JP4426303B2 - 受信ダイバーシティによる無線システム内の共同等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー補正 - Google Patents

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信に関し、とくに、無線通信システムにおいて送信された無線信号を復調する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信は、符号化された情報を変調された無線周波数（ＲＦ）搬送波信号で送信することを必然的に伴なう。無線受信機は、無線信号を受信するＲＦアンテナと、およびＲＦ信号をベースバンドに変換する復調装置とを備えている。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムのようなマルチキャリア無線通信システムにおいて、伝送された信号は、異なったシンボルで伝送された情報の間で干渉を生じさせる可能性の高いマルチパス散乱および反射の影響を受け易い。このために、受信機は典型的に、チャンネル応答特性の変動を測定するチャンネル推定装置を備えている。受信機は測定されたチャンネル応答特性を使用して入ってきた信号を調節し、また、干渉を生じさせる可能性の高いチャンネル効果を補償する。
【０００３】
受信機は、送信機の搬送周波数とは無関係に動作する発振器を使用して通信信号を復調する。受信機は受信されたアナログ搬送波信号を周期的にサンプリングし、デジタル信号処理技術を使用して通信信号を抽出する。受信機の搬送周波数と復調周波数との間の差は、周波数ドメイン信号に位相回転を与える可能性がある。この周波数エラーは、時間が進むにつれて増加する位相シフトを生じさせ、付加的な位相雑音を伴なうこともある。したがって、受信機はまた位相エラー推定および補正を行って復号の正確さを改善することもできる。
【０００４】
直交振幅変調（ＱＡＭ）のような符号化技術は、無線信号の中の情報を符号化するために有限数のビットを送信されたシンボルにマップすることを伴なう。その情報を復号するために、受信機は、典型的にソフトデマッピングアルゴリズムを使用してシンボルをデマップする。所定のビットに対するソフト決定は、対数尤度比を使用して得られる。ソフト決定は、ビタビデコーダのような通常のデコーダに対するブランチ計量を計算するために使用される。
【特許文献１】
米国特許６，０７０，０８６号
【特許文献２】
米国特許６，１４４，７１１号
【特許文献３】
米国特許６，３２７，３１６ Ｂ１号
【特許文献４】
米国特許６，３０４，７５０ Ｂ１号
【特許文献５】
米国特許７，１７３，９９０ Ｂ２号
【特許文献６】
米国特許７，００６，８４８ Ｂ２号
【特許文献７】
米国特許６，９０７，０８４ Ｂ２号
【特許文献８】
米国特許６，４４９，２４５ Ｂ１号
【特許文献９】
米国特許６，６４７，０１５ Ｂ２号
【特許文献１０】
米国特許６，６５４，３４０ Ｂ１号
【特許文献１１】
米国特許６，１８８，７１７ Ｂ１号
【特許文献１２】
米国特許６，４７３，４６７ Ｂ１号
【特許文献１３】
米国特許６，９３７，５５８ Ｂ２号
【特許文献１４】
ＥＰ１ ０４５ ５４３ Ａ２号
【特許文献１５】
ＷＯ ００／２５４４７号
【特許文献１６】
ＷＯ ９９／３９４５２号
【特許文献１７】
日本国１１２６６１８０号
【特許文献１８】
米国特許６，７５４，１７０ Ｂ１号
【特許文献１９】
米国特許６，９５２，４５８ Ｂ１号
【特許文献２０】
米国特許出願２００６／００２９１６２ Ａ１号
【特許文献２１】
米国特許出願２００５／０２５４４６１ Ａ１号
【特許文献２２】
米国特許出願２００３／０１０４７９７ Ａ１号
【特許文献２３】
米国特許５，７３２，１１３号
【特許文献２４】
米国特許６，２１９，３３４ Ｂ１号
【特許文献２５】
米国特許６，２８９，０００ Ｂ１号
【特許文献２６】
米国特許６，３２０，９０３ Ｂ１号
【特許文献２７】
米国特許６，６５４，３４０ Ｂ１号
【特許文献２８】
米国特許６，３８５，１８１ Ｂ１号
【特許文献２９】
ＫＲ１９９９−００５８９５４号
【非特許文献１】
Kim et al., “OCDD/CDMA: A New DS/CDMA with Orthonomal Code Diversity Detection” IEEE Transactions on Communications, Vol. 49, No 4, 709-720頁, XP-001081114, 2001年４月
【非特許文献２】
“Wide-Band Orthogonal Frequency Multiplexing (W-OFDM)” Wi-Lan, Inc., 2000年９月
【非特許文献３】
“Multicarrier and OFDM Basics”, 2002年４月25日
【非特許文献４】
“Retraining WLAN Receivers for OFDM Operation”, 2002年１月15日
【非特許文献５】
2003年２月４日郵送の対応するＰＣＴ出願PCT/US02/37532号明細書からの国際サーチレポート
【非特許文献６】
2003年７月23日郵送の対応するＰＣＴ出願PCT/US02/37532号明細書からの国際サーチレポート
【非特許文献７】
“Modulation and Coding” Chapter 3, OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide 1/e, Juha Heiskala and John Terry, Ph.D., 2001年12月出版
【非特許文献８】
“Basics of Orhogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)” Greg DesBrisay, Cisco Systems, Inc., 2000年
【非特許文献９】
“Simplified Channel Estimation for OFDM Systems with Multiple Transmit Antennas” Ye (Geoffrey) Li, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.1, No.1, 2002年１月
【非特許文献１０】
“New Equalization Approach for OFDM over Dispersive and Rapidly Time Varying Channel” Jean-Paul M.G. Linnartz and Alexei Gorokhov, PIMRC ’00, London, 2000年９月, CD-ROM proceedings
【非特許文献１１】
対応する韓国特許10-2004-7010181号明細書からの2006年４月26日付の予備的拒絶理由通知書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
等化、ソフトデマッピング、および位相エラー推定は、無線受信機のサイズ、複雑さおよびコストに影響を与える特徴のいくつかを表わしている。しかしながら、このような特徴は普通は所望の情報の実効的な通信を保証するために無線通信システムにおいて必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定機能が、受信ダイバーシティを使用する無線通信システムにおいて送信されたシンボルの多数の観察に基づいて共同で行われることを可能にする無線通信技術に関する。送信されたあるシンボルの多数の観察は無線受信機における多数のアンテナ路から得られる。本発明は、等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定機能が別々のハードウェアブロックに分配されるのではなく、共用ハードウェア内において統合されることを可能にする。このようにして、本発明は無線受信機のサイズ、複雑さおよびコストを減少させることができる。
【０００７】
本発明は、たとえば、ＯＦＤＭシステムのようなマルチキャリア（ＭＣ）無線通信システムに適用されることができる。ＯＦＤＭシステムにおいては、多くのＱＡＭシンボルが逆フーリエ変換によって時間ドメインで並列に送信される。本発明は、受信ダイバーシティを使用してＯＦＤＭ無線通信システムにおいて送信された１つの送信されたシンボルの多数の観察に対して等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定機能が共同で行われることを可能にすることができる。１つの送信されたシンボルの多数の観察は、ＯＦＤＭ無線受信機における多数のアンテナ路に適用されるフーリエ変換装置の出力である。ＯＦＤＭの例において、シンボル観察は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）出力から得られることができる。
【０００８】
１実施形態において、本発明は、無線信号を１以上のアンテナによって受信し、無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成し、各観察を対応したアンテナに対して推定されたチャンネル応答特性の複素共役で加重し、加重された観察を結合して結合された観察を形成し、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生する方法を提供する。
【０００９】
別の実施形態において、本発明は、無線信号を１以上のアンテナによって受信し、無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成し、各観察を対応したアンテナに対して推定されたチャンネル応答特性の複素共役で加重し、加重された観察を結合して結合された観察を形成し、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、ソフト決定ビットを使用して位相エラーを推定する方法を提供する。
【００１０】
別の実施形態において、本発明は、無線信号を受信する１以上のアンテナと、無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成する復調装置と、各観察を対応したアンテナの推定されたチャンネル応答特性の複素共役で加重する等化装置と、加重された観察を結合して結合された観察を形成し、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生するソフトデマッパとを備えている無線受信機を提供する。
【００１１】
別の実施形態において、本発明は、無線信号を受信する１以上のアンテナと、無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成する復調装置と、各観察を対応したアンテナの推定されたチャンネル応答特性の複素共役で加重する等化装置と、加重された観察を結合して結合された観察を形成し、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生するソフトデマッパと、推定ソフト決定ビットを使用して位相エラーを推定する推定装置とを備えている無線受信機を提供する。
【００１２】
さらに別の実施形態において、本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号を多重アンテナによって受信し、無線信号を復調して直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成し、観察を結合して結合された観察を形成し、区分的線形ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生する方法を提供する。
【００１３】
別の実施形態において、本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号を多重アンテナによって受信し、無線信号を復調して直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成し、観察を結合して結合された観察を形成し、区分的線形ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察に対するその送信されたＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、ソフト決定ビットを使用して位相エラーを推定する方法を提供する。
【００１４】
付加的な実施形態において、本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号を多重アンテナによって受信する多重アンテナと、無線信号を復調して直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成する復調装置と、および観察を結合して結合された観察を形成し、区分的線形ソフトデマッピングルールにしたがって結合された観察に対するＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生するソフトデマッパ装置とを備えた受信機を提供する。
【００１５】
付加的な実施形態において、本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号を多重アンテナによって受信する多重アンテナと、無線信号を復調して直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成する復調装置と、観察を結合して結合された観察を形成し、区分的線形ソフトデマッピングルールにしたがって結合された観察に対するＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生するソフトデマッパ装置と、およびソフト決定ビットを使用して位相エラーを推定する推定装置とを備えた受信機を提供する。
【００１６】
別の実施形態において、本発明は、多くの受信路によって受信された無線信号から生成された１つの結合された送信されたシンボル観察に対してソフト決定ビットを発生するためにソフト決定機能を適用するステップを含んでおり、ソフト決定機能は、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールを規定する方法を提供する。
【００１７】
さらに別の実施形態において、本発明は、多くの受信路によって受信された無線信号から生成された１つの結合されたＱＡＭシンボルに対してソフト決定ビットを発生するためにソフト決定機能を適用するソフトデマッパ装置を備えており、ソフト決定機能は送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づいたソフトデマッピングルールを規定する受信機を提供する。
【００１８】
本発明は１以上の利点を提供することができる。等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定機能は、共用されたハードウェア内において共同で行われることができる。したがって、本発明はＯＦＤＭ無線受信機のようなマルチキャリア無線受信機内のハードウェアコンポーネントのサイズ、複雑さおよびコストの減少を促進する。さらに、本発明は、無線通信システムにおいて送信されたシンボルの復調の効率および正確さの増加を促進する。たとえば、多くの受信路を使用することにより、送信されたシンボルを検出したときに信号対雑音比が増加することが許される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
図１は、無線通信ネットワーク10を示すブロック図である。この無線通信ネットワーク10は、等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定機能が共同で行われるように構成されている。とくに、等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定機能は、受信ダイバーシティアンテナ装置により受信された送信されたシンボルの多くの観察に適用されることができる。送信されたシンボルは、たとえば、ＱＡＭシンボルであってもよい。無線通信ネットワーク10は、たとえば、ＯＦＤＭ無線ネットワークのようなマルチキャリア無線ネットワークであることができる。
【００２０】
図１に示されているように、無線通信ネットワーク10は、たとえば、イーサネット接続等により有線ネットワーク14に接続された１以上の無線アクセスポイント12を含んでいる。無線アクセスポイント12は、有線ネットワーク14と１以上の無線装置16A乃至16N（以降、16）との間の無線通信を可能にする。各無線通信装置16および無線アクセスポイント12は、この明細書において以下さらに詳細に説明する受信ダイバーシティのための多くの受信路を提供する２以上のアンテナを含んでいることができる。無線アクセスポイント12は、多数の無線通信装置16にサービスするためにハブ、スイッチまたはルータを統合することができる。無線通信ネットワーク10は、ＯＦＤＭののようなマルチキャリア通信技術に基づいて種々の異なった無線伝送規格にしたがって装置16とネットワーク14との間でデータ、音声、ビデオ等を通信するために使用されることができる。
【００２１】
図２は、無線通信装置16をさらに詳細に示すブロック図である。図２に示されているように、無線通信装置16は２以上のＲＦアンテナ18A、18B（以降、18）と、無線装置20と、モデム22と、およびホストプロセッサ26に接続されたメディアアクセス制御装置24とを備えている。無線装置20およびモデム22は、無線受信機として一緒に機能する。無線通信装置16は、コンピュータや、たとえばＰＣＩまたはＰＣＭＣＩＡカード等のパーソナルコンピュータカード、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、ネットワークオーディオまたはビデオ機器のような種々の無線装置の形態をとることができる。
【００２２】
ＲＦアンテナ18は１以上の受信路によってＲＦ信号を受信する。１実施形態において、ＲＦアンテナ18は多数の受信路によってＲＦ信号を受信する。アンテナ18Aは第１の受信路を提供し、アンテナ18Bは第２の受信路を提供する。いくつかの実施形態では、受信ダイバーシティを強化するために３以上のアンテナ18が設けられてもよい。アンテナ18の１つまたは別のアンテナ19は、ネットワーク10内におけるＲＦ信号の送信のために使用されてもよい。無線装置20は、送信された信号をＲＦに上方変換すると共にＲＦ信号をベースバンドに下方変換する回路を備えていることができる。この意味で、無線装置20は送信および受信の両回路を単一のトランシーバコンポーネント内において統合することができる。しかしながら、いくつかの場合には、送信および受信回路は別々の送信および受信コンポーネントによって形成されることができる。例示のために、この明細書の説明は一般的に無線装置20およびモデム22の受信機および復調特徴に限定されている。
【００２３】
モデム22は、無線装置20によるＲＦ帯域への上方変換および送信アンテナによる送信のためにベースバンド信号の中の情報を符号化する。同様に、および本発明に関連して、モデム22はアンテナ18により受信されて無線装置20によりベースバンドに下方変換されたＲＦ信号から情報を復号する。以下に説明するように、多重アンテナ18Aおよび18Bによって受信されたＲＦ信号は、ＱＡＭシンボルの観察を生成するように復調されることができる。観察は結合されて結合された観察を形成し、結合された観察はモデム22内のソフトデマッピング装置により処理されてＱＡＭシンボルを生成する。メディアアクセス制御装置24はホストプロセッサ26と相互作用し、モデム22と、たとえば、コンピュータ、ＰＤＡ等のホスト無線通信装置16との間の通信を容易にする。したがって、ホストプロセッサ26はコンピュータまたは別のある装置内のＣＰＵであってもよい。無線装置20、モデム22およびメディアアクセス制御装置24は、共通の集積回路チップ上において集積されてもよく、あるいはディスクリートなコンポーネントで構成されてもよい。
【００２４】
無線通信ネットワーク10（図１）および無線通信装置16（図２）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のような無線ネットワーク規格に適合することができる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）データの無線周波数（ＲＦ）送信に対するフォーマットを特定する。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格にしたがって送信されたＯＦＤＭシンボルは２０ＭＨｚの帯域幅を占有し、この帯域幅は６４の等間隔の周波数帯域に分割される。本発明によると、ＯＦＤＭシステムにおける受信ダイバーシティ用の多くのアンテナ18を備えることによって、信号復調および復号の正確さを高めることができる。さらに、多数のアンテナ受信路から得られた観察に対して等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定を共同で行なうことによってハードウェアの共用使用が可能になり、その結果無線受信機のコスト、複雑さおよびサイズが減少される。
【００２５】
本発明による単一の送信アンテナ19および多くの受信アンテナ18A、18Bを備えた図２に示されているＯＦＤＭ無線通信装置16を考慮する。この例において、無線通信装置16によって受信された各ＯＦＤＭシンボル内のあらゆるサブキャリアはＱＡＭシンボルによって変調される。特定のＯＦＤＭシンボルおよびＯＦＤＭシンボルと関連付けられた特有のサブキャリアに焦点を合わせ、ｒ_iを対応した復調された観察サンプル、すなわち、受信ダイバーシティ用の２以上の受信アンテナ18を仮定したときのｉ番目の受信アンテナと関連付けられた等化されたＦＦＴ出力とする。
【００２６】
また、ａ_jを適用可能なＱＡＭコンステレーション中の ｊ番目のシンボルを示すものとする。たとえば、ｂ₁，ｂ₂，・・・ｂ_M等の有限数のビットは各ＱＡＭシンボルにマップされる。１≦ｌ≦Ｍであるｂ_lと関連付けられたソフト決定は、ログ尤度比から得られることができる。
【数１】

【００２７】
ここで、Ｒ＝［ｒ₁ｒ₂・・・ｒ_L］’は、Ｌ個の多くの受信アンテナに対応した観察サンプルのベクトルであり、適用されている分子または分母における加算は、共通ビットｂ_l＝ｌ（ｂ_l＝０）を共用する全てのＱＡＭシンボルに対して行われる。以下、複雑さを軽減されたソフト決定検出装置は、式（１）におけるシンボルコンステレーションのサブセット（部分集合）を使用することによって得られることを立証する。一例として、シンボルは等しく有望であることを仮定すると、対数尤度は以下のように書き直される：
【数２】

【００２８】
付加的なガウス雑音を仮定すると、式は以下のように書き直される：
【数３】

【００２９】
雑音共分散マトリックスＣは、観察が統計的に独立していると仮定されているので、対角行列である。分散σ_i ²は観察ｒ_iと関連付けられた雑音分散である。式（５）は次のように書き直されることができる：
【数４】

【００３０】
ｕ_iおよびＨ_iはそれぞれ等化されていないＦＦＴ出力サンプルおよびｉ番目のアンテナと関連付けられたチャンネル応答特性を示すものとすると、式（６）は次のように書き直される：
【数５】

【００３１】
式（７）では、ｒ_iの代わりにｕ_iＨ_iが使用されている。このようにして、各観察は対応したアンテナに対するチャンネル応答特性Ｈ_iの複素共役で加重される。したがって、チャンネル応答特性Ｈ_iを組入れることにより、以下さらに詳細に説明するように、等化がソフトデマッピング機能と共同で行われることができる。最後に、ソフト決定はスケールされた対数尤度として規定されることができる：
【数６】

【００３２】
式（７）および（８）において、ソフト決定を発生するための対数尤度の計算は、等化されていない観察サンプルｕ_iに基づいていることに注意されたい。本質的に適切な周波数ビンに対するチャンネル応答特性Ｈ_iによりｕ_iを除算する動作である周波数等化は、上記の式（７）において暗に示されている。この点で、式（７）および（８）は、共同等化およびソフトデマッピング動作を表している。換言すると、等化およびソフトデマッピングは独立的にではなく、等化を巻き込むデマッピング機能の共通したセットを使用して共同で行われることができる。この特徴は、ハードウェアおよびオーバーヘッド処理の共用を可能にし、それによって無線通信装置16の無線受信機コンポーネントのサイズ、複雑さおよびコストを減少させる利点がある。
【００３３】
復号に使用されるソフトビタビアルゴリズムにおけるブランチ計量は、以下の式によって表されるように、適切にデインターリーブした後にＭ個の連続したソフト決定を合計するだけで得られる：
【数７】

【００３４】
ここで、ｂ_l’はデインターリーブされたビットを表している。対数尤度比のスケーリングは、スケーリングがビットシーケンス全体にわたって矛盾しない限り、ビタビ復号動作に影響を与えないことに注意されたい。対数尤度式（８）のこの特定のスケーリングは、それが最終的な式を簡単化する傾向があるため、選択されることができる。さらに、スケーリングが行われない対数尤度式（８）は、有限精測構成におけるダイナミックレンジ使用を改良することができる。
【００３５】
図３乃至６は、本発明の種々の実施形態によるＱＡＭシンボルコード化のために使用されることのできる典型的なグレーコード化されたＱＡＭコンステレーションを示すグラフである。たとえば、図３は、ＢＰＳＫシンボルコンステレーションを示している。図４は、４−ＱＡＭコード化に対するシンボルコンステレーションを表している。図５は、１６−ＱＡＭコード化に対するシンボルコンステレーションを示している。図６は、６４−ＱＡＭコード化に対するシンボルコンステレーションを表している。２５６−ＱＡＭおよび１０２４−ＱＡＭのような高次のＱＡＭコード化については、信号コンステレーションは以下の表１および２にそれぞれ一覧にされている。
【表１】

【表２】

【００３６】
コード化されたビットは、ＱＡＭシンボルの実数成分および虚数成分に独立的にマップされる。たとえば、６４−ＱＡＭに対して、最初の３つのビット（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃）はＱＡＭシンボルの実数部分を決定し、残った３つのビット（ｂ₄，ｂ₅，ｂ₆）はＱＡＭシンボルの実数部分を決定する。このタイプのグレーコード化されたＱＡＭに関して、ｂ_l＝１と関連付けられたＱＡＭシンボルとｂ_l＝０と関連付けられたものを分ける境界線、すなわち、ビット間決定境界は、任意のｌに対して水平または垂直のいずれかである。さらに、上記の式（３）および（４）のために、これらの決定境界が水平であるとき、“最も近い”シンボルａ_min1およびａ_min0は共通の実数（水平）成分を共用し、それらの虚数成分だけが異なっていることを立証することができる。同様に、これらの決定境界が垂直であるとき、ａ_min1およびａ_min0は同じ虚数（垂直）成分を共用する。
【００３７】
ソフトマッピング技術は都合よく、複雑さの軽減のために、送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づくことができる。上記の式（８）において、ソフト決定Λ（ｂ_l）は都合よく、
【数８】

【００３８】
のいずれの区分的線形関数として与えられることが認められる。したがって、ソフトデマッピング技術は、結合された観察の実数成分および虚数成分とチャンネル応答特性の結合されたエネルギとに基づいた区分的線形関数を適用することができる。所定のビットｂ_lについて、関数Λ（ｂ_l）の傾きの絶対値は、
【数９】

【００３９】
の関数として変化することができる。
【００４０】
ａ_min1およびａ_min0を境界線の近くのものであるように限定することにより、さらに複雑さ軽減近似が式（８）に対して行われることができる。“最も近い”シンボルａ_min1およびａ_min0が最も近い境界線に最も近接したシンボルからのみ選択されたとき、Λ（ｂ_l）における傾きの絶対値は所定のビットｂ_lに対して固定されたままであり、それによって構成の複雑さがさらに軽減される。したがって、ソフトデマッピングルールは、送信されたシンボルの中の適切なビット値に関連付けられた最短距離シンボルａ_min1およびａ_min0に基づくことができる。
【００４１】
例示的な例のために、図２に示されている１６−ＱＡＭコード化および２つの受信アンテナを考慮する。図５に示されているコンステレーションにおいて、ｂ₁＝１と関連付けられたシンボルとｂ₁＝０と関連付けられたシンボルとを分ける境界線は原点を通る垂直線である。この境界は垂直であるため、ａ_min1およびａ_min0の虚数（実数）成分は同じであり、したがって役割を果たさない。その結果、境界付近のシンボルに焦点を合わせると、ａ_min1＝１およびａ_min0＝−１を簡単に設定することができる。式（８）中のこれらの値を置換し、
【数１０】

【００４２】
とし、近似を無視すると、式（８）は以下のように書き直されることができる：
Λ（ｂ₁）＝ｄ_I （１１）
このソフト決定ルールは１６−ＱＡＭの場合に対する図７におけるｂ₁に対して示されている。第２のビットｂ₂に対して、境界は図７に示されているように＋２および−２に形成される。＋２境界に近接した領域に対して、すなわち、ｄ_I＞０のとき、再び虚数成分を無視してａ_min1＝＋１およびａ_min0＝＋３を設定することができる。−２境界に近接した領域に対して、すなわち、ｄ_I＜０のとき、ａ_min1＝−１およびａ_min0＝−３を設定することができる。したがって、式（８）は以下のような簡単な形に変えられることができる：
ｄ_I＞０に対して、Λ（ｂ₂）＝−ｄ_I＋２Ｐ
ｄ_I＜０に対して、Λ（ｂ₂）＝ｄ_I＋２Ｐ （１２）
ここで、
【数１１】

【００４３】
ｂ₃に対する境界線は、原点を通る水平線として形成される。境界付近の最も近いシンボルは、共通の実数成分を無視してａ_min1＝＋ｊおよびａ_min0＝−ｊである。式（８）におけるこれらの値を置換し、
【数１２】

【００４４】
とすると、次の式が得られる：
Λ（ｂ₃）＝ｄ_Q （１５）
類似したステップに続いて、
ｄ_Q＞０に対して、Λ（ｂ₄）＝−ｄ_Q＋２Ｐ
ｄ_Q＜０に対して、Λ（ｂ₄）＝ｄ_Q＋２Ｐ （１６）
を得ることができる。
【００４５】
等化された信号を有する単一のアンテナの場合に対して、類似したソフト決定ルールが適用されることができる。複雑さ軽減のために、最短距離のシンボルはさらに、シンボル間決定境界の予め定められた距離内にあるように限定される。最も近いシンボルが境界に近接したものに限定されない場合、以下のように、第１のビットに対して複雑さは若干増加しているがしかしソフト決定ルールがわずかに改善されることができる：
｜ｄ_I｜＜２Ｐに対して、Λ（ｂ_１）＝ｄ_I
ｄ_I≧２Ｐに対して、Λ（ｂ_１）＝２ｄ_I−２Ｐ
ｄ_I＜２Ｐに対して、Λ（ｂ_１）＝−２ｄ_I＋２Ｐ （１７）
ここで、第２の領域に対してａ_min1＝＋３およびａ_min0＝−１であり、また、第３の領域に対してａ_min1＝−３およびａ_min0＝＋１である。同様に、第３のビットｂ₃について、ソフト決定ルールは以下のように得られることができる：
｜ｄ_Q｜＜２Ｐに対して、Λ（ｂ₃）＝ｄ_Q
ｄ_Q≧２Ｐに対して、Λ（ｂ₃）＝２ｄ_Q−２Ｐ
ｄ_Q＜２Ｐに対して、Λ（ｂ₃）＝−２ｄ_Q＋２Ｐ （１８）
ここで、最も近いシンボルは、第２の領域に対してａ_min1＝＋３ｊおよびａ_min0＝−ｊとして設定され、また、第３の領域に対してａ_min1＝−３ｊおよびａ_min0＝ｊとして設定される。同じステップに続いて、６４−ＱＡＭに対するソフト決定は図８に示されているように得られることができる。上記の例において、後続的に計算されたビットに対するソフト決定であるビットｎは、前に計算されたソフト決定であるビットｎ−１から帰納的に計算されることができることが認識される。
【００４６】
図９は、最も低次の形態のＱＡＭ符号化であるＢＰＳＫ符号化を行うソフトデマッピング装置28を示すブロック図である。ソフトデマッピング装置28は、上述したようにソフト決定ルールを適用するように構成されてもよい。図９の例は、受信ダイバーシティに対する２個の受信アンテナ18Aおよび18Bを備えた無線通信装置16に関するものであるが、本発明は任意の数の多重アンテナに容易に拡大されることができる。図９に示されているように、第１および第２のＦＦＴ装置30Aおよび30Bはアンテナ18Aおよび18Bから第１および第２のＲＦ信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kをそれぞれ受信する。ＦＦＴ装置30Aおよび30Bは入ってきたＲＦ信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kを復調して、復調された信号ｕ_1,kおよびｕ_2,kを提供するＦＦＴ出力を生成する。
【００４７】
図９の例におけるＢＰＳＫに対して、ソフト決定は単に以下のものである：
Λ（ｂ₁）＝ｄ_I （１９）
ソフトデマッパ28内において、乗算装置36Aおよび36Bは復調された信号ｕ_1,kおよびｕ_2,kをチャンネル利得係数Ｈ^* _1,kおよびＨ^* _2,kでそれぞれ等化する。信号結合装置38は乗算装置36Aおよび36Bによって生成された等化された信号を結合する。素子40は結合された信号の実数成分を抽出し、ソフト決定Λ（ｂ₁）を生成するために上述したようにルールを適用する。ソフト決定Λ（ｂ₁）はデインターリーバ32に適用され、このデインターリーバ32は、ビタビコンボリューショナルデコーダ34において使用されるブランチ計量を計算するために使用されることのできるデインターリーブされたソフト決定を生成する。等化およびチャンネル信号対雑音比（ＳＮＲ）による加重のために別々のハードウェアが必要がないことが注目に値する。その代わりに、等化は、ソフトデマッピング機能を行うために使用されるハードウェアと統合される。したがって、ＯＦＤＭ復調装置（ＦＴＴ34A，34B）、デインターリーバ30およびビタビデコーダ32は図９中において一緒に示されている。しかしながら、以下において図１０乃至１４に関して示されている別のマップ方法については、簡明化のために適用可能なソフトデマッパ装置だけが示されている。図１０乃至１４の例において、ＦＦＴ装置34A，34B、デインターリーバ30およびビタビデコーダ32は実質的に図９に示されているように設けられることができる。
【００４８】
図１０は４−ＱＡＭ符号化を行う例示的なソフトデマッピング装置42を示すブロック図である。４−ＱＡＭマッピングに対して、コード化されたビットｂ₁およびｂ₂は、以下のように１つのシンボルの実数成分および虚数部分にそれぞれマップされる：
Λ（ｂ₁）＝ｄ_I （２０）
Λ（ｂ₂）＝ｄ_Q （２１）
図１１は、１６−ＱＡＭ符号化を行うソフトデマッピング装置44を示すブロック図である。１６−ＱＡＭマッピングに対して、コート化されたビットシーケンス（ｂ₁，ｂ₂）は１つのシンボルの実数部分にマップされ、（ｂ₃，ｂ₄）はその虚数部分にマップされる。ソフトデマッピング技術は、たとえば、式（８）に関して上述したように、複雑さを減少するために送信されたシンボルコンステレーションのサブセットに基づくソフトデマッピングルールにしたがって結合された観察に対する送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットの発生を必然的に伴うことができる。以下明するように、ソフトデマッピングルールは、送信されたシンボル中の適切なビットと関連付けられた最短距離シンボルに基づくことができる。最短距離シンボルは、特定の決定境界に最も近接したシンボルのことを指すことができる。さらに、最短距離シンボルは、複雑さの軽減のために、適切な決定境界の近くのもの、すなわち、決定境界の予め定められた距離の範囲内のものであるようにさらに限定されることができる。例示したように、複雑さを軽減するために、ソフト決定は以下のように区分的決定ルールにしたがって決定されることができる：
【数１３】

【００４９】
図１２は、６４−ＱＡＭ符号化を行うソフトデマッピング装置46を示すブロック図である。６４−ＱＡＭに対して、コード化されたビットシーケンス（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃）は１つのシンボルの実数部分にマップされ、コード化されたビットシーケンス（ｂ₄，ｂ₅，ｂ₆）はその虚数部分にマップされる。ソフト決定は以下のように区分的関数により表される：
【数１４】

【００５０】
図１３は、２５６−ＱＡＭ符号化を行うソフトデマッピング装置48を示すブロック図である。２５６−ＱＡＭ符号化に対して、図１２を参照として上述した処理手順が続けて行われることができる。２５６−ＱＡＭコード化に対するソフト決定は、以下のように表される：
【数１５】

【００５１】
図１４は、１０２４−ＱＡＭ符号化を行うソフトデマッピング装置50を示すブロック図である。１０２４−ＱＡＭコード化において、１０２４−ＱＡＭコード化に対するソフト決定は、以下のように表される：
【数１６】

【００５２】
以下、この明細書に記載されている受信ダイバーシティ構成を組入れた無線通信装置のための位相エラー推定装置を説明する。ＯＦＤＭ受信機は典型的に単一のクロックソースを使用して、受信された信号のキャリア回復およびサンプリングに必要なクロックの全てを獲得する。同様に、ＯＦＤＭ送信機に対するクロックは典型的に単一のクロックソースから獲得される。この場合、キャリアおよびサンプラの両者の中に存在する位相エラーは、ダイバーシティ路にわたって変化しないであろう。キャリアおよびサンプリング位相エラーを含んでいるとき、ＯＦＤＭシステム内のＦＦＴ装置の出力における復調された信号（観察サンプル）ｕ_i,nは次式によって表されることができる：
【数１７】

【００５３】
ここで、Ｓ_n，−Ｎ／２≦ｎ≦Ｎ／２はｎ番目のサブキャリアによって送信されたシンボルであり、Ｈ_i,n，１≦ｉ≦Ｌはｎ番目のサブキャリアおよびｉ番目のダイバーシティのチャンネル応答特性であり、ｊ＝（−１）^1/2，Δφ_cはキャリア位相エラーであり、Δφ_sはサンプラ位相エラーであり、Ｎ’_i,nは位相回転雑音サンプルである。式（５０）において、１つのシンボルだけが考慮されていることに注意されたい。位相エラーΔφ_cおよびΔφ_sは、異なった受信ダイバーシティ路において同じままである。
【００５４】
式（５０）の両側をＳ^* _n・Ｈ^* _i,nにより乗算し、その結果をダイバーシティ路にわたって合計した結果は以下のとおりである：
【数１８】

【００５５】
ここで、Ｎ’’_i,n＝Ｎ’_i,n・Ｓ^* _n・Ｈ^* _i,nである。本発明によると、位相エラー推定装置は、ビタビアルゴリズムのソフトデマッパ装置において使用されたハードウェアを共用する。式（５１）から、位相エラーは以下のように推定されることができる：
【数１９】

【００５６】
Ｈ_i,nおよびＳ_nが受信機に知られていない場合、受信された信号に基づくチャンネル応答特性および送信されるシンボルの推定値がそれぞれＨ_i,nおよびＳ_nとして使用されることができる。位相エラーは典型的に非常に少量であるため、式（５２）中の角度は、以下のように実数部分による独立変数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）の虚数部分の除算によって近似されることができる：
【数２０】

【００５７】
位相エラーの各成分は、以下に表されているように、サブキャリアにわたって式（５３）を平均することによって推定されることができる：
【数２１】

【００５８】
個々のサブキャリアと関連付けられた位相エラーの上記の平均化（合計）は、ハードウェアを節約すると共に、位相エラー計算に伴なう待ち時間を減少するために、選択的に行われることができる。とくに、パイロットトーンのような既知の送信されたシンボルが存在している場合には、これらのトーンの位相エラーを位相エラーの計算において使用することができる。
【００５９】
式（５５）における位相エラー推定では、サブキャリアおよびダイバーシティ路に関連付けられたチャンネルＳＮＲを考慮する必要がない。チャンネル雑音が付加的なホワイトガウス分布であると仮定すると、ｉ番目のダイバーシティ路のサブキャリアｎのＳＮＲは、｜Ｈ_i,n｜²に比例する。ダイバーシティ路にわたって結合されたＳＮＲはまた、
【数２２】

【００６０】
に比例する。式（５４）および（５５）において表された位相エラー推定装置の性能は、以下に表されているように、結合されたＳＮＲにより個々の位相エラー推定値を加重することによって改善されることができる：
【数２３】

【００６１】
サブキャリア位相エラーの対は個々のキャリアおよびサンプラ位相エラー成分を推定するために使用されるため、加重は以下のように区分的に適用されることができる：
【数２４】

【００６２】
位相エラーは正常な動作条件下において小さい。この場合、
【数２５】

【００６３】
の虚数部分は実数部分よりはるかに小さい。実際の位相エラーに比例する位相エラー推定値は、次式によって得られることができる：
【数２６】

【００６４】
実際に、キャリア位相エラーΔφ_cはサンプリング位相エラー成分を除去して残りのサブキャリア位相エラーを平均することにより推定されることができる。サンプリング位相エラーによるサブキャリア“ｎ”の位相シフトの大きさは、相補的サブキャリア“−ｎ”、すなわち、相補的サブキャリアに対するものと同じ量である。しかしながら、相補的サブキャリアの対“ｎ”および“−ｎ”の位相シフトの符号は反対である。相補的サブキャリア“ｎ”および“−ｎ”に対応した２つのサブキャリア位相エラーを加算することにより、サンプリング位相エラーによる位相シフトは除去されることができる。
【００６５】
また、サンプリング位相エラーΔφ_sは、キャリア位相エラー成分を除去して残りのサブキャリア位相エラーを平均することにより推定されることができる。キャリア位相エラーによる位相シフトは、サブキャリア中において同である。任意の２つのサブキャリア位相エラーの差をとることにより、キャリア位相エラーによる位相シフトは除去されることができる。差をとった後に最大残留位相エラーを得るために、その差に対してとられた２つのサブキャリアは最大限分離されなければならない。［−Ｎ／２，Ｎ／２］の範囲において索引付けされたサブキャリアに対して、相補的サブキャリア対は（−Ｎ／２，１），（−Ｎ／２＋１，２），・・・，（−１，Ｎ／２）として形成されることができ、ここで各対はＮ／２＋１のインデックス差を有している。
【００６６】
上記の位相エラー推定式（５６），（５７），（５８），（５９），（６０）および（６１）において、加重ファクタはハードウェアの複雑さを軽減するように量子化されることができる。たとえば、変化しているｎに対する加重ファクタ：
【数２７】

【００６７】
は、２の累乗値に最も近い値に量子化されることができる。推定式（５４）および（５５）はまた以下に修正されることができる：
【数２８】

【００６８】
位相エラー検出装置の性能は、送信された信号Ｓ_nのパワーを平均化プロセス中に組入れることによってさらに改善されることができる。変化する送信された信号パワーに対する位相エラー推定の正確さに対する雑音影響を調べるために、チャンネル応答特性および雑音は、２つの観察された信号ｕ_i,nおよびｕ_i,mに対して同じであり、位相エラーはゼロであり、また、送信された信号だけが異なっていることを仮定する。とくに、Ｈ_i,n＝Ｈ_i,m，Ｎ’_i,n＝Ｎ’_i,m，Δφ_s＝Δφ_c＝０，およびＳ_n≠Ｓ_mとする。したがって、｜Ｓ_n｜＞｜Ｓ_m｜に対して、計算された位相エラーの間の以下の関係は常に２つのサブキャリアに対して成立する：
角度（ｕ_i,n）−角度（Ｈ_i,n）−角度（Ｓ_n）≦角度（ｕ_i,m）−角度（Ｈ_i,m）−角度（Ｓ_m） （６４）
Ｈ_i,n＝Ｈ_i,mを仮定すると、式（６４）は以下に減少する：
角度（ｕ_i,n）−角度（Ｓ_n）≦角度（ｕ_i,m）−角度（Ｓ_m） （６５）
一般性を損なうことなく、角度（Ｓ_n）＝角度（Ｓ_m）を仮定することができる。したがって、式（６５）は以下に減少する：
角度（ｕ_i,n）≦角度（ｕ_i,m） （６６）
同じ雑音Ｎ’_i,n＝Ｎ’_i,mに対して第１の信号に対するＳ_n・Ｈ_i,nの大きさは第２の信号に対するＳ_m・Ｈ_i,mの大きさより大きいため、上記の関係（６６）は常に成立する。結論として、送信された信号パワーが小さくなると、それだけ一層位相推定は雑音の影響を受け易くなる。
【００６９】
雑音の多いチャンネル状態下における位相エラー推定を改善するために、小さいパワーを有する送信された信号は位相エラー計算から除去されることができる。これは、推定される送信された信号Ｓ_nが小さいパワーを有している場合、その信号Ｓ_nをゼロに設定するだけで行われることができる。一例として、２５６ＱＡＭの場合に対して、推定される送信された信号Ｓ_nが｛（ｉ，ｊ）｜ｉ∈｛±１，±３｝およびｊ∈｛±１，±３｝｝の１つである場合、推定値はＳ_n＝０に設定される。同様に、６４ＱＡＭの場合に対して、推定される送信された信号Ｓ_nは、それが｛（１，１），（１，−１），（−１，１），（−１，−１）｝の１つである場合、０に設定される。角度演算子は、実数部分および虚数部分の両方に対するゼロ入力に対してゼロ角度を出力しなければならない。これらの設定により、６４ＱＡＭおよび２５６ＱＡＭのコード化は共に、位相エラー計算においてその信号コンステレーションポイントの６．２５％を使用しない。
【００７０】
ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ規格によると、４つのパイロットトーンがＢＰＳＫによって変調される。パイロットトーンはここに記載されている構成の影響を受けない。ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ適用に関して、送信された信号がその小さいパワーレベルのためにいずれも位相エラー計算に使用されない極端な状況においてさえ、少なくとも４個のパワートーンが位相エラー計算に対して使用される。さらに、小さいパワーレベルを有する信号の全てを送信する確率は非常に低い。
【００７１】
図１５は、本発明の１実施形態による周波数ドメイン補正を伴なう位相ロックループ55を示すブロック図である。図１５に示されているように、位相ロックループ55は、受信ダイバーシティアンテナ18A，18Bによって受信された多数の信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kに対応した多数のサンプリングおよび復調路を含んでいる。デジタル位相ロックループ55は各信号を部分またはブロック単位で復調する。サンプラ（図１５には示されていない）は、復調のために各信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,k中のブロックを分離する。サンプラは典型的に、受信された各アナログキャリア信号をデジタルキャリア信号に変換するアナログデジタル変換器を含んでいる。
【００７２】
サンプラは、サンプリングウインドウ56，58中にそれぞれ各時間ドメイン信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kの複数のサンプルを採取する。サンプリングウインドウ56，58は、受信された時間ドメイン信号の固定された数のサンプルが特定のサンプリングレートで採取されることのできる不連続の（ｄｉｓｃｒｅｔｅ）時間期間中“開らいた”ままである。サンプルの間の持続期間は、“サンプリング期間”であり、全てのサンプリング期間の和は、各サンプリングウインドウ56，58の持続期間に等しい。サンプリング期間の長さはサンプリングクロックによって制御され、このサンプリングクロックはまたサンプリングレートを決定する。以下に説明するように、サンプリングクロックは進められ、また遅らされることができる。
【００７３】
各ウインドウ56，58においてサンプリングされた信号は、周波数ドメインでの処理のために各高速フーリエ変換（ＦＴＴ）装置60，62に送られるシーケンスを規定する。図１５の例において、位相補正ブロック68，70は受信された信号を
【数２９】

【００７４】
により乗算し、ここで、
【数３０】

【００７５】
したがって、各位相補正ブロック68，70は、推定された位相エラーに基づいて後続する観察サンプルに対して２つの異なる形態の位相補正を行う。１つの形態の位相エラーは、送信機キャリア周波数と受信機のフリーランニング発振器周波数との間のずれから結果的に生じるキャリア位相エラーΔφ_cである。キャリア位相エラーは、キャリアによって伝送されることのできる全ての信号の復調に影響を与え、信号に等しく影響を与える。第２の形態の位相エラーは、送信機と受信機のサンプリング周波数の間のずれから結果的に生じるサンプリング位相エラーΔφ_sである。サンプリング位相エラーは全ての信号に等しく影響を及ぼすわけではない。むしろ、サンプリング位相エラーの量は、回復されるべき信号のサブキャリアビンに依存する。
【００７６】
サンプリング位相エラーΔφ_sを補償するために、各位相補正ブロック68，70は入力信号を
【数３１】

【００７７】
により乗算して各サンプリングウインドウ56，58を調節する。補正されるべきサンプリング位相がπより大きいか、あるいは−πより小さいとき、ウインドウ位置は１サンプルだけ後方または前方にそれぞれシフトされ、補正されるべき位相は−２πまたは２πだけそれぞれ加算される。キャリア位相エラーΔφ_cを補償するために、位相補正ブロック68，70は入力信号を
【数３２】

【００７８】
により乗算する。位相エラー推定装置74は位相エラー値Δφ_cおよびΔφ_sを発生する。ループフィルタ76，78はそれぞれ、位相エラー値Δφ_cおよびΔφ_sの高速で変化する位相エラー成分を除去するためにローパス特性を有している。
【００７９】
電圧制御された発振器（ＶＣＯ）80，82はループフィルタ76，78からフィルタ処理された出力信号をそれぞれ受信する。ループフィルタ76，78およびＶＣＯ素子80，82は独立して動作するが、しかし実質的に同じ方式で動作してもよい。ループフィルタ／ＶＣＯ素子50および54は位相エラー推定装置74から、
【数３３】

【００８０】
で表された推定された瞬時キャリア位相エラーと、
【数３４】

【００８１】
で表された推定された瞬時サンプリング位相エラー（５８）をそれぞれ受取る。ＶＣＯ80，82はアナログカウンターパートのデジタル推定装置として機能し、入力信号の累算を行い、ローパスフィルタおよび累算された位相エラー信号：
【数３５】

【００８２】
を位相補正ブロック68，70に供給する。
【００８３】
チャンネル推定ブロック64，66は、各送信チャンネル伝送信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kに対するチャンネル応答特性をそれぞれ推定する。ブランチ計量計算装置72は、位相補正ブロック68，70によって発生された位相補正されたシーケンスと、チャンネル推定装置64，66により生成されたチャンネル推定値とに基づいてソフト決定出力コードΛ（ｂ_l−ｂｎ）を発生する。スライサブロック84は、ブランチ計量計算装置72により生成された送信されたコード化されたビットに基づいてハード決定を発生する。その後、マッピングブロック86はコード化されたビットからの有限数のビットを１つの送信されたシンボルに変換する。したがって、マッピングブロック86の出力は送信されたシンボルの推定値である。位相エラー推定装置74は推定された送信されたシンボルをマッピング素子86から受取り、また位相補正および等化を共同で行われた信号ｕ＊Ｈをブランチ計量計算装置72から受取って、サンプリングおよびキャリア位相エラー値Δφ_cおよびΔφ_sを生成する。したがって、位相エラー推定装置74は、それがブランチ計量計算装置72の出力に応答するという意味で、ソフト決定指示位相エラー推定装置と呼ばれることができる。以下、位相エラー推定装置74の構造および機能をさらに詳細に説明する。
【００８４】
上述されたように、サンプリング位相エラーを追跡するループフィルタ76およびＶＣＯ80は、付加的な機能を備えていてもよい。とくに、ループフィルタ76およびＶＣＯ80は、推定されたサンプリング位相エラー：
【数３６】

【００８５】
を適用してウインドウ56，58を調節するウインドウ調節回路を備えているように構成されることができる。
【数３７】

【００８６】
がπラジアンより大きいか、あるいは−πラジアンより小さいとき、サンプリングウインドウ56，58を調節するために進み／遅延信号83が発生される。
【数３８】

【００８７】
がπより大きいとき、サンプリングウインドウ56，58は１サンプリング期間だけ遅延され、
【数３９】

【数４０】

【００８８】
が−πより小さいとき、ウインドウ56，58は別の方向に１サンプリング期間だけ調節され、
【数４１】

【００８９】
このようにして、
【数４２】

【００９０】
は−πラジアンとπラジアンとの間にとどまっている。
【００９１】
サンプリングウインドウ56，58において採られたサンプルの数は不変のままであるが、ウインドウは各調節により１サンプリング期間だけ進められるか、あるいは遅延されている。換言すると、ウインドウ調節は時間ドメインで行われる。サンプラは、進み／遅延信号83に応答するインクリメント／デクリメント制御装置を備えてもよい。ウインドウ調節は、
【数４３】

【００９２】
を−πラジアンとπラジアンとの間に維持する必要が生じたときに行われ、また、各サンプリングの後には必ず行われる必要がないことが注目に値する。ウインドウ調節の影響は、ＦＦＴ60，62に関連付けられたある時間遅延を伴なって位相補正素子68，70の入力で観察されるため、位相補正素子68，70に供給されるサンプリング位相エラー推定値は同じ遅延により、
【数４４】

【００９３】
かに調節されることができる。
【００９４】
図１６は、時間および周波数ドメイン補正を伴なう別の位相ロックループ88を示すブロック図である。この位相ロックループ88は実質的に図１５の位相ロックループ55と同様である。しかしながら、キャリアおよびサンプリング位相エラー補正特徴は切り離されている。とくに、位相エラー推定装置74は図１５中のもののように構成されているため、サンプリング位相エラー値Δφ_sおよびキャリア位相エラー値Δφ_cを生成する。しかしながら、ループフィルタ78およびＶＣＯ82は、各受信ダイバーシティ路に対するサンプラに先行する独立したキャリア位相推定ブロック90，92にローパスフィルタ処理されたキャリア位相エラー値：
【数４５】

【００９５】
を供給する。このようにして、入ってきた信号Ｒ_1,j,kおよびＲ_2,j,kは、ウインドウ56，58におけるサンプリングおよびＦＦＴ60，62による復調の前にキャリア位相エラーを補正され、時間ドメインにおける位相エラー補正が行われる。その後、ループフィルタ76およびＶＣＯ80は、サンプリング位相エラー補正ブロック68，70にサンプリング位相エラー：
【数４６】

【００９６】
を供給すると共に、進み／遅延信号83を供給してサンプリングウインドウ56，58を調節する。
【００９７】
図１７は、上記の式（５４）および（５５）に表された計算を行う位相エラー推定装置の構成を示すブロック図である。ここでは、ソフトデマッパおよび位相エラー推定装置が共同で実施されることを示すために１６−ＱＡＭの実施形態を説明する。図１７に示されているように、１６−ＱＡＭ（図１１）に対するソフトデマッパ装置48は、位相エラー推定装置74を形成する１組の素子と統合される。再び、図１７における位相エラー推定装置74の例示的な構成は、式（５４）および（５５）の位相エラー推定を行うように設計されている。その結果、スライサブロック84は１６−ＱＡＭソフト決定Λ（ｂ₁）、Λ（ｂ₂）、Λ（ｂ₃）およびΛ（ｂ₄）に対する符合比較装置を含んでいる。
【００９８】
１６−ＱＡＭマッピング装置86はスライサブロック84からのハード決定をマップして、送信されたシンボルを生成する。複素共役動作（94）に続いて、送信されたシンボルは結合された復調され等化された信号ｕ／Ｈと乗算され、位相エラー推定装置74に供給される。図１７に示されているように、位相エラー推定装置74は結果的に得られたｕ＊Ｈ信号の実数成分および虚数成分を抽出し、式（５４）および（５５）に示された計算を行って、
【数４７】

【００９９】
を生成する。図１７に示されているように形成された位相エラー推定装置74により、位相エラーの各成分は、以下に示されているようにサブキャリアにわたって推定されることができる：
【数４８】

【０１００】
図１８は、上記の式（５８）および（５９）に示されている計算を行う位相エラー推定装置74’の構成を示すブロック図である。位相エラー推定装置74’は、実質的に図１７の位相エラー推定装置74と同様であり、１６−ＱＡＭの例が与えられている。しかしながら、位相エラー推定装置74’はさらに、｜Ｈ_i,k｜²＋｜Ｈ_2,k｜²の加重を２の最も近い累乗値に量子化する量子化器ブロック96を含んでいる。量子化はハードウェアの複雑さを軽減するのを助けることができる。ｍｉｎキャリアブロック98は以下を計算する：
【数４９】

【０１０１】
ｍｉｎサンプラブロック100は以下を計算する：
【数５０】

【０１０２】
ｓｕｍキャリアブロック102およびｓｕｍサンプラブロック104はそれぞれ以下を計算する：
【数５１】

【０１０３】
キャリアおよびサンプラブロック98，100，102，104は、位相エラー推定装置74’が以下に示されているように式（５８）および（５９）中の計算を行うことを可能にする付加的な入力を提供する：
【数５２】

【０１０４】
図１９は、上記の式（６０）および（６１）に示されている計算を行う位相エラー推定装置74’’の一構成例を示すブロック図である。位相エラー推定装置74’’は図１８の位相エラー推定装置74’とほぼ同様である。しかしながら、入力信号の実数成分および虚数成分を抽出する代わりに、位相エラー推定装置74’’は虚数成分だけを抽出する（106）。再び、位相エラーは正常動作条件下において小さい。その結果、
【数５３】

【０１０５】
の虚数部分は、実数部分よりはるかに小さくなるため、実際の位相エラーに比例した位相エラー推定値は、以下の式にしたがって位相エラー推定装置74’’を使用して得られることができる：
【数５４】

【０１０６】
図２０は、上記の式（６２）および（６３）に示されている計算を行う位相エラー推定装置74’’’の一構成例を示すブロック図である。位相エラー推定装置74’’’は図１７の位相エラー推定装置74に従っており、ほぼ同様である。しかしながら、この位相エラー推定装置74’’’は、入力信号の実数成分および虚数成分を抽出する代わりに、虚数成分だけを抽出する（108）。図２０に示されている構成は、以下の式にしたがった位相エラー推定値の計算を可能にする：
【数５５】

【０１０７】
図２１は、共同で行われる等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定機能を示すフロー図である。図２１に示されている方法では、種々のハードウェアおよびここに説明されている機能的実施形態が利用されてもよい。図２１に示されているように、等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー推定の方法は、多数のアンテナによって無線信号を受信し（110）、ＦＦＴサンプリングウインドウにしたがってアナログデジタル変換器により信号をサンプリングし（112）、サンプリングされた無線信号を復調して直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成する（114）処理を含んでいる。
【０１０８】
この方法においては、アンテナに関連付けられた信号路に対するチャンネル応答特性を推定した（116）とき、ＱＡＭシンボル観察のそれぞれが推定されたチャンネル応答特性に基づいて等化される（118）。ＱＡＭシンボル観察は、キャリア位相エラーおよびサンプリング位相エラーの両者を含んでいることが好ましい位相エラーを補正される（120）。その後、この方法において、ＱＡＭシンボル観察が結合され（122）、それに続いてソフト決定機能が適用され（124）、それによってソフト決定ビットが発生される（128）、すなわち、ソフトデマッピング機能が行われる。この方法は、ソフト決定ビットを使用して、位相エラーを推定するステップ（128）をさらに含んでいる。この推定値は、後続する観察サンプルに対してサンプリング位相エラーおよびキャリア位相エラー調節、すなわち、補正を行うために使用されることができる。その後、コンボリューショナルデコーダに対するブランチ計量がソフト決定ビットを使用して計算され（130）、後続するサンプルに対してプロセスが繰返される。
【０１０９】
等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定を共同で行なうここに記載されている種々のコンポーネントは、たとえば、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等の集積された論理回路、プログラム可能な論理装置、マイクロプロセッサのような種々のハードウェアによって形成されることができる。サイズおよび複雑さのために、種々の等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定回路は、ＡＳＩＣのような共通のハードウェア内に一緒に形成されることが望ましい。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】無線通信ネットワークを示すブロック図。
【図２】図１のネットワークにおいて有用な無線通信装置を示すブロック図。
【図３】２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）シンボルのコンステレーションを示すブロック図。
【図４】４−ＱＡＭシンボルのコンステレーションを示すブロック図。
【図５】１６−ＱＡＭシンボルのコンステレーションを示すブロック図。
【図６】６４−ＱＡＭシンボルのコンステレーションを示すブロック図。
【図７】１６−ＱＡＭ符号化のためにダイバーシティ路にわたって加算された区分的ソフト決定Λ（ｂ₁）およびΛ（ｂ₂）を示すグラフ。
【図８】６４−ＱＡＭ符号化のためにダイバーシティ路にわたって加算された区分的ソフト決定Λ（ｂ₁）、Λ（ｂ₂）およびΛ（ｂ₃）を示すグラフ。
【図９】ＢＰＳＫ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１０】４−ＱＡＭ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１１】１６−ＱＡＭ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１２】６４−ＱＡＭ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１３】２５６−ＱＡＭ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１４】１０２４−ＱＡＭ復号を行う例示的なソフトデマッピング装置を示すブロック図。
【図１５】周波数ドメイン補正を伴なう位相ロックループを示すブロック図。
【図１６】時間および周波数ドメイン補正を伴なう別の位相ロックループを示すブロック図。
【図１７】図１５または１６に示されている位相ロックループにおいて使用される例示的な位相エラー推定装置の構成を示すブロック図。
【図１８】図１５または１６に示されている位相ロックループにおいて使用される別の位相エラー推定装置の構成を示すブロック図。
【図１９】図１５または１６に示されている位相ロックループにおいて使用される別の代替的な位相エラー推定装置の構成を示すブロック図。
【図２０】図１５または１６に示されている位相ロックループにおいて使用されるさらに別の位相エラー推定装置の構成を示すブロック図。
【図２１】共同で行われる等化、ソフトマッピングおよび位相エラー推定機能を示すフロー図。

Claims (8)

1. 無線信号を多重アンテナによって受信し、
   無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成し、
   各観察を対応したアンテナのチャンネル応答特性の複素数共役により加重し、
   加重された観察を結合して結合された観察を形成し、
   送信されたシンボルコンステレーションの第１のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の実数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、
   送信されたシンボルコンステレーションの第２のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の虚数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、
   前に計算されたソフト決定に基づいて１以上のソフト決定を帰納的に計算するステップを含んでおり、
   ソフトデマッピングルールは、結合された観察の実数成分および虚数成分と多重アンテナに対するチャンネル応答特性の結合されたエネルギとの区分的線形関数に基づいている、方法。
2. ソフトデマッピングルールはビット１に関連付けられた第１の最短距離シンボルと、ビット０に関連付けられた第２の最短距離シンボルとに基づいており、最短距離シンボルは、ビット間決定境界の予め定められた距離内にあるように制約されている請求項１記載の方法。
3. 無線信号はマルチキャリア（ＭＣ）信号であり、送信されたシンボルの観察を得るためにフーリエ変換関数を適用するステップをさらに含んでいる請求項１乃至２のいずれか１項記載の方法。
4. 結合された観察に対するキャリア位相エラーおよびサンプリング位相エラーを含む結合された位相エラーを、ソフト決定ビットに基づいて推定された送信されたシンボルおよびパイロットトーンによって送信された予め定められたシンボルの一方を使用して推定するステップをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
5. 受信された無線信号は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号であり、復調は、無線信号を復調してこれに関して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、送信された直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成することを含み、発生は送信されたＱＡＭシンボルコンステレーションのサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の実数成分に対するその送信されたＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、送信されたＱＡＭシンボルコンステレーションの第２のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の虚数成分に対するその送信されたＱＡＭシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生することを含んでいる請求項１乃至４のいずれか１項記載の方法。
6. 結合された観察に対するキャリア位相エラーおよびサンプリング位相エラーを含む結合された位相エラーを、ソフト決定ビットに基づいて推定された送信されたシンボルおよびパイロットトーンによって送信された予め定められたシンボルの一方を使用して推定し、
   サンプリング位相エラーを除去するために無線信号中の相補的サブキャリアに対応する推定された結合された位相エラーを加算することによりキャリア位相エラーを推定し、
   サブキャリアの１つに対応した推定された結合された位相エラーを、サブキャリアの別のものに対応した推定された結合された位相エラーから減算することによりサンプリング位相エラーを推定し、
   サンプリング位相エラーに基づいて各無線信号に対するＦＦＴサンプリングウインドウを調節し、
   キャリア位相エラーに基づいて後続する観察に時間ドメイン補正を適用し、
   サンプリング位相エラーに基づいて後続する観察に周波数ドメイン補正を適用する請求項１記載の方法。
7. 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線信号をアンテナによって受信し、
   その無線信号を復調してこれに関して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）関数を行い、送信された直交振幅変調された（ＱＡＭ）シンボルの観察を生成し、
   観察をアンテナに対するチャンネル応答特性の複素数共役により加重し、
   送信されたシンボルコンステレーションの第１のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、加重された観察の実数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、送信されたシンボルコンステレーションの第２のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、加重された観察の虚数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、
   前に計算されたソフト決定に基づいて１以上のソフト決定を帰納的に計算するステップ
   を含んでおり、
   ソフトデマッピングルールは、ビット１に関連付けられた第１の最短距離シンボルと、ビット０に関連付けられた第２の最短距離シンボルとに基づいており、最短距離シンボルは、ビット間決定境界の予め定められた距離内にあるように制約されており、あるいは加重された観察の実数成分および虚数成分とチャンネル応答特性のエネルギとの区分的線形関数とに基づいている、方法。
8. 無線信号を受信する多重アンテナと、
   無線信号を復調して送信されたシンボルの観察を生成する復調装置と、
   各観察を対応したアンテナの推定されたチャンネル応答特性の複素数共役により加重する等化装置と、
   加重された観察を結合して結合された観察を形成し、送信されたシンボルコンステレーションの第１のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の実数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生し、送信されたシンボルコンステレーションの第２のサブセットに基づいて、ソフトデマッピングルールにしたがって、結合された観察の虚数成分に対するその送信されたシンボルを示す１以上のソフト決定ビットを発生するソフトデマッパとを備えている請求項１乃至６のいずれか１項記載の方法を行うように構成された無線受信機。

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