JP4456407B2

JP4456407B2 - 信号処理装置

Info

Publication number: JP4456407B2
Application number: JP2004132840A
Authority: JP
Inventors: 素直論手
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2004-04-28
Filing date: 2004-04-28
Publication date: 2010-04-28
Anticipated expiration: 2024-04-28
Also published as: JP2005318197A

Description

本発明は、センサが過渡状態に出力する信号の収束値を、簡単な構成で速やかに且つ精度よく予測するための技術に関する。

各種の物理量を検出するためのセンサには、その物理量の変化に対して過渡的な応答を示すものが多い。

例えば、ロードセル等のように物品の質量を検出するためのセンサは、ロードセルが取り付けられている機械的構造を有し、物品の荷重を受けて変形し、その変形量に対してロードセルが歪みに応じた電圧の信号を出力するが、そのセンサに対する物品の荷重が急激に行なわれた場合、センサを構成する機構系が有する固有振動モードを励振するため、その出力信号ｙ（ｔ）も例えば図７の（ａ）に示すように非線形に振動する。

この出力信号の非線形振動は時間が経過するにしたがって減衰して、最終的には物品の質量Ｍに対応した一定の値に収束するが、ライン等で物品の質量検査を連続的に行なう場合、この振動が完全に収束するまで待っていたのでは効率的な検査がおこなえない。

このため、従来では、図８に示しているように、センサ１からの出力信号ｙ（ｔ）を低域通過フィルタ２に入力して、出力信号ｙ（ｔ）に含まれる振動成分（過渡変動成分）を除去し、低域通過フィルタ２から図７の（ｂ）のように出力される信号ｙ（ｔ）′から、物品の質量を検出する方法が多く採用されていた。

ところが、機械的なセンサ１の過渡応答の振動周波数は数Ｈｚ〜数１０Ｈｚと低いため、これに合わせて低域通過フィルタ２の高域遮断周波数も非常に低く設定しなければならず、その時定数は非常に大きくなる。

このため、図７の（ｂ）に示したように、物品の荷重タイミングｔ０から相当な時間が経過しなければ低域通過フィルタ２の出力信号ｙ（ｔ）′は質量Ｍに達せず、このＬＰＦ２の時定数によって測定時間が制限されてしまい、より高速な計量に対応できない。

また、フィルタとしてデジタルフィルタを用いるとともに、センサの過渡的な動作を表す伝達関数を求め、その伝達関数の逆数となるような関数に対応するフィルタ係数をデジタルフィルタに設定することで、振動成分を抑圧する方法も提案されている（特許文献１）。

特開平７−１３４０５７号公報

しかしながら、デジタル型の単一のフィルタで上記のような過渡振動する信号の振動成分を抑圧するためには、極めて狭帯域な伝達特性が必要であり、タップ数が数１００の高次のフィルタとなり、構成と処理量が膨大化するという問題があった。

本発明は、この問題を解決し、簡易な構成で高精度にセンサ出力の収束値を予想できる信号処理方法および信号処理装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１の信号処理装置は、
センサ（１）の出力信号を所定のサンプリング周期でオーバサンプリングして、デジタルの信号列に変換するＡ／Ｄ変換手段（２１）と、
信号列に対する高域遮断処理を行うための低次の複数の同一構成の低域通過フィルタ（２３）と、信号列に対する間引き処理を行うための複数の間引き手段（２４）とを有し、前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された信号列に対する高域遮断処理と間引き処理とを交互に且つ多段階に行い、その処理結果を前記センサの出力信号の収束予想値として出力する収束値予想部（２２）とを備えた信号処理装置において、
前記収束値予想部は、前段のサンプリング周期に対し、次段のサンプリング周期を前記間引き処理によって所定値倍に大きくすることにより、次段の同一構成の前記低域通過フィルタの遮断周波数を前記所定値分の１に小さくすることを特徴とする。

また、本発明の請求項２の信号処理装置は、請求項１記載の信号処理装置において、
前記収束値予想部には、各段階の処理結果のいずれかを任意に選択出力する選択手段（２５）が設けられ、任意の段階の処理結果を前記収束予想値として出力できるように構成したことを特徴としている。

このように、本発明では、信号列に対して低次の高域遮断処理と間引き処理とを繰り返すことでセンサの出力信号の収束値を予想するもので、単一のデジタル型のＬＰＦのみでセンサの出力信号の収束値を予想する方法に比べ、同程度の精度および速度を少ない処理段数で実現できる。

また、各段の処理結果を選択的に出力できるようにしたものでは、要求される精度や速度の変更に容易に対応できる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
始めに、本発明の信号処理方法を図１のフローチャートに基づいて説明する。

図１に示しているように、本発明の信号処理方法は、質量、圧力等の物理量Ｍを受けたセンサからの出力信号ｙ（ｔ）をオーバサンプリングによりデジタルの信号列ｙ（ｋ）に変換し（Ｓ１）、この信号列ｙ（ｋ）に対して、例えばサンプリング周波数Ｆｓに対する低次の高域遮断処理（Ｓ２）と間引き処理（Ｓ３）とをＮ回繰り返して、センサの出力信号ｙ（ｔ）の収束値を予想する（Ｓ４、Ｓ５）。

この処理を周波数領域（スペクトラム図）で説明すると、センサの過渡応答を含めた信号のスペクトラムは、図２の（ａ）のように、物理量Ｍに相当する直流分とその物理量Ｍがステップ状にセンサに加わると同時に低周波領域に現れる成分Ａと、センサに負荷が加わると同時に励振される狭帯域で低周波領域に現れる非線形振動成分と外来雑音成分などからなる成分Ｂを含んでいる。なお、量子化による雑音成分は、全帯域に渡って分布するがビット数を多く設定することにより、測定精度に支障をきたさない小さなレベルにすることができる。

このようなスペクトラムから、成分Ａのみを単一の低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと記す）で抽出するためには、非常に狭帯域な特性が要求される。即ち、この狭帯域な周波数特性を実現するためには、多数の正弦波成分が必要となるので、離散時間システムではタップ数の非常に多い高次のＦＩＲフィルタとなり、実際の機能として多数の乗算器と加算器を必要とする。

一方、上記したように、信号列ｙ（ｋ）に対して低次の高域遮断処理（例えば１６次程度）と間引き処理を繰り返すことで成分Ａの抽出が可能となる。

ここで用いるフィルタは離散時間システム（サンプリング周期Ｔ）として設計できる。離散時間システムは周波数領域でみると、その周波数特性がサンプリング周波数（１／Ｔ）毎に繰り返されるので、注目する周波数領域は０〜０．５／Ｔの範囲に制限される。

仮にサンプリング周期Ｔを１とすると、その周波数領域は０〜０．５／１の範囲となる。周波数ｆｃは、０≦ｆｃ≦０．５／Ｔを満たす範囲にあり、０≦ｆｃ／（１／Ｔ）≦０．５と書き直す。これは周波数ｆｃをｆｃ／（１／Ｔ）で正規化することと考えられるので、遮断周波数は０〜０．５の範囲の実数として表現される。ここで、ＬＰＦの遮断周波数をｆｃ＊Ｔとおく。

このように設計したＬＰＦに対して、離散時間毎に入力される時系列信号の時間間隔Ｔ（秒）を与えることで、ＬＰＦの遮断周波数ｆｃの物理的意味が明確に表現される。即ち、０≦ｆｃ＊Ｔ≦０．５の範囲で、例えばｆｃ＊Ｔ＝０．２とすれば、ｆｃ＝０．２／Ｔ（Ｈｚ）となる。

つまり、上記のようにサンプリング周期で正規化して設計されたＬＰＦの実質的な遮断周波数は、入力される時系列信号の有する物理的時間特性（入力レート）に応じた値をもつことになる。

具体的にいえば、ｆｃ＊Ｔ＝０．２として設計されたＬＰＦでは、
Ｔ＝０．００１秒とすれば、ｆｃ＝２００Ｈｚ、
Ｔ＝０．００２秒とすれば、ｆｃ＝１００Ｈｚ、
Ｔ＝０．００４秒とすれば、ｆｃ＝５０Ｈｚ
となる。

このようにサンプリング周期Ｔを変化させることにより実質的な遮断周波数を変化させることができ、間引き処理によりサンプリング周期Ｔを徐々に大きくすることで、同一構成の低域通過フィルタの遮断周波数を徐々に小さくすることができる。

本発明はこの性質を利用したものであり、図２の（ａ）のサンプリング周波数をＦｓとすると、最初のＬＰＦの遮断周波数ｆｃは、図２の（ｂ）のように、ｆｃ＊Ｔ＝ｆｃ／Ｆｓ＝０．２としてｆｃ＝０．２＊Ｆｓとなり、このＬＰＦは上記成分Ｂを含みＦｓ／２までの帯域の信号を抑圧する。

次に、間引き処理により生成したサンプリング周期Ｔ＝２／Ｆｓの時系列データを、同一構成の次のＬＰＦに入力すると、そのＬＰＦの遮断周波数は、図２の（ｃ）のように、ｆｃ＝０．２＊Ｆｓ／２＝０．１＊Ｆｓとなり、上記成分Ｂがさらに抑圧される。

このように、間引き処理と、同一構成のＬＰＦによる低次の高域遮断処理とを繰り返すことで、除去したい成分Ｂを徐々に抑圧でき、これにより成分Ａを抽出してセンサの過渡振動の収束予測値を得ることができる。

なお、低次の高域遮断処理の次数と回数の積が、単一の高次のＬＰＦの次数より少ない範囲で同程度の精度が得られることが確かめられている。

このようにデジタルの信号列に対して、高域遮断処理と間引き処理とを繰り返す構成の場合、高次の単一の高域遮断処理を行う構成に比べて簡単化でき、また、同じ処理を繰り返す構成であるので、さらにその構成を簡単化できる。

図３は、上記信号処理方法を適用した実施形態の信号処理装置２０の構成を示している。

この信号処理装置２０は、物理量Ｍ（例えば重量）を受けたときの過渡状態におけるセンサ１の出力信号ｙ（ｔ）を受けて、その収束値を予測検出するためのものであり、Ａ／Ｄ変換器２１は、センサ１から出力されるアナログの信号ｙ（ｔ）を、所定のサンプリング周期でサンプリングしてデジタルの原信号列ｙ（ｋ）に変換する。

このＡ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波数Ｆｓは、入力信号ｙ（ｔ）の予想される周波数帯域の上限（例えば数１０Ｈｚ）に対して十分高く（例えば数１００Ｈｚ〜数１０ｋＨｚ以）に設定されている。なお、一般的にアナログ信号に対するサンプリングは、ナイキスト周波数（信号の上限周波数の２倍）で十分とされているが、この信号処理装置２０では、上記のようにアナログ信号の上限周波数の２倍より格段に高い周波数でサンプリングを行うオーバサンプリング方式で且つ多ビットのデジタル変換により量子化誤差を低減している。

Ａ／Ｄ変換器２１から出力される原信号列ｙ（ｋ）は、収束値予想部２２に入力されるる。

収束値予想部２２は、デジタル型の複数Ｎ（例えばＮ＝５）の低次の低域通過フィルタ２３_１〜２３_Ｎと、複数の間引き手段２４_１〜２４_Ｎからなり、Ａ／Ｄ変換手段２１から出力された信号列に対する低次の高域遮断処理と間引き処理とを交互に且つ多段階に行い、その処理結果をセンサ１の出力信号の収束予想値Ｍとして出力する。

ここで、各低域通過フィルタ２３_１〜２３_Ｎは、前記したように、信号列の入力レート（初期値はサンプリング周波数Ｆｓ）の例えば０．２倍を遮断周波数とする低次（例えばタップ数１６）のものであり、その構成は全て同一である。

また、間引き手段２４_１〜２４_Ｎは、入力する信号列に対する１／２の間引き、即ち、入力信号列の奇数番目（または偶数番目）の値を、入力レートの１／２の出力レートで出力するものであり、その構成は同一である。

この低域通過フィルタ２３と間引き手段２４により、前記したように、入力信号に含まれる振動雑音成分に対する高域側の減衰処理がなされ、これをＮ回繰り返すことで、センサの収束予想値を求めることができる。

図４、図５は、センサの負荷の段階的な変化に対する従来の単一の高次（タップ数５００）のＬＰＦの収束予想結果と、上記実施形態の収束値予想部２２による予想結果を示している。

図４の（ａ）は、高次（タップ数５００）のＬＰＦの収束予想結果、図４の（ｂ）〜（ｆ）は、収束値予想部２２の１段目から５段目までの処理結果をそれぞれ示している。

また、図５の（ａ）は、センサに負荷された物理量Ｍを基準とする高次のＬＰＦの収束予想値の誤差の変化、図５の（ｂ）〜（ｆ）は、収束値予想部２２の１段目から５段目までの処理結果の誤差の変化を示している。

これらの図から、要求される精度（誤差）を例えば１／１０００程度とすると、収束値予想部２２の５段目の処理結果が、高次のＬＰＦの収束予想値とほぼ同等であることがわかる。

即ち、１６次の高域遮断処理と１／２の間引き処理を５回繰り返したもので、５００次のＬＰＦと同程度の予想特性が得られ、５００次のＬＰＦに比べて格段に簡単な構成で、精度の高い予想を比較的高速に行うことができる。

なお、上記数値例、即ち、処理段数Ｎ、各低域通過フィルタ２３の次数および入力レートに対する遮断周波数、各間引き手段２４の間引き係数Ｄは、本発明を限定するものではなく、要求される誤差や速度に応じて変更すればよい。

また、デジタル低域通過フィルタの構成法として、ポリフェーズ構成を採用して演算の処理スピードを低減することもできる。

また、前記実施例では、信号列に対し、先に高域遮断処理を行ってから間引き処理を行っているが、折り返し歪みが発生しない条件ではこの順序を逆にしてもよい。

また、上記収束値予想部２２は、高域遮断処理と間引き処理の繰り返し数が固定であったが、要求される誤差や速度に応じて繰り返し回数を可変できるようにしてもよい。この場合、図６に示すように、各段階の出力のいずれかを任意に選択出力する選択手段２５を設けて、要求される予想条件が変更された場合に、その変更された予想条件があった段階の出力を用いる。

また、上記説明では、重量測定用のセンサの出力信号に対する信号処理について説明したが、物理量の負荷に対して過渡的な応答を示す他のセンサの出力信号についても、本発明を同様に適用できる。

本発明の信号処理方法の手順を示すフローチャート本発明の原理を説明するためのスペクトラム図本発明の実施形態の構成を示す図実施形態の要部の処理を説明するための波形図実施形態の要部の処理を説明するための波形図他の実施形態の構成を示す図センサの出力信号の波形図従来装置の構成図

符号の説明

１……センサ、２０……信号処理装置、２１……Ａ／Ｄ変換器、２２……収束値予想部、２３……低域通過フィルタ、２４……間引き手段、２５……選択手段

Claims

センサ（１）の出力信号を所定のサンプリング周期でオーバサンプリングして、デジタルの信号列に変換するＡ／Ｄ変換手段（２１）と、
信号列に対する高域遮断処理を行うための低次の複数の同一構成の低域通過フィルタ（２３）と、信号列に対する間引き処理を行うための複数の間引き手段（２４）とを有し、前記Ａ／Ｄ変換手段から出力された信号列に対する高域遮断処理と間引き処理とを交互に且つ多段階に行い、その処理結果を前記センサの出力信号の収束予想値として出力する収束値予想部（２２）とを備えた信号処理装置において、
前記収束値予想部は、前段のサンプリング周期に対し、次段のサンプリング周期を前記間引き処理によって所定値倍に大きくすることにより、次段の同一構成の前記低域通過フィルタの遮断周波数を前記所定値分の１に小さくすることを特徴とする信号処理装置。
前記収束値予想部には、各段階の処理結果のいずれかを任意に選択出力する選択手段（２５）が設けられ、任意の段階の処理結果を前記収束予想値として出力できるように構成したことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。