KR100708264B1 - 수신 다이버시티를 갖는 무선 시스템에서의 등화, 소프트역매핑 및 위상 에러 보정의 결합 수행 방법 및 무선수신기 - Google Patents

수신 다이버시티를 갖는 무선 시스템에서의 등화, 소프트역매핑 및 위상 에러 보정의 결합 수행 방법 및 무선수신기 Download PDF

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Abstract

무선 통신 기술은 등화, 소프트 매핑(86) 및 위상 에러 추정(74) 기능이 수신 다이버시티를 사용하는 무선 통신 시스템에서의 전송 심볼의 다중 관측 결과에 기초하여 결합하여 수행될 수 있도록 해준다. 심볼의 다중 관측 결과는 무선 수신기에서의 다중 안테나 경로로부터 획득된다. 등화, 소프트 역매핑(86) 및 위상 에러 추정(74) 기능이 별도의 하드웨어 블록들 간에 분산되는 것이 아니라 공유 하드웨어 내에 통합될 수 있으며, 이에 따라 무선 수신기에서의 크기, 복잡도 및 비용의 감축을 증진시킨다.

Description

수신 다이버시티를 갖는 무선 시스템에서의 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 보정의 결합 수행 방법 및 무선 수신기 {JOINT EQUALIZATION, SOFT-DEMAPPING AND PHASE ERROR CORRECTION IN WIRELESS SYSTEM WITH RECEIVE DIVERSITY}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 전송된 무선 신호의 복조 기술에 관한 것이다.
무선 통신에서는 변조된 무선 주파수(RF) 반송파 신호를 통해 인코딩된 정보를 전송하는 것을 수반한다. 무선 수신기는 무선 신호를 수신하는 RF 안테나 및 RF 신호를 기저대역으로 변환하는 복조기를 포함한다. OFDM(orthogonal frequency division multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화) 시스템 등의 다중 반송파 무선 통신 시스템에서, 전송된 신호는 다중 경로 산란 및 반사되기 쉬우며, 이는 서로 다른 심볼 상으로 전송되는 정보 간에 간섭을 야기할 수 있다. 이러한 이유로 인해, 수신기는 일반적으로 채널 응답의 변동을 측정하는 채널 추정기(channel estimator)를 포함한다. 수신기는 측정된 채널 응답을 사용하여 착신 신호를 조정하고 간섭을 야기할 수 있는 채널 효과(channel effect)를 보상한다.
수신기는 송신기 반송파 주파수에 독립적으로 동작하는 발진기를 사용하여 통신 신호를 복조한다. 수신기는 수신된 아날로그 반송파 신호를 주기적으로 샘플 링하고 디지털 신호 처리 기술을 사용하여 통신 신호를 추출한다. 반송파 주파수와 수신기의 복조 주파수의 차는 주파수 영역 신호에 상 회전(phase rotation)을 일으킬 수 있다. 이러한 주파수 에러는 시간이 진행함에 따라 증가하는 위상 편이(phase shift)를 일으키며 부가 위상 노이즈(additive phase noise)를 수반할 수 있다. 따라서, 수신기는 또한 디코딩 정확도(decoding accuracy)를 향상시키기 위해 위상 에러 추정 및 보정(phase error estimation and correction)을 수행할 수 있다.
QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조) 등의 인코딩 기술에서는 무선 신호에 정보를 인코딩하기 위해 유한개의 비트를 각각의 전송 심볼에 매칭하는 것을 포함한다. 정보를 디코딩하기 위해, 수신기는 일반적으로 소프트 역매핑 알고리즘(soft demapping algorithm)을 사용하여 심볼을 역매핑(demapping)한다. 주어진 비트에 대한 소프트 결정(soft decision)은 LLR(log likelihood ratio, 로그 확률비)을 사용하여 달성될 수 있다. 소프트 결정은 비터비 디코더(Viterbi decoder) 등의 콘벌루션 디코더(convolutional decoder)의 분기 메트릭(branch metric)을 계산하는 데 사용된다.
등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정은 무선 수신기의 크기, 복잡도 및 가격에 기여하는 특징들 중 몇가지를 나타낸다. 그렇지만, 이러한 특징은 통상 원하는 정보의 효과적인 전달을 보장하기 위해 무선 통신 시스템에서 필요한 것이다.
본 발명은 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능이 수신 다이버시티(receive diversity)를 이용하는 무선 통신 시스템에서 전송 심볼의 다중 관측 결과(multiple observation)에 기초하여 결합 수행될 수 있게 해주는 무선 통신 기술에 관한 것이다. 전송 신호의 다중 관측 결과는 무선 수신기 내의 다중 안테나 경로로부터 얻어진다. 본 발명은 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능이 개별적인 하드웨어 블록들 간에 분산되기보다는 공유된 하드웨어 내에 통합될 수 있게 해준다. 이와 같이, 본 발명은 무선 수신기의 크기, 복잡도 및 비용을 감축시킬 수 있다.
본 발명은 예를 들어 OFDM 시스템 등의 다중 반송파(multi-carrier, MC) 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. OFDM 시스템에서, 다수의 QAM 심볼이 푸리에 역변환(inverse Fourier transformation)을 통해 시간 영역에서 병렬로 전송된다. 본 발명은 수신 다이버시티를 이용하는 OFDM 무선 통신 시스템에서 전송되는 전송 심볼의 다중 관측 결과에 대해 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능이 결합하여 수행될 수 있게 해준다. 전송 심볼의 다중 관측 결과는 OFDM 무선 수신기에서 다중 안테나 경로에 적용되는 푸리에 변환기의 출력이다. OFDM 예에서, 심볼 관측 결과는 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT) 출력으로부터 얻어질 수 있다.
일 실시예에서, 본 발명은 하나 이상의 안테나를 통해 무선 신호를 수신하는 단계, 전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 단계, 상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 추정 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 단계, 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하는 단계, 및 전송 심볼 성상(transmitted symbol constellation)의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과를 위한 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
다른 실시예에서, 본 발명은 하나 이상의 안테나를 통해 무선 신호를 수신하는 단계, 전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 단계, 상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 추정 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 단계, 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하는 단계, 전송 심볼 성상(transmitted symbol constellation)의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계, 및 상기 소프트 결정 비트를 사용하여 상기 위상 에러를 추정하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 무선 신호를 수신하는 하나 이상의 안테나, 전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 복조기, 상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 추정 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 등화기, 및 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하고 전송 심볼 성상(transmitted symbol constellation)의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 소프트 역매핑기(soft demapper uint)를 포함하는 무선 수신기를 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 무선 신호를 수신하는 하나 이상의 안테나, 전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 복조기, 상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 추정 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 등화기(equalizer), 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하고 전송 심볼 성상(transmitted symbol constellation)의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 소프트 역매핑기, 및 상기 소프트 결정 비트를 사용하여 상기 위상 에러를 추정하는 추정기를 포함하는 무선 수신기를 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 다중 안테나를 통해 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호를 수신하는 단계, QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 단계, 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 관측 결과를 합성하는 단계, 및 구간별 선형 소프트 역매핑 규칙(piecewise linear soft demapping rule)에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 다중 안테나를 통해 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호를 수신하는 단계, QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결 과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 단계, 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 관측 결과를 합성하는 단계, 구간별 선형 소프트 역매핑 규칙(piecewise linear soft demapping rule)에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계, 및 상기 소프트 결정 비트를 사용하여 상기 위상 에러를 추정하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호를 수신하는 다중 안테나, QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 복조기, 및 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 관측 결과를 합성하고 구간별 선형 소프트 역매핑 규칙(piecewise linear soft demapping rule)에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 소프트 역매핑기를 포함하는 수신기를 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing, 직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호를 수신하는 다중 안테나, QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 복조기, 합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 관측 결과를 합성하고 구간별 선형 소프트 역매핑 규칙(piecewise linear soft demapping rule)에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 소프트 역매핑기, 및 상기 소프트 결정 비트를 사용하여 상기 위상 에러를 추정하는 추정기를 포함하는 수신기를 제공한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 다중 수신 경로를 통해 수신된 무선 신호로부터 생성된 전송 심볼 합성 관측 결과(combined transmitted symbol observation)을 위한 소프트 결정 비트를 생성하기 위해 소프트 결정 함수(soft decision function)를 적용하는 방법을 제공하며, 상기 소프트 결정 함수는 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙을 정의한다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 다중 수신 경로를 통해 수신된 무선 신호로부터 생성된 합성 QAM 심볼에 대한 소프트 결정 비트를 생성하기 위해 소프트 결정 함수(soft decision function)를 적용하는 소프트 역매핑기를 포함하는 수신기를 제공하며, 상기 소프트 결정 함수는 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙을 정의한다.
본 발명은 하나 이상의 이점을 제공할 수 있다. 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능이 공유 하드웨어 내에서 결합하여 수행될 수 있다. 따라서, 본 발명은 OFDM 무선 수신기 등의 다중 반송파 무선 수신기에서의 크기, 복잡도 및 하드웨어 구성요소의 비용의 감축을 증진시킨다. 게다가, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 전송 심볼의 복조에서의 효율성 및 정확도의 향상을 증진시킨다. 예를 들어, 다중 수신 경로의 사용은 전송 심볼의 검출에서 신호 대 잡음비의 향상을 가능하게 해준다.
도 1은 무선 통신 네트워크를 나타내는 블록도.
도 2는 도 1의 네트워크에서 유용한 무선 통신 장치를 나타내는 블록도.
도 3은 BPSK(binary phase shift keying, 2진 위상 편이 변조) 심볼의 성상을 나타낸 블록도.
도 4는 4-QAM 심볼의 성상을 나타낸 블록도.
도 5는 16-QAM 심볼의 성상을 나타낸 블록도.
도 6은 64-QAM 심볼의 성상을 나타낸 블록도.
도 7은 16-QAM 인코딩을 위한 다이버시티 경로에 걸쳐 합산한 구간별 소프트 결정
Figure 112004027837678-pct00001
및
Figure 112004027837678-pct00002
를 나타낸 그래프.
도 8은 64-QAM 인코딩을 위한 다이버시티 경로에 걸쳐 합산한 구간별 소프트 결정
Figure 112004027837678-pct00003
,
Figure 112004027837678-pct00004
및
Figure 112004027837678-pct00005
를 나타낸 그래프.
도 9는 BPSK 디코딩을 위한 예시적인 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 10은 4-QAM 디코딩을 위한 예시적인 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 11은 16-QAM 디코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 12는 64-QAM 디코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 13은 256-QAM 디코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 14는 1024-QAM 디코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛을 나타낸 블록도.
도 15는 주파수 영역 보정을 갖는 위상 동기 루프(phase locked loop)를 나타낸 블록도.
도 16은 시간 및 주파수 영역 보정을 갖는 대안적인 위상 동기 루프를 나타낸 블록도.
도 17은 도 15 또는 도 16에 도시한 위상 동기 루프에 사용하기 위한 예시적인 위상 에러 추정기의 구현을 나타낸 블록도.
도 18은 도 15 또는 도 16에 도시한 위상 동기 루프에 사용하기 위한 대안적인 위상 에러 추정기의 구현을 나타낸 블록도.
도 19는 도 15 또는 도 16에 도시한 위상 동기 루프에 사용하기 위한 또 다른 대안적인 위상 에러 추정기의 구현을 나타낸 블록도.
도 20은 도 15 또는 도 16에 도시한 위상 동기 루프에 사용하기 위한 또 다른 대안적인 위상 에러 추정기의 구현을 나타낸 블록도.
도 21은 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능의 결합 수행을 나타낸 흐름도.
도 1은 무선 통신 네트워크(10)을 나타낸 블록도이다. 무선 통신 네트워크(10)는 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능의 결합 수행(joint performance)을 행하도록 구성될 수 있다. 구체적으로 설명하면, 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능은 수신 다이버시티 안테나 구성을 통해 수신되는 전송 심볼의 다중 관측 결과에 적용될 수 있다. 전송 심볼은 예를 들어 QAM 심볼일 수 있다. 무선 통신 네트워크(10)는 예를 들어 OFDM 무선 네트워크 등의 다중 반송파 무선 네트워크일 수 있다.
도 1에 도시한 바와 같이, 무선 통신 네트워크(10)는 예를 들어 이더넷 연결을 통해 유선 네트워크(14)에 연결된 하나 이상의 무선 액세스 포인트(wireless access point)(12)를 포함할 수 있다. 무선 액세스 포인트(12)는 유선 네트워크(14)와 하나 이상의 무선 통신 장치(16A-16N)(이후부터는 16으로 기술함) 사이의 무선 통신을 가능하게 해준다. 무선 액세스 포인트(12) 뿐만 아니라 각각의 무선 통신 장치(16)는 수신 다이버시티를 위한 다중 수신 경로를 제공하는 2개 이상의 안테나를 포함할 수 있으며, 이에 대해서는 본 명세서에 보다 상세히 기술할 것이다. 무선 액세스 포인트(12)는 다수의 무선 통신 장치(16)에 서비스하기 위해 허브, 스위치, 또는 라우터를 통합할 수 있다. 무선 통신 네트워크(10)는 OFDM 등의 다중 반송파 통신 기술에 기초한 각종의 서로 다른 무선 전송 표준에 따라 장치(16)와 네트워크(14) 사이에서 데이터, 음성, 비디오 등을 전달하기 위해 사용될 수 있다.
도 2는 무선 통신 장치(16)를 보다 상세히 나타낸 블록도이다. 도 2에 도시한 바와 같이, 무선 통신 장치(16)는 적어도 2개의 RF 안테나(18A, 18B)(이후부터는 18로 기술함), 무선부(radio)(20), 모뎀(22), 및 호스트 프로세서(host processor)(26)에 연결된 매체 접근 제어기(media access controller)(24)를 포함할 수 있다. 무선부(20) 및 모뎀(22)은 함께 무선 수신기로서 기능한다. 무선 통신 장치(16)는 컴퓨터, 퍼스널 컴퓨터 카드, 예를 들면 PCI 또는 PCMCIA 카드, 개인 휴대 단말기(PDA), 네트워크 오디오 또는 비디오 기기 등과 같은 각종의 무선 장비의 형태를 가질 수 있다.
RF 안테나(18)는 하나 이상의 수신 경로를 거쳐 RF 신호를 수신한다. 일 실시예에서, RF 안테나(18)는 다중 수신 경로를 거쳐 RF 신호를 수신한다. 안테나(18A)는 제1 수신 경로(18A)를 제공하고, 안테나(18B)는 제2 수신 경로(18B)를 제공한다. 어떤 실시예들에서는 수신 다이버시티의 향상을 위해 3개 이상의 안테나(18)가 제공될 수 있다. 안테나(18) 중 하나 또는 또 다른 안테나(19)가 네트워크(10) 내에서의 RF 신호의 전송을 위해 사용될 수 있다. 무선부(20)는 전송 신호를 RF로 상방 변환(upconvert)하고 기저대역으로 하방 변환(downconvert)하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 이러한 의미에서, 무선부(20)는 송신 및 수신 회로의 모두를 단일 송수신기 구성요소 내에 통합할 수 있다. 그렇지만, 어떤 경우에, 송신 및 수신 회로부는 별도의 송신기 및 수신기 구성요소에 의해 형성될 수 있다. 설명의 목적상, 여기에서의 논의는 일반적으로 수신기와 무선부(20) 및 모뎀(22)의 복조 측면으로 한정될 것이다.
모뎀(22)은 무선부(20)에 의한 RF 대역으로의 상방 변환 및 송신 안테나를 통한 전송을 위해 기저대역 신호의 정보를 인코딩한다. 이와 유사하게, 본 발명에 더 관련된 것으로서, 모뎀(22)은 안테나(18)를 통해 수신되어 무선부(20)에 의해 하방 변환된 RF 신호로부터 정보를 디코딩한다. 설명하게 되는 바와 같이, 다중 안테나(18A, 18B)에 의해 수신된 RF 신호는 QAM 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 복조될 수 있다. 이들 관측 결과는 QAM 심볼을 생성하기 위해 모뎀(22) 내의 소프트 역매핑 유닛에 의한 처리를 위해 합성 관측 결과를 형성하도록 합성된다. 매체 접근 제어기(24)는 모뎀(22)과 예를 들어 컴퓨터, PDA 등의 호스트 무선 통신 장치(16) 사이의 통신이 원활하게 이루어지도록 호스트 프로세서(26)와 상호 작용한다. 따라서, 호스트 프로세서(26)는 컴퓨터 또는 어떤 다른 장치 내의 CPU일 수 있다. 무선부(20), 모뎀(22) 및 매체 접근 제어기(24)는 공통 집적 회로칩 상에 통합되거나 개별 부품에 의해 실현되거나 할 수 있다.
무선 통신 네트워크(10)(도 1) 및 무선 통신 장치(16)(도 2)는 IEEE 802.11a 표준 등의 무선 네트워킹 표준에 부합될 수 있다. IEEE 802.11a 표준은 OFDM 데이터의 무선 주파수(RF) 전송에 대한 포맷을 규정하고 있다. IEEE 802.11a 표준에 따라 전송되는 OFDM 심볼은 20 MHz 대역폭을 차지하며, 이 대역폭은 64개의 동일 간격의 주파수 대역으로 나누어진다. 본 발명에 따라 OFDM 시스템에서 수신 다이버시티를 위해 다중 안테나(18)를 포함하면 신호 복조 및 디코딩의 정확도가 향상될 수 있다. 게다가, 다중 안테나 수신 경로로부터 획득한 관측 결과에 대한 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능의 결합 수행은 공유 하드웨어의 사용을 가능하게 할 수 있으며, 그 결과 비용, 복잡도 및 크기가 감축된 무선 수신기가 얻어진다.
본 발명에 따라 도 2에 도시한 바와 같이 단일 송신 안테나(19) 및 다수의 수신 안테나(18A, 18B)를 갖는 OFDM 무선 통신 장치(16)를 생각해 보자. 이 예에서, 무선 통신 장치(16)에 의해 수신되는 각각의 OFDM 심볼 내의 모든 부반송파는 QAM 심볼에 의해 변조된다. 특정의 OFDM 심볼 및 그 OFDM 심볼과 관련된 특정의 부반송파에 촛점을 맞추어 보면,
Figure 112004027837678-pct00006
를 대응하는 복조된 관측 결과 샘플, 즉 수신 다이버시티를 위해 2개 이상의 수신 안테나(18)를 가정할 때 i번째 수신 안테나와 관련된 등화된 FFT 출력이라고 하자.
또한,
Figure 112004027837678-pct00007
를 적절한 QAM 성상에서의 j번째 심볼을 나타내는 것으로 하자. 유한개의 비트, 예를 들어
Figure 112004027837678-pct00008
는 각각의 QAM 심볼에 매핑된다.
Figure 112004027837678-pct00009
와 관련된 소프트 결정은 이하의 수학식 1로 표현된 LLR(log likelihood ratio, 로그 확률비)로부터 획득될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00010
여기서,
Figure 112004027837678-pct00011
는 L개의 다중 수신 안테나에 대응하는 관측 결과 샘플(observation sample)의 벡터이며, 분자 또는 분모에서의 합산은 적절한 경우 공통 비트
Figure 112004027837678-pct00012
를 공유하는 모든 QAM 심볼에 걸쳐 행해진다. 이제, 복잡도가 감축된 소프트 결정 검출기가 수학식 1의 심볼 성상의 서브셋만을 사용하여 획득될 수 있음이 밝혀졌다. 예로서, 심볼이 동일한 확률을 갖는 것으로 가정할 때, LLR은 수학식 2와 같이 고쳐 쓸 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00013
여기서,
Figure 112004027837678-pct00014
이고,
Figure 112004027837678-pct00015
이다.
부가 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)을 가정할 때, 상기 식은 수학식 5와 같이 고쳐 쓸 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00016
여기서,
Figure 112004027837678-pct00017
이다.
관측 결과가 통계학적으로 독립적인 것으로 가정되어 있기 때문에, 잡음 공분산 행렬(noise covariance matrix) C는 대각행렬이다. 분산
Figure 112004027837678-pct00018
은 관측 결과
Figure 112004027837678-pct00019
과 관련된 잡음 분산(noise variance)이다. 수학식 5는 수학식 6으로 고쳐 쓸 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00020
Figure 112004027837678-pct00021
와
Figure 112004027837678-pct00022
가 각각 i번째 안테나와 관련된 미등화된 FFT 출력 샘플과 채널 응답을 나타내는 것으로 하면, 수학식 6은 수학식 7로서 고쳐 쓸 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00023
수학식 7에서는,
Figure 112004027837678-pct00024
가
Figure 112004027837678-pct00025
로 치환되었다. 이와 같이, 각각의 관측 결과는 대응하는 안테나에 대한 채널 응답
Figure 112004027837678-pct00026
의 복소 공액으로 가중된다. 따라서, 채널 응답
Figure 112004027837678-pct00027
를 포함함으로써, 이하에 보다 상세히 기술하는 바와 같이 등화는 소프트 역매핑 기능과 결합하여 수행될 수 있다. 마지막으로, 소프트 결정은 수학식 8의 확장된 로그 확률(scaled log likelihood)로서 정의될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00028
수학식 7 및 수학식 8에서, 소프트 결정을 생성할 로그 확률의 계산은 미등화된 관측 결과 샘플
Figure 112004027837678-pct00029
에 기초하고 있다. 기본적으로 관련 주파수 빈(frequency bin)에 대해
Figure 112004027837678-pct00030
를 채널 응답
Figure 112004027837678-pct00031
로 나누는 동작인 주파수 등화(frequency equalization)는 상기 수학식 7에 내재되어 있다. 이러한 의미에서, 수학식 7 및 수학식 8은 등화 및 소프트 역매핑의 결합 연산을 나타낸다. 즉, 등화 및 소프트 역매핑이 독립적으로 수행되는 것이 아니라 등화와 밀접하게 연관된 공통의 역매핑 함수 세트를 사용하여 결합하여 수행될 수 있다. 유리하게는, 이 특징은 하드웨어 및 프로세싱 오버헤드의 공유를 가능하게 해주며, 따라서 무선 통신 장치(16)의 무선 수신기 구성요소 내에서의 크기, 복잡도 및 비용을 감축시켜준다.
디코딩을 위해 사용되는 소프트 비터비 알고리즘에서의 분기 메트릭(branch metric)은 수학식 9로 표현된 적절한 디인터리빙(deinterleaving) 후에 M개의 연속적인 소프트 결정을 단순히 합산함으로써 획득될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00032
여기서,
Figure 112004027837678-pct00033
는 디인터리빙된 비트를 나타낸다. LLR의 임의적인 확장은, 그 확장이 전체 비트 시퀀스에 걸쳐 일관성이 있는 한, 비터비 디코딩 동작에 영향을 주지 않음에 유의한다. 수학식 8의 로그 확률의 이러한 특정의 확장은 그 확장이 최종 표현식을 단순화시키는 경향이 있기 때문에 선택될 수 있다. 게다가, 확장이 없는 로그 확률(수학식 8)은 유한 정밀도 구현에서 다이나믹 레인지 활용을 개선시킬 수 있다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 여러가지 실시예들에 따라 QAM 심볼 코딩에 사용될 수 있는 일반적인 그레이 코딩된 QAM 성상을 나타내는 그래프이다. 예를 들 어, 도 3은 BPSK 심볼 성상을 나타낸 것이다. 도 4는 4-QAM 코딩의 심볼 성상을 나타낸 것이고, 도 5는 16-QAM 코딩의 심볼 성상을 나타낸 것이며, 도 6은 64-QAM 코딩의 심볼 성상을 나타낸 것이다. 256-QAM 및 1024-QAM 등의 보다 고차의 QAM 코딩의 경우, 신호 성상은 각각 이하의 표 1 및 표 2에 테이블로 나타내었다.
256-QAM 매핑
코딩된 비트(b1,b2,b3,b4) 실수부 코딩된 비트(b5,b6,b7,b8) 허수부
Figure 112004027837678-pct00034
Figure 112004027837678-pct00035
Figure 112004027837678-pct00036
Figure 112004027837678-pct00037
1024-QAM 매핑
코딩된 비트(b1,b2,b3,b4,b5) 실수부 코딩된 비트(b6,b7,b8,b9,b10) 허수부
Figure 112004027837678-pct00038
Figure 112004027837678-pct00039
Figure 112004027837678-pct00040
Figure 112004027837678-pct00041
코딩된 비트는 QAM 심볼의 실수 성분과 허수 성분에 독립적으로 매핑된다. 예를 들어, 64-QAM의 경우, 처음 3 비트
Figure 112004027837678-pct00042
는 QAM 심볼의 실수부를 결정하고, 나머지 3 비트
Figure 112004027837678-pct00043
는 QAM 심볼의 허수부를 결정한다. 이러한 유형의 그레이 코딩된 QAM에 있어서,
Figure 112004027837678-pct00044
과 관련된 QAM 심볼을
Figure 112004027837678-pct00045
와 관련된 QAM 심볼과 분리시키는 경계선, 즉 인접 비트간 결정 경계(inter-bit decision boundary)는 임의의 l에 대해 수평 또는 수직 중 어느 하나이다. 또한 이들 결정 경계가 수평일 경우, 상기 수학식 3 및 수학식 4의 목적상, "가장 가까운" 심볼
Figure 112004027837678-pct00046
과
Figure 112004027837678-pct00047
은 공통의 실수(수평) 성분을 공유하고 단지 그의 허수 성분만이 다르다는 것을 알 수 있다. 이와 마찬가지로, 경계가 수직일 경우,
Figure 112004027837678-pct00048
과
Figure 112004027837678-pct00049
는 동일한 허수(수직) 성분을 공유한다.
유리하게도, 소프트 역매핑 기술은 복잡도 감축을 위해 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초할 수 있다. 상기 수학식 8에서 유리하게도 소프트 결정
Figure 112004027837678-pct00050
이
Figure 112004027837678-pct00051
또는
Figure 112004027837678-pct00052
중 어느 하나의 구간별 선형 함수로서 주어져 있다는 것을 알 수 있다. 따라서, 소프트 역매핑 기술은 합성 관측 결과의 실수 및 허수 성분과 채널 응답의 합성 에너지에 기초하여 구간별 선형 함수를 적용할 수 있다. 주어진 비트
Figure 112004027837678-pct00053
의 경우, 함수
Figure 112004027837678-pct00054
의 기울기의 절대값은
Figure 112004027837678-pct00055
또는
Figure 112004027837678-pct00056
의 함수로서 변화할 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00057
와
Figure 112004027837678-pct00058
를 경계선 근방에 있는 것으로 제한함으로써 또 다른 복잡도 감축 근사화가 수학식 8에 대해 행해질 수 있다. "가장 가까운" 심볼
Figure 112004027837678-pct00059
와
Figure 112004027837678-pct00060
이 가장 가까운 경계선에 가장 근접한 심볼로부터만 선택되는 경우,
Figure 112004027837678-pct00061
에서의 기울기의 절대값은 주어진 비트
Figure 112004027837678-pct00062
에 대해 고정된 채로 있으며, 구현의 복잡도를 추가로 감축시킨다. 따라서, 소프트 역매핑 규칙은 전송 심볼 내의 관련 비트값과 연관된 최소 거리 심볼(minimum distance symbol)
Figure 112004027837678-pct00063
와
Figure 112004027837678-pct00064
에 기초할 수 있다.
예시적인 일례의 경우, 도 2의 예에 도시한 바와 같이 16-QAM 코딩 및 2개의 수신 안테나를 생각해보자. 도 5에 도시한 성상에서,
Figure 112004027837678-pct00065
과 관련된 심볼을
Figure 112004027837678-pct00066
와 관련된 심볼로부터 분리시키는 경계선은 원점을 지나는 수직선이다. 경계가 수직이기 때문에,
Figure 112004027837678-pct00067
와
Figure 112004027837678-pct00068
의 허수(수직) 성분은 동일하고 따라서 하는 일이 없다. 결과적으로, 경계 근방의 심볼들을 중심으로 살펴보면, 단순히
Figure 112004027837678-pct00069
및
Figure 112004027837678-pct00070
으로 설정하는 것이 가능하다. 수학식 8에서 이들 값으로 치환하면, 수학식 10이 되고,
Figure 112004027837678-pct00071
근사값을 무시하면, 수학식 8은 수학식 11로 고쳐 쓸 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00072
16-QAM 경우
Figure 112004027837678-pct00073
에 대한 이 소프트 결정 규칙은 도 7에 도시되어 있다. 제2 비트
Figure 112004027837678-pct00074
의 경우, 역시 도 7에 도시한 바와 같이 경계는 +2와 -2에 형성되어 있다. +2 경계에 근접한 영역의 경우, 즉
Figure 112004027837678-pct00075
인 경우, 다시 허수 성분을 무시하면
Figure 112004027837678-pct00076
및
Figure 112004027837678-pct00077
으로 설정할 수 있다. -2 경계에 근접한 영역의 경우, 즉
Figure 112004027837678-pct00078
인 경우,
Figure 112004027837678-pct00079
및
Figure 112004027837678-pct00080
으로 설정할 수 있다. 그러면, 수학식 8은 수학식 12로 된다.
Figure 112004027837678-pct00081
Figure 112004027837678-pct00082
Figure 112004027837678-pct00083
여기서,
Figure 112004027837678-pct00084
이다.
Figure 112004027837678-pct00085
의 경계선은 원점을 지나는 수평선으로서 형성된다. 공통의 실수 성분을 무시하면, 경계를 중심으로 가장 가까운 심볼은
Figure 112004027837678-pct00086
와
Figure 112004027837678-pct00087
이다. 수학식 8에서 이들 값으로 치환하고 수학식 14를 대입하면,
Figure 112004027837678-pct00088
이하의 수학식 15가 얻어진다.
Figure 112004027837678-pct00089
이와 유사한 단계를 밟으면, 수학식 16을 얻을 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00090
Figure 112004027837678-pct00091
Figure 112004027837678-pct00092
등화된 신호를 갖는 단일 안테나에 대해 유사한 소프트 결정 규칙이 적용될 수 있다. 복잡도 감축을 위해, 최소 거리 심볼은 인접 심볼간 결정 경계로부터 소정의 거리 내에 있는 것으로 추가적으로 제한될 수 있다. 가장 가까운 심볼이 경계에 근접한 것으로 제한되지 않은 경우, 얼마간 더 복잡하지만 약간 개선된, 제1 비트에 대한 소프트 결정 규칙이 수학식 17과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00093
Figure 112004027837678-pct00094
여기서, 제2 영역에 대해
Figure 112004027837678-pct00095
및
Figure 112004027837678-pct00096
이고, 제3 영역에 대해
Figure 112004027837678-pct00097
및
Figure 112004027837678-pct00098
이다. 이와 유사하게, 제3 비트
Figure 112004027837678-pct00099
에 대해, 소프트 결정 규칙은 이하의 수학식 18과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00100
Figure 112004027837678-pct00101
여기서, 가장 가까운 심볼은 제2 영역에 대해
Figure 112004027837678-pct00102
및
Figure 112004027837678-pct00103
로 설정되고, 제3 영역에 대해
Figure 112004027837678-pct00104
및
Figure 112004027837678-pct00105
으로 설정된다. 동일한 단계를 밟으면, 64-QAM에 대한 소프트 결정이 도 8에 도시한 바와 같이 얻어질 수 있다. 상기 예에서, 후속하여 계산되는 비트, 즉 비트 n에 대한 소프트 결정은 이전에 계산된 소프트 결정, 비트 n-1로부터 재귀적으로 계산될 수 있다는 것에 유의해야 한다.
도 9는 QAM 인코딩의 최저 차수 형태인 BPSK 인코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛(28)을 나타낸 블록도이다. 소프트 역매핑 유닛(28)은 전술한 바와 같이 소프트 결정 규칙을 적용하도록 구성될 수 있다. 도 9의 예가 수신 다이버시티를 위한 2개의 수신 안테나(18A, 18B)를 갖는 무선 통신 장치(16)에 관한 것이지만, 본 발명은 임의의 수의 다중 안테나로 용이하게 확장될 수 있다. 도 9에 도시한 바와 같이, 제1 및 제2 FFT 유닛(30A, 30B)은 안테나(18A, 18B)로부터 각각 제1 및 제2 RF 신호
Figure 112004027837678-pct00106
및
Figure 112004027837678-pct00107
를 수신한다. FFT 유닛(30A, 30B)은 착신 RF 신호
Figure 112004027837678-pct00108
및
Figure 112004027837678-pct00109
를 복조하여 각각 복조된 신호
Figure 112004027837678-pct00110
및
Figure 112004027837678-pct00111
를 제공하는 FFT 출력을 생성한다.
도 9의 예에서 BPSK의 경우, 소프트 결정은 간단히 수학식 19와 같이 된다.
Figure 112004027837678-pct00112
소프트 역매핑기 유닛(28) 내에서, 곱셈기(36A, 36B)는 복조된 신호
Figure 112004027837678-pct00113
및
Figure 112004027837678-pct00114
를 각각 채널 이득 계수
Figure 112004027837678-pct00115
및
Figure 112004027837678-pct00116
로 등화한다. 신호 합성기(38)는 곱셈기(36A, 36B)에 의해 생성된 등화된 신호를 합성한다. 구성요소(40)는 합성된 신호의 실수 성분을 추출하고 소프트 결정
Figure 112004027837678-pct00117
을 생성하기 위해 전술한 바와 같이 규칙을 적용한다. 소프트 결정
Figure 112004027837678-pct00118
은 디인터리버(32)에 적용되며, 이 디인터리버(32)는 비터비 콘벌루션 디코더(34)에서 사용하기 위한 분기 메트릭을 계산하는 데 사용될 수 있는 디인터리빙된 소프트 결정을 생성한다. 주목할 만한 것은 등화 및 채널 신호 대 잡음비(SNR)에 의한 가중을 위한 별도의 하드웨어가 필요가 없다는 것이다. 그 대신에, 등화는 소프트 역매핑 기능을 수행하는 데 사용되는 하드웨어와 통합된다. 따라서, OFDM 복조기[FFT(34A, 34B)], 디인터리버(30) 및 비터비 디코더(32)는 도 9에 함께 도시되어 있다. 그렇지만, 이하의 도 10 내지 도 14와 관련하여 설명되는 다른 매핑 방법의 경우, 간명함을 위해 적용가능 소프트 역매핑기만이 도시되어 있다. 도 10 내지 도 14의 예에서, FFT 유닛(34A, 34B), 디 인터리버(30) 및 비터비 디코더(32)는 실질적으로 도 9에 도시한 바와 같이 제공될 수 있다.
도 10은 4-QAM 인코딩을 위한 예시적인 소프트 역매핑 유닛(42)를 나타낸 블록도이다. 4-QAM 매핑에 있어서, 코딩된 비트
Figure 112004027837678-pct00119
및
Figure 112004027837678-pct00120
는 이하의 수학식 20 및 수학식 21과 같이 각각 심볼의 실수부와 허수부에 매핑된다.
Figure 112004027837678-pct00121
Figure 112004027837678-pct00122
도 11은 16-QAM 인코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛(44)를 나타내는 블록도이다. 16-QAM 매핑에 있어서, 코딩된 비트 시퀀스
Figure 112004027837678-pct00123
는 심볼의 실수부에 매핑되고
Figure 112004027837678-pct00124
는 허수부에 매핑된다. 소프트 역매핑 기술은 예를 들어 수학식 8과 관련하여 전술한 바와 같은 복잡도 감축을 위해 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초한 소프트 역매핑 규칙에 따라 합성 관측 결과에 대한 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 것을 필요로 할 수 있다. 기술하는 바와 같이, 소프트 역매핑 규칙은 전송 심볼 내의 관련 비트에 연관된 최소 거리 심볼에 기초할 수 있다. 최소 거리 심볼은 특정의 결정 경계에 가장 근접한 심볼을 말할 수 있다. 게다가, 최소 거리 심볼은 관련 결정 경계 근방에 있는 것으로, 즉 결정 경 계로부터 소정의 거리 내에 있는 것으로 추가로 제한될 수 있다. 예로서, 복잡도 감축을 위해, 소프트 결정은 이하의 수학식 22 내지 수학식 25와 같이 구간별 결정 규칙(piecewise decision rule)에 따라 결정될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00125
Figure 112004027837678-pct00126
Figure 112004027837678-pct00127
Figure 112004027837678-pct00128
Figure 112004027837678-pct00129
Figure 112004027837678-pct00130
Figure 112004027837678-pct00131
Figure 112004027837678-pct00132
Figure 112004027837678-pct00133
Figure 112004027837678-pct00134
도 12는 64-QAM 인코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛(46)을 나타내는 블록도이다. 64-QAM의 경우, 코딩된 비트 시퀀스
Figure 112004027837678-pct00135
는 심볼의 실수부에 매핑되고, 코딩된 비트 시퀀스
Figure 112004027837678-pct00136
는 허수부에 매핑된다. 소프트 결정은 이하의 수학 식 26 내지 수학식 31과 같이 구간별 함수(piecewise function)에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00137
Figure 112004027837678-pct00138
Figure 112004027837678-pct00139
Figure 112004027837678-pct00140
Figure 112004027837678-pct00141
Figure 112004027837678-pct00142
Figure 112004027837678-pct00143
Figure 112004027837678-pct00144
Figure 112004027837678-pct00145
Figure 112004027837678-pct00146
Figure 112004027837678-pct00147
Figure 112004027837678-pct00148
Figure 112004027837678-pct00149
Figure 112004027837678-pct00150
Figure 112004027837678-pct00151
Figure 112004027837678-pct00152
Figure 112004027837678-pct00153
Figure 112004027837678-pct00154
도 13은 256-QAM 인코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛(48)을 나타내는 블록도이다. 256-QAM 인코딩에 있어서, 도 12를 참조하여 전술한 절차를 따를 수 있다. 256-QAM 코딩에 대한 소프트 결정은 이하의 수학식 32 내지 수학식 39와 같이 표현된다.
Figure 112004027837678-pct00155
Figure 112004027837678-pct00156
Figure 112004027837678-pct00157
Figure 112004027837678-pct00158
Figure 112004027837678-pct00159
Figure 112004027837678-pct00160
Figure 112004027837678-pct00161
Figure 112004027837678-pct00162
도 14는 1024-QAM 인코딩을 위한 소프트 역매핑 유닛(50)을 나타내는 블록도이다. 1024-QAM에 있어서, 1024-QAM에 대한 소프트 결정은 이하의 수학식 40 내지 수학식 49와 같이 표현된다.
Figure 112004027837678-pct00163
Figure 112004027837678-pct00164
Figure 112004027837678-pct00165
Figure 112004027837678-pct00166
Figure 112004027837678-pct00167
Figure 112004027837678-pct00168
Figure 112004027837678-pct00169
Figure 112004027837678-pct00170
Figure 112004027837678-pct00171
Figure 112004027837678-pct00172
이제부터 본 명세서에 기술된 수신 다이버시티 구성을 포함하는 무선 통신 장치의 위상 에러 추정기에 대해 설명한다. OFDM 수신기는 일반적으로 반송파 복 원 및 수신 신호의 샘플링에 필요한 모든 클록을 도출하기 위해 단일 클록 소스를 사용한다. 이와 유사하게, OFDM 송신기의 클록은 일반적으로 단일 클록 소스로부터 도출된다. 이 경우, 반송파 및 샘플러 둘다에 존재하는 위상 에러는 다이버시티 경로에 걸쳐 변하지 않는다. 반송파 및 샘플링 위상 에러를 포함하여, OFDM 시스템에 있는 FFT 유닛의 출력에서의 복조된 신호(관측 결과 샘플)
Figure 112004027837678-pct00173
는 이하의 수학식 50에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00174
여기서,
Figure 112004027837678-pct00175
은 n번째 부반송파를 통한 전송 심볼이고,
Figure 112004027837678-pct00176
는 n번째 부반송파와 i번째 다이버시티 경로의 채널 응답이며,
Figure 112004027837678-pct00177
는 반송파 위상 에러이고,
Figure 112004027837678-pct00178
는 샘플러 위상 에러(sampler phase error)이며,
Figure 112004027837678-pct00179
는 위상 회전된 잡음 샘플(phase rotated noise sample)이다. 수학식 50에서 단지 하나의 심볼만이 고려되어 있는 것에 유의한다. 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00180
및
Figure 112004027837678-pct00181
는 서로 다른 수신 다이버시티 경로에서 동일하게 유지된다.
수학식 50의 양변을
Figure 112004027837678-pct00182
으로 곱하고 그 결과를 다이버시티 경로에 걸쳐 합산하면 이하의 수학식 51이 얻어진다.
Figure 112004027837678-pct00183
여기서,
Figure 112004027837678-pct00184
이다. 본 발명에 따르면, 위상 에러 추정기는 비터비 알고리즘의 소프트 디매핑기 유닛에 사용되는 하드웨어를 공유할 수 있다. 수학식 51로부터, 위상 에러는 수학식 52로서 추정될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00185
Figure 112004027837678-pct00186
및
Figure 112004027837678-pct00187
을 수신기가 모르고 있는 경우, 수신된 신호에 기초한 채널 응답 및 전송 심볼의 추정치는 각각
Figure 112004027837678-pct00188
및
Figure 112004027837678-pct00189
에 대해 사용될 수 있다. 위상 에러는 일반적으로 수학식 52에서의 각도가 인자의 허수부를 실수부로 나눔으로써 근사화될 수 있도록 작다.
Figure 112004027837678-pct00190
위상 에러의 각 성분은 이하의 수학식 54 및 수학식 55에 표현되어 있는 바와 같이 부반송파 전체에 걸쳐 수학식 53의 평균을 구함으로써 추정될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00191
Figure 112004027837678-pct00192
개별적인 부반송파와 관련된 위상 에러의 상기 평균을 구하는 것(합산을 구하는 것)은 위상 에러 계산에 수반되는 하드웨어를 절감하거나 지연 시간을 감축시키기 위해 선택적으로 행해질 수 있다. 특히, 파일럿 톤(pilot tone) 등의 알고 있는 전송 심볼이 있는 경우, 이들 톤의 위상 에러가 위상 에러의 계산에 사용될 수 있다.
수학식 55에서의 위상 에러 추정은 부반송파 및 다이버시티 경로와 관련된 채널 SNR을 고려할 필요가 없다. 채널 잡음이 부가 백색 가우시안(additive white Gaussian)인 것으로 가정하면, i번째 다이버시티 경로의 부반송파 n의 SNR은
Figure 112004027837678-pct00193
에 비례한다. 다이버시티 경로에 걸친 합성 SNR도 또한
Figure 112004027837678-pct00194
에 비례한다. 수학식 54 및 수학식 55로 표현된 위상 에러 추정기의 성능은 이하의 수학식 56 및 수학식 57에 표현된 바와 같이 개별적인 위상 에러 추정치를 합성 SNR로 가중함으로써 향상될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00195
Figure 112004027837678-pct00196
여기서,
Figure 112004027837678-pct00197
이다. 부반송파 위상 에러의 쌍이 개별적인 반송파 및 샘플러 위상 에러 성분을 추정하는 데 사용되기 때문에, 가중하는 것은 이하의 수학식 58 및 수학식 59에서와 같이 구간별로 적용될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00198
Figure 112004027837678-pct00199
여기서,
Figure 112004027837678-pct00200
이고
Figure 112004027837678-pct00201
이다.
위상 에러는 정상 동작 조건 하에서는 작다. 이 경우,
Figure 112004027837678-pct00202
의 허수부는 실수부보다 훨씬 더 작다. 실제 위상 에러에 비례하는 위상 에러 추정치는 수학식 60 및 수학식 61에 의해 얻어질 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00203
Figure 112004027837678-pct00204
실제로, 반송파 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00205
는 샘플링 위상 에러 성분을 제거하고 잔류 부반송파 위상 에러(residual subcarrier phase error)의 평균을 구함으로써 추정될 수 있다. 샘플링 위상 에러로 인한 부반송파 'n'의 위상 편이 크기는 상보적 부반송파 '-n', 즉 상보적 부반송파에 대한 것과 동일한 크기다. 그렇지만, 상보적 부반송파 쌍 'n'과 '-n'에 대한 위상 편이의 부호는 서로 반대이다. 상보적 부반송파 'n'과 '-n'에 대응하는 2개의 부반송파 위상 에러를 가산함으로써, 샘플링 위상 에러로 인한 위상 편이가 제거될 수 있다.
또한, 샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00206
는 반송파 위상 에러 성분을 제거하고 잔류 부반송파 위상 에러의 평균을 구함으로써 추정될 수 있다. 반송파 위상 에러로 인한 위상 편이는 부반송파 전체에 걸쳐 동일하다. 임의의 2개의 부반송파 위상 에러의 차를 구함으로써, 반송파 위상 에러로 인한 위상 편이가 제거될 수 있다. 차를 구한 이후에 최대 잔류 위상 에러를 획득하기 위해, 차를 구하기 위해 택한 2개의 부반송파는 최대로 분리되어야만 한다. [-N/2, N/2]의 범위에서 인덱싱되어 있는 부반송파에 있어서, 상보성 부반송파 쌍은 (-N/2, 1), (-N/2+1, 2), ..., (-1, N/2)로서 형성될 수 있으며, 여기서 각 쌍은 N/2+1의 인덱스 차를 갖는다.
상기 위상 에러 추정식인 수학식 56, 수학식 57, 수학식 58, 수학식 59, 수학식 60 및 수학식 61에 있어서, 가중 인자는 하드웨어 복잡도를 감축시키기 위해 양자화될 수 있다. 예를 들어, 변하는 n에 대한 가중 인자
Figure 112004027837678-pct00207
는 2의 거듭 제곱 값에 가장 가까운 값으로 양자화될 수 있다. 추정식인 수학식 54 및 수학식 55는 또한 이하의 수학식 62 및 수학식 63으로 수정될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00208
Figure 112004027837678-pct00209
위상 에러 검출기의 성능은 전송 신호의 전력
Figure 112004027837678-pct00210
을 평균 계산 프로세스에 포함시킴으로써 추가로 향상될 수 있다. 변동하는 전송 신호 전력에 대한 위상 에러 추정치의 정확도에 대한 잡음 효과를 검사하기 위해, 채널 응답 및 잡음이 2개의 관측된 신호
Figure 112004027837678-pct00211
및
Figure 112004027837678-pct00212
에 대해 동일하고, 위상 에러가 0이며 전송 신호만이 서로 다른 것으로 가정한다. 구체적으로 말하면,
Figure 112004027837678-pct00213
이고,
Figure 112004027837678-pct00214
이며,
Figure 112004027837678-pct00215
이고,
Figure 112004027837678-pct00216
이다. 그 다음에,
Figure 112004027837678-pct00217
인 경우, 계산된 위상 에러 사이의 이하의 수학식 64의 관계가 2개의 부반송파에 대해 항상 성립한다.
Figure 112004027837678-pct00218
Figure 112004027837678-pct00219
인 것으로 가정하면, 수학식 64는 수학식 65로 된다.
Figure 112004027837678-pct00220
일반성을 상실하지 않고,
Figure 112004027837678-pct00221
인 것으로 가정할 수 있다. 그러면, 수학식 65는 수학식 66으로 된다.
Figure 112004027837678-pct00222
제1 신호에 대한
Figure 112004027837678-pct00223
의 크기가 제2 신호에 대한
Figure 112004027837678-pct00224
의 크기보다 더 크기 때문에, 동일한 잡음
Figure 112004027837678-pct00225
에 대해, 상기 수학식 66의 관계는 항상 성립한다. 결론적으로, 전송 신호 전력이 작을수록, 위상 추정치는 잡음에 더 민감하다.
잡음이 많은 채널 조건 하에서 위상 에러 추정치를 개선하기 위해, 작은 전력을 갖는 그 전송 신호가 위상 에러 계산으로부터 제거될 수 있다. 이것은 추정된 전송 신호
Figure 112004027837678-pct00226
가 작은 전력을 갖는 경우 이를 0으로 설정함으로써 간단하게 구현될 수 있다. 예로서, 256 QAM의 경우, 추정된 전송 신호
Figure 112004027837678-pct00227
가
Figure 112004027837678-pct00228
중 하나인 경우, 추정치는
Figure 112004027837678-pct00229
로 설정된다. 이와 마찬가지로, 64 QAM의 경우, 추정된 전송 신호
Figure 112004027837678-pct00230
가
Figure 112004027837678-pct00231
중 하나인 경우
Figure 112004027837678-pct00232
은 0으로 설정된다. 각도 연산기(angle operator)는 실수부 및 허수부 둘다에 대해 입력 0에 대해 각도 0을 출력해야만 한다. 이러한 설정에서, 64 QAM 및 256 QAM 코딩 둘다는 위상 에러 계산에서 신호 성상점(signal constellation point)의 6.25%를 사용하지 않는다.
IEEE 802.11a 표준에 따라, 4개의 파일럿 톤이 BPSK에 의해 변조된다. 파일럿 톤은 본 명세서에 기술된 구현에 의해 영향을 받지 않는다. IEEE 802.11a 응용의 경우, 전송 신호 중 어느 것도 작은 전력 레벨로 인해 위상 에러 계산에 사용되지 않는 극단적인 상황에서조차도, 위상 에러 계산에 적어도 4개의 파일럿 톤이 사용된다. 게다가, 작은 전력 레벨을 갖는 신호들 모두를 전송할 확률은 아주 낮다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 영역 보정을 갖는 위상 동기 루프(55)를 나타낸 블록도이다. 도 15에 도시한 바와 같이, 위상 동기 루프(55)는 수신 다이버시티 안테나(18A, 18B)를 통해 수신된 다중 신호
Figure 112004027837678-pct00233
및
Figure 112004027837678-pct00234
에 대응하는 다수의 샘플링 및 복조 경로를 포함한다. 디지털 위상 동기 루프(55)는 각각의 신호를 일부분씩 또는 블록 단위로 복조한다. 샘플러(sampler)(도 15에 도시되어 있지 않음)는 복조를 위한 각 신호
Figure 112004027837678-pct00235
및
Figure 112004027837678-pct00236
내의 블록들을 분할한다. 샘플러는 일반적으로 수신된 아날로그 반송파 신호들 각각을 디지털 반송파 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기를 포함한다.
샘플러는 샘플링 윈도우(sampling window)(56, 58) 동안 각각 개별적인 시간 영역 신호
Figure 112004027837678-pct00237
및
Figure 112004027837678-pct00238
의 복수의 샘플을 취한다. 샘플링 윈도우(56, 58)는 불 연속한 기간 동안 "열린" 상태(open)로 있으며, 그 기간 동안 수신된 시간 영역 신호의 일정 수의 샘플이 특정의 샘플링 레이트(sampling rate)로 취해질 수 있다. 샘플들 사이의 기간이 "샘플링 주기"(sampling period)이며, 모든 샘플링 주기의 합이 개별적인 샘플링 윈도우(56, 58)의 기간과 같다. 샘플링 주기의 길이는 샘플링 클록에 의해 제어되며, 이 샘플링 클록은 또한 샘플링 레이트도 결정한다. 샘플링 클록은 이하에 기술하는 바와 같이 진상(advanced)으로 되거나 지상(delayed)으로 될 수 있다.
각각의 윈도우(56, 58)에서 샘플링된 신호는 주파수 영역에서의 처리를 위해 개별적인 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(60)으로 전달되는 시퀀스를 정의한다. 도 15의 예에서, 위상 보정 블록(68, 70)은 수신 신호에
Figure 112004027837678-pct00239
을 곱하며, 여기에서
Figure 112004027837678-pct00240
및
Figure 112004027837678-pct00241
는 각각 저역 통과 필터링되어 누적된 위상 에러 추정치
Figure 112004027837678-pct00242
및
Figure 112004027837678-pct00243
이다. 따라서, 각각의 위상 보정 블록(68, 70)은 추정된 위상 에러에 기초하여 후속하는 관측 결과 샘플에 대해 2가지 서로 다른 형태의 위상 보정을 수행한다. 한 형태의 위상 에러가 반송파 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00244
이고, 이는 송신기 반송파 주파수와 수신기의 자주 발진기(free-running oscillator) 주파수 간의 불일치(discrepancy)에 의해 생기는 것이다. 반송파 위상 에러는 반송파에 의해 전달될 수 있는 모든 신호의 복조에 영향을 미치며, 그 신호들에 똑같이 영향을 미친다. 제2 형태의 위상 에러는 샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00245
이며, 이는 송신기와 수신기 의 샘플링 주파수 사이의 불일치에 의해 생기는 것이다. 샘플링 위상 에러는 모든 신호에 똑같이 영향을 주지는 않는다. 오히려, 샘플링 위상 에러의 정도는 복원될 신호의 부반송파 빈(sub-carrier bin)에 의존한다.
샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00246
를 보상하기 위해, 각각의 위상 보정 블록(68, 70)은 개별적인 샘플링 윈도우(56, 58)를 조정하기 위해 입력 신호에
Figure 112004027837678-pct00247
를 곱한다. 보정될 샘플링 위상이
Figure 112004027837678-pct00248
보다 크거나
Figure 112004027837678-pct00249
보다 작은 경우, 윈도우 위치는 각각 후방으로 또는 전방으로 한 샘플만큼 이동되고, 보정될 위상은 각각
Figure 112004027837678-pct00250
또는
Figure 112004027837678-pct00251
만큼 가산된다. 반송파 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00252
를 보상하기 위해, 위상 보정 블록(68, 70)은 입력 신호에
Figure 112004027837678-pct00253
를 곱한다. 위상 에러 추정기(74)는 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00254
및
Figure 112004027837678-pct00255
를 발생한다. 루프 필터(76, 78)는 각각 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00256
및
Figure 112004027837678-pct00257
의 빠르게 변동하는 위상 에러 성분을 제거하기 위해 저역 통과 특성을 갖는다.
전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator, VCO)(80, 82)는 각각 루프 필터(76, 78)로부터 필터링된 출력 신호를 수신한다. 루프 필터(76, 78) 및 VCO 요소(80, 82)는 독립적으로 동작하지만, 실질적으로 유사한 방식으로 동작할 수 있다. 루프 필터/VCO 요소(50, 54)는 위상 에러 추정기(74)로부터 각각
Figure 112004027837678-pct00258
로 표기된 추정된 순간 반송파 위상 에러 및
Figure 112004027837678-pct00259
로 표기된 추정된 순간 샘플링 위상 에러를 수신한다. VCO(80, 82)는 입력 신호의 누적을 수행하는 아날로그 대응부분 의 디지털 에뮬레이터(digital emulator)로서 기능하고, 저역 통과 필터 및 누적된 위상 에러 신호
Figure 112004027837678-pct00260
및
Figure 112004027837678-pct00261
를 위상 보정 블록(68, 70)에 적용한다.
채널 추정 블록(64, 66)은 각각 신호
Figure 112004027837678-pct00262
및
Figure 112004027837678-pct00263
를 전달하는 각각의 전송 채널에 대한 채널 응답의 추정치를 제공한다. 분기 메트릭 계산기(branch metric calculator)(72)는 위상 보정 블록(68, 70)에 의해 생성된 위상 보정된 시퀀스 및 채널 추정기(64, 66)에 의해 생성된 채널 추정값에 기초하여 소프트 결정 출력 코드
Figure 112004027837678-pct00264
를 생성한다. 슬라이서 블록(slicer block)(84)은 분기 메트릭 계산기(72)에 의해 생성된 코딩된 전송 비트(transmitted coded bit)에 기초하여 하드 결정(hard decision)을 생성한다. 이어서, 매핑 블록(86)은 유한개의 비트를 코딩된 비트로부터 전송 심볼로 변환한다. 따라서, 매핑 블록(86)의 출력은 전송 심볼의 추정치이다. 위상 에러 추정기(74)는 매핑 요소(86)로부터의 추정된 전송 심볼 및 분기 메트릭 계산기(72)로부터의 결합 위상 보정되고 등화된 신호
Figure 112004027837678-pct00265
을 수신하고, 샘플링 및 반송파 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00266
및
Figure 112004027837678-pct00267
를 생성한다. 따라서, 위상 에러 추정기(74)는 분기 메트릭 계산기(72)의 출력에 응답한다는 의미에서 소프트 결정-지향 위상 에러 추정기(soft decision-directed phase error estimator)라고 말할 수 있다. 위상 에러 추정기(74)의 구조 및 기능에 대해서는 이하에서 보다 상세히 기술할 것이다.
전술한 바와 같이, 샘플링 위상 에러를 추적하는 루프 필터(76) 및 VCO(80)는 부가의 기능을 포함할 수 있다. 구체적으로 설명하면, 루프 필터(76) 및 VCO(80)는 윈도우(56, 58)를 조정하기 위해 추정된 샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00268
를 적용하는 윈도우 조정 회로를 포함하도록 구성될 수 있다.
Figure 112004027837678-pct00269
가
Figure 112004027837678-pct00270
라디안보다 크거나
Figure 112004027837678-pct00271
라디안보다 작은 경우, 샘플링 윈도우(56, 58)를 조정하기 위해 진상/지상 신호(83)가 생성된다.
Figure 112004027837678-pct00272
가
Figure 112004027837678-pct00273
보다 큰 경우, 윈도우(56, 58)는 한 샘플링 주기만큼 지상(lag)으로 되고,
Figure 112004027837678-pct00274
는
Figure 112004027837678-pct00275
으로 설정된다.
Figure 112004027837678-pct00276
가
Figure 112004027837678-pct00277
보다 작은 경우, 윈도우(56, 58)는 다른쪽 방향으로 한 샘플링 주기 만큼 조정되고,
Figure 112004027837678-pct00278
는
Figure 112004027837678-pct00279
로 설정된다. 이와 같이,
Figure 112004027837678-pct00280
는
Figure 112004027837678-pct00281
라디안과
Figure 112004027837678-pct00282
라디안 사이에 있다.
샘플링 윈도우(56, 58)에서 취해진 샘플의 개수는 변하지 않지만, 윈도우는 각각의 조정에서 한 샘플링 주기만큼 진상 또는 지상으로 된다. 즉, 윈도우 조정은 시간 영역에서 수행된다. 샘플러는 진상/지상 신호(83)에 응답하는 증감 제어기(increment/decrement controller)를 포함할 수 있다. 주목할 만한 것은 윈도우 조정이
Figure 112004027837678-pct00283
를
Figure 112004027837678-pct00284
라디안과
Figure 112004027837678-pct00285
라디안 사이에 유지할 필요가 있는 경우 수행되며 반드시 각 샘플링 후에 수행되어야 하는 것은 아니라는 것이다. 윈도우 조정의 효과는 FFT(60,62)와 관련된 어떤 시간 지연을 가지고 위상 보정 요소(68, 70)의 입력에서 관측되기 때문에, 위상 보정 요소(68, 70)에 공급되는 샘플링 위상 에러 추정치는 동일한 지연을 갖게
Figure 112004027837678-pct00286
또는
Figure 112004027837678-pct00287
중 어느 하나로 조정될 수 있다.
도 16은 시간 및 주파수 영역 보정을 갖는 대안적인 위상 동기 루프(88)를 나타낸 블록도이다. 위상 동기 루프(88)는 도 15의 위상 동기 루프(55)와 거의 일치한다. 그렇지만, 반송파 및 샘플링 위상 에러 보정 기능이 분리되어 있다. 구체적으로 설명하면, 위상 에러 추정기(74)는 도 15에서와 같이 샘플링 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00288
및 반송파 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00289
을 생성하도록 구성되어 있다. 그렇지만, 루프 필터(78) 및 VOC(82)는 저역 통과 필터링된 반송파 위상 에러 값
Figure 112004027837678-pct00290
을 각각의 수신 다이버시티 경로의 샘플러보다 앞서 있는 독립적인 반송파 위상 추정 블록(90, 92)에 피드시킨다. 이와 같이, 착신 신호
Figure 112004027837678-pct00291
및
Figure 112004027837678-pct00292
는 윈도우(56, 58)에서의 샘플링 및 FFT(60, 62)에 의한 복조보다 앞서 반송파 위상 에러에 대해 보정되어 시간 영역에서의 위상 에러 보정을 제공한다. 루프 필터(76) 및 VCO(80)는 샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00293
를 샘플링 위상 보정 블록(68, 70)에 피드시키는 것은 물론 샘플링 윈도우(56, 58)를 조정하기 위해 진상/지상 신호(83)도 피드시킨다.
도 17은 상기 수학식 54 및 수학식 55에 표현된 바와 같은 계산을 수행하는 위상 에러 추정기의 구현을 나타낸 블록도이다. 16-QAM 실시예는 소프트 역매핑기 및 위상 에러 추정기의 결합 구성을 나타내기 위해 본 명세서에 기술되어 있다. 도 17에 도시한 바와 같이, 16-QAM(도 11)의 소프트 역매핑기 유닛(48)은 위상 에러 추정기(74)를 형성하는 일단의 구성요소와 통합된다. 다시 말하면, 도 17의 위상 에러 추정기(74)의 예시적인 구현은 수학식 54 및 수학식 55의 위상 에러 추정을 구현하도록 설계되어 있다. 그를 위해, 슬라이서 블록(84)은 16-QAM 소프트 결 정
Figure 112004027837678-pct00294
및
Figure 112004027837678-pct00295
에 대한 서명 비교기(sign comparator)를 포함한다.
16-QAM 매핑 유닛(86)은 전송 심볼을 생성하기 위해 슬라이서 블록(84)으로부터의 하드 결정을 매핑한다. 복소 공액 연산(94)에 뒤이어서, 전송 심볼은 변조되고 등화된 합성 신호
Figure 112004027837678-pct00296
와 곱해지고 위상 에러 추정기(74)로 인가된다. 도 17에 도시한 바와 같은 위상 에러 추정기(74)는 그 결과 얻어지는
Figure 112004027837678-pct00297
신호의 실수 및 허수 성분을 추출하고 반송파 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00298
및 샘플링 위상 에러
Figure 112004027837678-pct00299
를 생성하기 위해 수학식 54 및 수학식 55에 기재된 계산을 실시한다. 도 17에 도시한 바와 같이 구현된 위상 에러 추정기(74)에서, 위상 에러의 각 성분은 이하의 수학식 54 및 수학식 55에 나타낸 바와 같이 부반송파 전체에 걸쳐 추정될 수 있다.
<수학식 54>
Figure 112004027837678-pct00300
<수학식 55>
Figure 112004027837678-pct00301
도 18은 상기 수학식 58 및 수학식 59에 나타낸 바와 같은 계산을 수행하는 위상 에러 추정기(74')의 구현을 나타낸 블록도이다. 위상 에러 추정기(74')는 도 17의 위상 에러 추정기(74)와 거의 일치하며 16-QAM 일례를 위해 제공된 것이다. 그렇지만, 위상 에러 추정기(74')는
Figure 112004027837678-pct00302
의 가중치를 가장 가까운 2의 거듭제곱값으로 양자화하는 양자화기 블록(96)을 더 포함한다. 양자화는 하드웨어 복잡도를 감축시키는 데 도움이 될 수 있다.
최소 반송파 블록(min carrier block)(98)은
Figure 112004027837678-pct00303
인 경우,
Figure 112004027837678-pct00304
을 계산한다.
최소 반송파 블록(min carrier block)(100)은
Figure 112004027837678-pct00305
인 경우,
Figure 112004027837678-pct00306
을 계산한다.
합산 반송파 블록(102) 및 합산 샘플러 블록(104)은 각각
Figure 112004027837678-pct00307
및
Figure 112004027837678-pct00308
을 계산한다.
반송파 및 샘플러 블록(98, 100, 102, 104)은 위상 에러 추정기(74')가 이하에 나타낸 수학식 58 및 수학식 59의 계산을 수행할 수 있도록 해주는 부가의 입력을 제공한다.
<수학식 58>
Figure 112004027837678-pct00309
<수학식 59>
Figure 112004027837678-pct00310
여기서,
Figure 112004027837678-pct00311
이고
Figure 112004027837678-pct00312
이다.
도 19는 상기 수학식 60 및 수학식 61에 나타낸 계산을 수행하기 위한 위상 에러 추정기(74")의 예시적인 구현을 나타낸 블록도이다. 위상 에러 추정기(74")는 도 18의 위상 에러 추정기(74')와 거의 동일하게 일치한다. 그렇지만, 입력 신호의 실수 및 허수 성분을 추출하지 않고, 위상 에러 추정기(74")는 허수 성분만을 추출한다. 다시 말하면, 위상 에러는 정상 동작 조건 하에서 작다. 그 결과,
Figure 112004027837678-pct00313
의 허수부는 실수부보다 훨씬 더 작으며, 따라서 실제 위상 에러에 비례하는 위상 에러 추정치는 이하의 수학식 60 및 수학식 61에 따라 위상 에러 추정기(74")를 사용하여 획득될 수 있다.
<수학식 60>
Figure 112004027837678-pct00314
<수학식 61>
Figure 112004027837678-pct00315
도 20은 상기 수학식 62 및 수학식 63에 나타낸 바와 같은 계산을 수행하는 위상 에러 추정기(74''')의 예시적인 구현을 나타낸 블록도이다. 위상 에러 추정기(74''')는 도 17의 위상 에러 추정기(74)와 거의 동일하게 일치한다. 그렇지만, 입력 신호의 실수 및 허수 성분을 추출하지 않고, 위상 에러 추정기(74''')는 허수 성분(108)만을 추출한다. 도 20에 도시한 구현은 이하의 수학식 62 및 수학식 63에 따라 위상 에러 추정치의 계산을 가능하게 해준다.
<수학식 62>
Figure 112004027837678-pct00316
<수학식 63>
Figure 112004027837678-pct00317
도 21은 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 기능의 결합 수행을 나타낸 흐름도이다. 도 21에 도시한 방법은 본 명세서에 기술한 여러가지 하드웨어 및 기능 구현을 사용할 수 있다. 도 21에 도시한 바와 같이, 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 방법은 다중 안테나를 통해 무선 신호를 수신하는 단계(110), FFT 샘플링 윈도우에 따라 아날로그-디지털 변환기로 신호를 샘플링하는 단계(112), 및 직교 진폭 변조(QAM) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 샘플링된 무선 신호를 복조하는 단계(114)를 포함한다.
안테나와 관련된 신호 경로에 대한 채널 응답을 추정(116)할 때, 본 방법은 추정된 채널 응답에 기초하여 QAM 심볼 관측 결과의 각각을 등화하는 단계(118)를 포함한다. QAM 심볼 관측 결과는 양호하게는 반송파 위상 에러 및 샘플링 위상 에러 둘다를 포함하는 위상 에러에 대해 보정(120)된다. 이어서, 본 방법은 QAM 심볼 관측 결과를 합성하는 단계(122)를 포함하고, 이어서 소프트 결정 함수를 적용(124)하여 소프트 결정 비트의 생성(126)을 수행한다. 즉, 소프트 역매핑 기능을 수행한다. 본 방법은 소프트 결정 비트를 사용하여 위상 에러를 추정하는 단계(128)를 더 포함한다. 이 추정치는 차후의 관측 결과 샘플들에 대한 샘플링 위상 에러 및 반송파 위상 에러 조정, 즉 보정을 행하기 위해 사용될 수 있다. 이어서, 소프트 결정 비트를 사용하여 콘벌루션 디코더에 대한 분기 메트릭이 계산(130)되고, 이 프로세스는 차후의 샘플들에 대해 반복된다.
등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정의 결합 수행을 위한 본 명세서에 기술된 여러가지 구성요소는 집적 논리 회로, 예를 들어 ASIC, 프로그램가능 논리 소자, 마이크로프로세서 등의 각종의 하드웨어에 의해 형성될 수 있다. 크기 및 복잡도 때문에, 각종의 등화, 소프트 역매핑 및 위상 에러 추정 회로가 ASIC 등의 공통 하드웨어 장치 내에 함께 형성되는 것이 바람직하다.

Claims (25)

  1. 다중 안테나를 통해 무선 신호를 수신하는 단계;
    전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 단계;
    상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 단계;
    합성 관측 결과를 형성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하는 단계; 및
    상기 전송 심볼 성상(constellation)의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙(soft demapping rule)에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계는,
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 실수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계; 및
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 허수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 소프트 역매핑 규칙은 비트 1과 관련된 제1 최소 거리 심볼 및 비트 0과 관련된 제2 최소 거리 심볼에 기초하고,
    상기 최소 거리 심볼들은 인접 비트간 결정 경계로부터 미리 정해진 거리 내에 있는 것으로 제한되는 것인 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 소프트 역매핑 규칙은 상기 합성 관측 결과의 실수 및 허수 성분과 상기 다중 안테나에 대한 채널 응답의 합성 에너지의 구간별 선형 함수에 기초하고,
    상기 방법은 상기 하나 이상의 소프트 결정을 이전에 계산된 소프트 결정에 기초하여 재귀적으로 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 무선 신호는 다중 반송파(multi-carrier, MC) 신호이고,
    상기 방법은 상기 전송 심볼의 상기 관측 결과를 획득하기 위해 푸리에 변환 함수를 적용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 소프트 결정 비트에 기초하여 추정된 상기 전송 심볼 또는 파일럿 톤을 통해 전송된 미리 정해진 심볼을 사용하여, 상기 합성 관측 결과에 대한 반송파 위상 에러 및 샘플링 위상 에러를 포함하는 합성 위상 에러를 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신된 무선 신호는 OFDM(직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호이고,
    상기 무선 신호를 복조하는 단계는 전송 QAM(직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하고 이에 대해 FFT(고속 푸리에 변환) 함수를 수행하는 단계를 포함하며,
    상기 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계는 상기 전송 QAM 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 상기 전송 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 전송 QAM 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 실수 성분에 대한 상기 전송 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계; 및
    상기 전송 QAM 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 허수 성분에 대한 상기 전송 QAM 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 소프트 결정 비트에 기초하여 추정된 상기 전송 심볼 또는 파일럿 톤을 통해 전송된 미리 정해진 심볼을 사용하여, 상기 합성된 관측 결과에 대한 반송파 위상 에러 및 샘플링 위상 에러를 포함하는 합성 위상 에러를 추정하는 단계;
    상기 샘플링 위상 에러를 제거하기 위해 상기 무선 신호 내의 상보적 부반송파에 대응하는 추정된 합성 위상 에러를 합산함으로써 상기 반송파 위상 에러를 추정하는 단계;
    상기 부반송파 중 하나에 대응하는 상기 추정된 합성 위상 에러를 상기 부반송파 중 또 다른 하나에 대응하는 상기 추정된 합성 위상 에러에서 감산함으로써 상기 샘플링 위상 에러를 추정하는 단계;
    상기 샘플링 위상 에러에 기초하여 상기 무선 신호의 각각에 대한 FFT 샘플링 윈도우를 조정하는 단계;
    상기 반송파 위상 에러에 기초하여 후속하는 관측 결과에 시간 영역 보정을 적용하는 단계; 및
    상기 샘플링 위상 에러에 기초하여 후속하는 관측 결과에 주파수 영역 보정을 적용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  10. 안테나를 통해 OFDM(직교 주파수 분할 다중화) 무선 신호를 수신하는 단계;
    전송 QAM(직교 진폭 변조) 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하고 이에 대해 FFT(고속 푸리에 변환) 함수를 수행하는 단계;
    상기 관측 결과를 상기 안테나에 대한 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 단계; 및
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 가중 관측 결과에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계는,
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 가중된 관측 결과의 실수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계; 및
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 과중된 관측 결과의 허수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 소프트 역매핑 규칙은 비트 1과 관련된 제1 최소 거리 심볼 및 비트 0과 관련된 제2 최소 거리 심볼에 기초하고,
    상기 최소 거리 심볼들은 인접 비트간 결정 경계로부터 미리 정해진 거리 내에 있는 것으로 제한되거나 또는 상기 가중된 관측 결과의 상기 실수 및 허수 성분과 상기 채널 응답의 에너지의 구간별 선형 함수에 기초하며,
    상기 방법은 상기 소프트 결정 중 하나 이상을 이전에 계산된 소프트 결정에 기초하여 재귀적으로 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 수행하도록 구성된 무선 수신기로서,
    무선 신호를 수신하는 다중 안테나;
    전송 심볼의 관측 결과를 생성하기 위해 상기 무선 신호를 복조하는 복조기;
    상기 관측 결과의 각각을 상기 대응하는 안테나에 대한 추정 채널 응답의 복소 공액으로 가중하는 등화기; 및
    합성 관측 결과를 생성하기 위해 상기 가중된 관측 결과를 합성하고, 상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 소프트 역매핑기 유닛
    을 포함하는 무선 수신기.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 소프트 역매핑기 유닛은,
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 실수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하고,
    상기 전송 심볼 성상의 서브셋에 기초하여 소프트 역매핑 규칙에 따라 상기 합성 관측 결과의 허수 성분에 대한 상기 전송 심볼을 나타내는 하나 이상의 소프트 결정 비트를 생성하는 것인 무선 수신기.
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