消去されるようなことは無い。
【0073】
また、アクティブモード時は、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のゲート電位を電源電圧に持ち上げ、Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ4のドレイン電圧を接地電位にする。これにより、通常のVtに低下するので高速な動作が可能となる。
【0074】
本実施の形態では、中間電位生成時に常時貫通電流を流す回路を用いないので、スタンバイ時にリーク電流が少ない回路を構成できる。
【0075】
高速化のためにMISトランジスタVtを低下させると、ドレイン−ソース間にサブスレッショルドリーク電流が流れ、消費電力が増大する。その為、本実施の形態では、ソース電圧をバックゲート電圧より上昇させることで、内部回路のVtを上昇させ、ドレイン−ソース間のサブスレッショルドリーク電流を低減させる。よってスタンバイモード時の回路リーク電流は低減される。
【0076】
また、ソース電圧制御回路は一般に貫通電流を必要とするので消費電力が大きい。本実施の形態では、このソース電圧生成にMISトランジスタのVtを用いることで、消費電力を少なくすることが出来る。
【0077】
尚、本発明は、上述した実施の形態に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能なのはいうまでもない。たとえば、本発明による低消費電力回路は、アクティブ・スタンバイモードを持たない回路と持つ回路が、同一チップ上に形成されているものにも適用可能である。
【0078】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、スレッショルド電圧を高くするためにソース電圧を上昇する回路を、スタンバイモード時にMISトランジスタのゲートとドレインを接続されるMISトランジスタで作り、低消費電力回路をCMIS回路のみで構成したので、レイアウト面積を大きくすることなく、スタンバイモード時の消費電力を少なくすることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態による低消費電力回路の構成を示す回路図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態による低消費電力回路の構成を示す回路図である。
【図3】本発明の第3の実施の形態による低消費電力回路の構成を示す回路図である。
【図4】スレッショルド電圧(Vt)をパラメタとしたとしたときのゲート電圧とドレイン電流の関係を示す特性図である。
【図5】従来の低消費電力回路の構成を示す回路図である。
【図6】特開2000−13215号公報(先行技術1)に開示されている低消費電力回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
3 低スレッショルド論理回路
31 PチャネルMISトランジスタ
32 NチャネルMISトランジスタ
4 Nチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ
41 PチャネルMISトランジスタ
5 Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路
51 PチャネルMISトランジスタ
52 NチャネルMISトランジスタ
6 Pチャネルトランジスタソース電圧バイアストランジスタ
61 PチャネルMISトランジスタ
7 Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路
71 PチャネルMISトランジスタ
72 NチャネルMISトランジスタ
9 低スレッショルドSRAM回路
91 NチャネルMISトランジスタ
92 PチャネルMISトランジスタ
93 NチャネルMISトランジスタ
94 PチャネルMISトランジスタ
95 NチャネルMISトランジスタ
96 NチャネルMISトランジスタ

Claims (7)

  1. 少なくとも互いにゲート同士とドレイン同士とが接続されたPチャネルMISトランジスタとNチャネルMISトランジスタとから成るインバータを含む論理回路を有し、該論理回路をアクティブモードとスタンバイモードとで動作させることが可能なCMISトランジスタ回路における、前記スタンバイモードにおいて、前記論理回路内トランジスタのスレッショルド電圧(Vt)をソース電圧制御によるバックゲートバイアス効果により高くすることで、サブスレッショルドリーク電流を低減する低消費電力回路であって、
    前記スレッショルド電圧を高くするためにソース電圧を上昇する回路を、前記スタンバイモード時にMISトランジスタのゲートとドレインを接続されるMISトランジスタで作り、
    前記低消費電力回路をCMIS回路のみで構成し、
    前記論理回路(3)内で最低電源に接続されるNチャネルMISトランジスタ(32)のソースは可変最低電位線に接続され、ゲートがドレイン又は最高電源に接続切り替え可能なソース電圧バイアストランジスタ(4)はNチャネルMISトランジスタ(41)で構成され、
    前記アクティブモード時に前記ソース電圧バイアストランジスタのゲートを前記最高電源に接続し、前記スタンバイモード時に前記ソース電圧バイアストランジスタのゲートをそのドレインに接続するNチャネルトランジスタソース電圧制御回路(5)を有する、ことを特徴とする低消費電力回路。
  2. 前記Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路(5)は、
    バックゲートとソースが接続され、かつ該ソースが前記最高電源に接続され、ゲートが制御端子(STB)に接続され、ドレインが前記ソース電圧バイアストランジスタのゲートに接続されたPチャネルMISトランジスタ(51)と、
    ゲートが前記制御端子(STB)に接続され、ドレインが前記ソース電圧バイアストランジスタに接続され、ゲートが前記最低電源に接続され、ソースが前記可変最低電位線に接続されたNチャネルMISトランジスタ(52)と
    から構成されること特徴とする請求項1に記載の低消費電力回路。
  3. 少なくとも互いにゲート同士とドレイン同士とが接続されたPチャネルMISトランジスタとNチャネルMISトランジスタとから成るインバータを含む論理回路を有し、該論理回路をアクティブモードとスタンバイモードとで動作させることが可能なCMISトランジスタ回路における、前記スタンバイモードにおいて、前記論理回路内トランジスタのスレッショルド電圧(Vt)をソース電圧制御によるバックゲートバイアス効果により高くすることで、サブスレッショルドリーク電流を低減する低消費電力回路であって、
    前記スレッショルド電圧を高くするためにソース電圧を上昇する回路を、前記スタンバイモード時にMISトランジスタのゲートとドレインを接続されるMISトランジスタで作り、
    前記低消費電力回路をCMIS回路のみで構成し、
    前記論理回路(3)内で最低電源に接続されるNチャネルトランジスタ(32)のソースは可変最低電位線に接続され、ゲートがドレイン又は最高電源に接続切り替え可能な第1のソース電圧バイアストランジスタ(4)はNチャネルトランジスタ(41)で構成され、
    前記論理回路(3)内で最高電源に接続されるPチャネルトランジスタ(31)のソースは可変最高電位線に接続され、ゲートがドレイン又は最低電源に接続切り替え可能な第2のソース電圧バイアストランジスタ(6)はPチャネルトランジスタ(61)で構成され、
    前記アクティブモード時に前記第1のソース電圧バイアストランジスタのゲートを前記最高電源に接続し、前記スタンバイモード時に前記第1のソース電圧バイアストランジスタのゲートをそのドレインに接続するNチャネルトランジスタソース電圧制御回路(5)と、
    前記アクティブモード時に前記第2のソース電圧バイアストランジスタのゲートを前記最低電源に接続し、前記スタンバイモード時に前記第2のソース電圧バイアストランジスタのゲートをそのドレインに接続するPチャネルトランジスタソース電圧制御回路(7)と
    を有する、ことを特徴とする低消費電力回路。
  4. 前記Nチャネルトランジスタソース電圧制御回路(5)は、
    バックゲートとソースが接続され、かつ該ソースが前記最高電源に接続され、ゲートが第1の制御端子(STB)に接続され、ドレインが前記第1のソース電圧バイアストランジスタのゲートに接続されたPチャネルMISトランジスタ(51)と、
    ゲートが前記第1の制御端子(STB)に接続され、ドレインが前記第1のソース電圧バイアストランジスタに接続され、ゲートが前記最低電源に接続され、ソースが前記可変最低電位線に接続されたNチャネルMISトランジスタ(52)とから構成され、
    前記Pチャネルトランジスタソース電圧制御回路(7)は、
    バックゲートとソースが接続され、かつ該ソースが前記最低電源に接続され、ゲートが第2の制御端子(/STB)に接続され、ドレインが前記第2のソース電圧バイアストランジスタのゲートに接続されたNチャネルMISトランジスタ(72)と、
    ゲートが前記第2の制御端子(/STB)に接続され、ドレインが前記第2のソース電圧バイアストランジスタに接続され、ゲートが前記最高電源に接続され、ソースが前記可変最高電位線に接続されたPチャネルMISトランジスタ(71)とから構成されること特徴とする請求項3に記載の低消費電力回路。
  5. 前記論理回路がCMIS標準インバータ回路から成る、請求項1に記載の低消費電力回路。
  6. 前記論理回路がSRAM回路から成る、請求項1に記載の低消費電力回路。
  7. アクティブ・スタンバイモードを持たない回路と持つ回路が、同一チップ上に形成されていることを特徴とする、請求項1記載の低消費電力回路。
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