JP4424762B2 - 圧力センサー - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度補償回路およびそれを用いて構成した圧力センサーに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
現在一般的に使われている圧力センサーのプロセスは、ダイヤフラム構造や容量など特殊な加工により構成されている。このような圧力センサーは、外部から加えられた力学的応力を半導体基板上に形成された抵抗素子などにより、増幅回路のオフセット電圧に変換する。増幅回路でこのオフセット電圧の変化分を増幅した後、比較回路などにより検出することで、圧力の変化を検出する。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の圧力センサーはダイヤフラム構造や容量など特殊な加工を必要とするため、普通のシリコンウェーハプロセスよりコストが高くなるという不利益がある。さらに、圧力センサーを半導体基板上に形成される電子回路により構成する場合、回路素子の温度特性により回路のパラメータが変化し、得られた測定値に温度変化に起因する雑音が混入される。
【0004】
例えば、シリコン基板上に形成された電子回路により圧力センサーを形成した後、半導体チップをモールドで封止するので、温度変化によるモールドストレスが問題になる。温度変化によるモールドストレスの変化は、センサーが対象とする圧力より大きい場合に、圧力センサーとして使用できなくなる。このため、圧力センサーの精度を向上させるために、モールドストレスによる雑音の除去は大きな課題となる。その一つの対策として、半導体チップの動作環境温度に応じて、温度変化を補正できる温度補償回路を圧力センサーに内蔵することが必要となる。この温度補償回路を圧力センサーを形成する他の回路部分と同様なプロセスにより形成できれば、回路コストの低減を実現可能である。
【0005】
このため、シリコンプロセスにダイヤフラムなどの特殊なプロセスを要せず、通常のシリコンプロセスにより形成した電子回路で圧力センサーを構成可能であれば、安価な圧力センサーを実現でき、且つ、全ての回路を一つの半導体チップ上に形成可能な場合に、回路特性のバラツキによる精度の低下などを回避可能で、安価且つ高精度な圧力センサーを実現できる。
【0006】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、製造コストを削減でき、通常のシリコンプロセスで形成でき、高精度且つ安価な圧力センサーを提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の圧力センサーは、印加される圧力が所定の値を超えたことを検出して出力信号の論理レベルが反転する演算回路を有する圧力センサーであって、上記演算回路が、上記演算回路の差動入力回路を構成する第1及び第2のトランジスタと、上記第1及び第2のトランジスタの制御端子にそれぞれ接続された第1及び第2の入力端子と、所定の電圧が印加され、上記第1及び第2の入力端子が共通に接続される第1のノードと、上記第1及び第2のトランジスタのエミッタが共通に接続される第2のノードと、上記第2のノードに電流を供給する第1の電流源と、上記第1のトランジスタの電流路に挿入され、印加される圧力に応じて抵抗値が変化する第1の抵抗素子と、上記第2のトランジスタの電流路に挿入され、印加される圧力に応じて抵抗値が変化する第2の抵抗素子とを有する。
【0008】
好適には、本発明の圧力センサーは、第2の電流源と、上記第2の電流源の電流路に挿入された第3の抵抗素子とを更に有し、上記第1のノードが上記第2の電流源と上記第3の抵抗素子との接続中点である。
【0009】
更に、好適には、本発明の圧力センサーは、上記第1の抵抗素子に直列に接続されて上記第1のトランジスタの電流路に挿入された第4の抵抗素子と、第3の電流源と、上記第3の電流源の電流路に挿入された温度依存型回路素子と、上記第3の電流源と上記温度依存型回路素子との接続中点と上記第1の抵抗素子と上記第4の抵抗素子との接続中点との間に接続された第5の抵抗素子とを更に有し、上記温度依存型回路素子の電圧降下の電圧が上記第4及び第5の抵抗素子により実質的に分圧される。
【0013】
【発明の実施の形態】
第1参考例
図1は本発明に係る温度補償回路の一参考例を示す回路図である。図示のように、本参考例の温度補償回路100は、基準電圧VREF を供給する電圧源VS1、電流源IS1、ダイオードD1、抵抗素子R1,R2,R2',R3,R4、可変抵抗素子RT およびコンパレータCMP1により構成されている。
【0014】
電圧源VS1のプラス端子とマイナス端子はそれぞれノードND0とノードND5に接続されている。電流源IS1とダイオードD1は、ノードND0とノードND5との間に直列に接続され、ダイオードD1のアノードは電流源IS1に接続され、カソードはノードND5に接続されている。ダイオードD1のアノードと電流源IS1との接続点によりノードND1が形成されている。ここで、ノードND1の電圧をVF とする。
【0015】
抵抗素子R4と可変抵抗素子RT はノードND0とノードND5との間に直列に接続されている。これらの抵抗素子の接続点によりノードND2が形成されている。ここで、ノードND2の電圧をVP とする。
さらに、抵抗素子R3、R2’およびR2がノードND0とノードND5との間に直列に接続されている。抵抗素子R3と抵抗素子R2’との接続点によりノードND3が形成され、抵抗素子R2’と抵抗素子R2との接続点によりノードND4が形成されている。ここで、ノードND3の電圧をVM 、ノードND4の電圧をV2 とする。
【0016】
なお、図示のように、ノードND1とノードND4との間に抵抗素子R1が接続されている。このため、ダイオードD1のアノードとカソード間に生じた電圧降下VF が抵抗素子R1およびR2により分圧される。
【0017】
以下、図1を参照しつつ、本参考例の温度補償回路の動作を説明する。図示に示す温度補償回路100において、抵抗素子R1,R2,R2',R3,R4の抵抗値をそれぞれr1,r2,r2',r3,r4として、さらに、可変抵抗素子RT の抵抗値をrT とする。さらに、ここで、r3およびr4を数MΩとして、且つr4≫rT ,r3≫r2,r2'とする。
【0018】
ダイオードD1の順方向電圧降下VF が抵抗素子R1,R2で分圧され、且つ直列に接続されている抵抗素子R3、R2’およびR2の抵抗値は、(r3≫r2,r2’)を満足するので、ノードND4の電圧V2 は、次式により与えられる。
【0019】
【数1】
V2 =r2・VF /(r1+r2) …(1)
【0020】
さらに、ノードND3の電圧VM の変化分ΔVM は、ノードND4の電圧V2 の変化分ΔV2 と同じである。即ち
【数2】
ΔVM =ΔV2 …(2)
【0021】
ダイオードD1は、PN接合ダイオードで、その順方向電圧降下VF に、ほぼ−2mV/℃の温度特性を有する。このため、電圧降下VF を分圧する抵抗素子R1,R2の抵抗値r1,r2を制御することにより、ダイオードD1の温度特性を利用して、半導体チップ全体の温度特性を相殺することができる。
【0022】
図2は、半導体装置全体の温度特性を示すグラフである。ここで、例としてDIP(Dual in-line package)型およびSOP(Small outline package )型の二種類のパッケージにおける温度対オフセット電圧の特性を示している。
図示のように、何れのパッケージにおける温度対オフセット電圧の特性は、途中で臨界点がなければ、直線になっている。多くの実験データを正規化すると、同じモールド材質により形成された同型のパッケージでは、ほぼ同じ特性を示している。
【0023】
なお、実際の半導体装置においては、各サンプルによってオフセット電圧VOSの直流成分が異なるが、図1に示す温度補償回路100において、可変抵抗素子RT の抵抗値を調整することにより、オフセット電圧VOSの直流成分を低減させ、除去することができる。
【0024】
ここで、DIP型を例に、温度補償回路の動作原理を説明する。例えば、図2に示すように、DIP型のパッケージでは、動作環境温度が−30℃から70℃に変化した場合に、オフセット電圧が1.0mV変化した。即ち、DIP型のパッケージにおける半導体装置の温度特性は、(1.0mV/100℃=10μV/℃)である。
【0025】
温度上昇によるオフセット電圧の上昇は、コンパレータCMP1のしきい値電圧VTHが上昇ことに相当する。このオフセット電圧の上昇による影響を除去するには、コンパレータCMP1に入力された比較基準電圧VM をその上昇に伴って下げればよい。即ち、半導体装置の温度特性と相殺するために、温度上昇によるオフセット電圧の上昇分に対して、コンパレータCMP1の比較基準電圧VM を同程度に下げる必要がある。
【0026】
このため、図1に示す温度補償回路100において、ダイオードD1の電圧降下VF を分圧する抵抗素子R1,R2の抵抗値r1,r2をそれぞれ199kΩおよび1kΩに設定することにより、ノードND4の電圧V2 の変化分ΔV2 は、次式により求められる。
【0027】
【数3】
ΔV2 =(−2mV/℃)/(1+199 )=−10μV/℃ …(3)
【0028】
従って、式(2)により、(ΔVM =ΔV2 =−10μV/℃)なので、コンパレータCMP1に入力される比較基準電圧VM の温度特性は半導体装置の温度特性と相殺できる。このように、ダイオードD1の順方向電圧降下を分圧した電圧をコンパレータの比較基準電圧としてコンパレータに供給することにより、モールドストレスによるコンパレータのしきい値電圧VTHの上昇が比較基準電圧の温度特性により抑制される。即ち、モールドストレスによる雑音が低減または除去される。
【0029】
図3は、半導体装置の温度特性によるオフセット電圧VOSの変化、比較基準電圧VM の温度による変化および温度特性補正後の出力信号の変化を示している。
図示のように、オフセット電圧VOSは温度の上昇に伴い上昇し、それとは逆に比較基準電圧VM は温度の上昇に伴い降下する。比較基準電圧VM を発生する分圧用抵抗素子の抵抗値を適切に設定することにより、これら二つの温度特性が互いに相殺されるので、コンパレータの出力電圧には、温度変化により生じた雑音成分が除去される。
【0030】
以上説明したように、本参考例によれば、ダイオードD1の順方向電圧降下VF を抵抗素子R1とR2で分圧し、分圧電圧V2 に応じて変化する電圧VM をコンパレータCMP1の比較基準電圧として供給し、抵抗素子R4と可変抵抗素子RT との分圧電圧VP をコンパレータCMP1の比較対象電圧として供給するので、分圧抵抗素子R1,R2の抵抗値を半導体装置の温度特性に応じて設定することにより、半導体装置の温度特性によるオフセット電圧の変化分と比較対象電圧VM の変化分が相殺されるので、コンパレータの出力電圧には、温度変化により生じた雑音成分が除去されている。
【0031】
なお、以上説明した参考例においては、半導体装置の温度特性と逆の温度特性を有するPN接合ダイオードを用いて、温度特性によるオフセット 電圧の変化を相殺させるが、本参考例はこれに限定されるものではなく、半導体装置の温度特性と逆の温度特性を有する他の回路素子を用いてもよい。例えば、 PN接合ダイオードの他に、ショットキーバリアダイオード(SBD:Schottky barrier diode)を用いてもよい。なお、SBDの順方向降下電圧の温度特性は、PN接合ダイオードと異なり、ほぼ−1.5mV/℃である。このため、SBD用 いた場合に、オフセット電圧VOSの温度特性に応じて、分圧用抵抗素子R1,R2の抵抗値を設定することが必要である。
【0032】
また、図1に示す温度補償回路の接続先、即ち、抵抗素子R2の位置は、抵抗素子R2’の下とは限らない。半導体装置のオフセット電圧VOSが負の特性ならば可変抵抗素子RT の下側に接続し、比較対象電圧VP を下げるように機能させれば、オフセット電圧の温度特性を相殺することができる。
さらに、温度補償回路に対して高精度が必要なときには、ダイオードの順方向電圧降下を分圧する抵抗素子R,R2の抵抗値を調整すればよい。
【0033】
第1実施形態
図4は 本発明に係る圧力センサーの一実施形態を示す回路図であり、温度補償回路を用いた圧力センサーの一構成例を示している。図示のように、本実施形態の圧力セ ンサー200は、温度補償回路10、電流源IS2,IS3、可変抵抗素子R11、抵抗素子R12,R13,R14、npnトランジスタQ1,Q2、pnp トランジスタQ3,Q4およびバッファBUF1,BUF2により構成されている。
【0034】
電流源IS2は電源電圧VCCの供給線とノードND1との間に接続され、電流源IS3は電源電圧VCCの供給線とノードND2との間に接続されている。抵抗素子R14は、ノードND1と接地電位GNDとの間に接続されている。
トランジスタQ3とQ4は差動増幅回路を構成している。即ち、トランジスタQ3,Q4のエミッタがノードND2に共通に接続され、これらのベースがノードND1に共通に接続されている。トランジスタQ3とトランジスタQ1のコレクタ同士が接続され、接続点によりノードND3が形成され、トランジスタQ4とトランジスタQ2のコレクタ同士が接続され、接続点によりノードND4が構成されている。
【0035】
トランジスタQ1,Q2のベース同士がノードND3に接続され、トランジスタQ1のエミッタが可変抵抗素子R11および抵抗素子R13を介して接地されている。トランジスタQ2のエミッタが抵抗素子R12を介して接地されている。即ち、トランジスタQ1,Q2および抵抗素子R11,R13,R12により、トランジスタQ3,Q4からなる差動増幅回路の負荷回路を構成している。
【0036】
バッファBUF1の入力端子がノードND4に接続され、さらに、バッファBUF2の入力端子がバッファBUF1の出力端子に接続されている。このように、ノードND4は、差動増幅回路の出力ノードを形成している。ノードND4の電圧がバッファBUF1とBUF2により増幅され、出力される。
【0037】
図4に示す回路を圧力センサーとして精度よく動作させるために、トランジスタQ3とQ4により構成された差動増幅回路は、対称性よく且つ高利得である必要がある。実際の回路構成上では、差動増幅回路において不足する利得を増幅段や出力バッファ段により補うことができる。また、性質上に回路全体がヒステリシス回路である必要もある。
【0038】
なお、差動増幅回路をコンパレータと見なせるので、この場合、差動増幅回路のオフセット電圧がコンパレータのスレッショルドレベル(しきい値電圧)VTHに相当する。図5は、差動増幅回路のオフセット電圧VOS対圧力のグラフを示している。図5においては、印加する圧力が0kgの場合に、オフセット電圧VOSが0mVになるように、オフセット電圧VOS対圧力特性を正規化してある。図示のように、正規化された特性はほとんどバラツキがなく、直線な特性を示している。
【0039】
図4に示す圧力センサー200のオフセット電圧VOS対圧力特性の線型性を精度よく実現するために、回路構成上では幾つかの工夫が施されている。
まず、回路全体の対称性を極力保つことである。回路設計時にトランジスタおよび抵抗素子など回路を構成する基本素子について、それぞれのサイズおよび配置場所が考慮される。そして、各トランジスタのオフセットに対する影響を低減させるために、トランジスタQ1,Q2およびトランジスタQ3,Q4により構成されているそれぞれのトランジスタペアでは、各トランジスタのエミッタサイズが大きく形成され、また、複数個のトランジスタが並列且つ交互にレイアウトされる。さらに、各トランジスタに加わるストレスを小さくするために、可能な限りトランジスタを覆うメタル層(金属層)を形成するように工夫する。
【0040】
圧力を実質的に検出するセンサーとして機能する抵抗素子、例えば、図4に示す抵抗素子R12および可変抵抗素子R11は、外部から加えられた圧力を受けやすいように形成される。具体的には、例えば、これらの抵抗素子の抵抗値を大きくし、さらに、抵抗素子の形状(面積)を大きくする。例えば、基板上に形成される抵抗素子の長さLおよび幅Wは可能な限り大きくする。さらに、抵抗率の高いものを使う。実際に抵抗素子は、基板上の特定の領域に、例えば、イオン注入により、一定の濃度の不純物を注入することにより、基板上特定の領域の抵抗値を所定値に設定する。このため、イオン注入のとき、不純物濃度を適切に設定することにより、形成される抵抗素子の抵抗率を所定値に設定できる。さらに、ストレスを受けやすくするために、抵抗素子の表面にメタル層を形成しない。
【0041】
以下、図4を参照しながら、本実施形態の圧力センサー200の動作について説明する。
本例の圧力センサーにおいては、実質的に圧力を検出する素子として、上述したように、抵抗素子R12および可変抵抗素子R11が設けられている。これらの抵抗素子を形成するプロセスにおいて、上述した工夫が凝らされている。
【0042】
図示の回路において、各トランジスタおよび抵抗素子の大きさを適切に設定し、且つ電流源IS2,IS3により供給されるバイアス電流を所定の電流値に設定することにより、オフセット電圧の変動の要因は、ほとんど抵抗素子R11,R12によるものとすることができる。そこで、外部からの圧力が加わると、抵抗素子R1,R2はピエゾ効果によりその抵抗値が変化し、これに応じて回路のオフセット電圧が遷移する。
【0043】
図示のように、予め検出したい圧力P0 に相当するオフセット電圧を可変抵抗素子R11でコンパレータのしきい値電圧VTHに対して逆の極性で与えておくと、半導体装置に加わった圧力が上記P0 に達したとき、差動増幅回路の出力、即ち、ノードND4の電位が反転し、これに応じて所定の圧力を検出することができる。このような圧力センサー200により、外部から加えられた圧力により生じた回路のオフセット電圧の遷移を数十μVの精度で検出することが可能である。
【0044】
図6は本発明の参考例の圧力センサーの動作原理を説明するための概念図である。以下、図6を用いて、圧力センサーおよび温度補償回路の動作原理について説明する。図示のように、電圧源VS1により、ノードND0とノードND4との間に、基準電圧VREF が 設定されている。抵抗素子R2と可変抵抗素子R1がノードND0とノードND4との間に直列に接続され、これらの抵抗素子の接続点によりノードND2が形 成されている。抵抗素子R4と抵抗素子R3がノードND0とノードND4との間に直列に接続され、これらの抵抗素子の接続点によりノードND3が形成され ている。ここで、ノードND2とND3の電圧を、それぞれVP ,VM とする。ノードND2の電圧VP がコンパレータCMP1の非反転入力端子(+)に入力され、ノードND3の電圧VM がコンパレータCMP1の反転入力端子(−)に入力される。』
【0045】
温度補償回路10の出力端子が、ノードND2に接続されている。当該温度補償回路10により、環境温度の変化により生じたオフセット電圧の遷移が抑制され、温度変化により生じた雑音が低減または除去される。
【0046】
図7は、複数の圧力センサーから得たオフセット電圧VOS対圧力Pの特性を示している。この図において、特性S1〜Snは、例えば、n個の圧力センサーから得られたオフセット電圧VOS対圧力Pの特性の実測値である。これらの測定値に基づき、圧力が印加されていないときのオフセット電圧VOSを0Vとすると、図示の正規化特性S0が得られる。圧力センサーにおいて、上述した幾つかの工夫を凝らすことにより、圧力Pが0のときのオフセット電圧を除けば、線型性のよいオフセット電圧VOS対圧力Pの特性が得られる。
【0047】
図示のように、正規化した特性S0において、圧力がP1 のときにオフセット電圧VOSをΔVとする。図6に示す回路において、例えば、温度補償回路10によりノードND2に低インピーダンスで電圧VINが印加される。入力電圧VINを徐々に上昇させ、コンパレータCMP1の出力電圧VOUT が反転したときの入力電圧VINがコンパレータCMP1のしきい値電圧VTHになる。
【0048】
ここで、可変抵抗素子R1の抵抗値を調整して次式の条件を満たすような抵抗値が設定される。
【数4】
VP =VTH−ΔV …(4)
【0049】
ここで、ΔVは検出すべき圧力P1 に相当するオフセット電圧VOSの変動量である。本実施形態の圧力検出方法では、図7に示すように、オフセット電圧対圧力の特性を正規化した場合に常に一定の傾きを持つ。従って、検出すべき圧力P1 の値が定まれば、それに応じてオフセット電圧の変動値ΔVが予め分かる。
【0050】
ここで、圧力P1 が圧力センサーに印加されると、それに応じて、回路のオフセット電圧VOSに変動分ΔVが生じる。即ち、ノードND2の電圧VP が次式に示すようになる。
【0051】
【数5】
VP =VTH−ΔV+ΔV …(5)
【0052】
このため、コンパレータCMP1の非反転入力端子(+)に入力される電圧VP がコンパレータCMP1のしきい値電圧VTHに達して、コンパレータCMP1の出力電圧VOUT が反転する。このため、圧力センサー200の出力電圧VOUT を検出することにより、外部から半導体装置に印加された圧力が所定の値P1 に達したか否かを知ることができる。
【0053】
温度変化に応じて、圧力センサー200のオフセット電圧VOSが遷移するので、圧力の検出結果には、温度変化による雑音が混入される。このため、図6に示すように、温度補償回路10を設けて、これによりオフセット電圧VOSの温度特性と逆の温度特性を持つ出力電圧V10をノードND2に入力させる。なお、温度補償回路10は、例えば、図1に示す温度補償回路100と同じ原理で構成することができる。即ち、温度依存型回路素子、例えば、ダイオードなどの順方向電圧降下を抵抗素子により分圧して、得られた分圧電圧を温度補償回路10の出力電圧V10として図6のノードND2に入力する。
【0054】
図8は、温度補償回路10の内部構成を含む圧力センサー205の一構成例を示す回路図である。
図示のように、電流源IS1、ダイオードD1および抵抗素子R10により構成された温度補償回路10において、ダイオードD1の順方向電圧降下が抵抗素子R10と圧力センサー205を構成する可変抵抗素子R1により分圧され、分圧電圧V10がノードND2に入力される。
【0055】
このため、順方向電圧降下を分圧する抵抗素子の抵抗値を調節することにより、圧力センサーのオフセット電圧VOSの温度特性と同じ特性を持つ分圧電圧V10を得ることが可能である。さらに、分圧電圧V10の温度特性の方向性と圧力センサーのオフセット電圧VOSの温度特性の方向性に応じて、この分圧電圧V10をノードND2またはノードND3に入力し、これらの温度特性を互いに相殺させることで、コンパレータCMP1の出力電圧VOUT における温度依存性が抑制される。このように、圧力センサーに温度補償回路を設けることにより、温度変化により生じたオフセット電圧VOSの遷移による影響を防止できる。
【0056】
図9および図10は、本発明の圧力センサーの他の参考例を示している。図9に示す圧力センサー210は、電圧源VS21、抵抗素子R21,R22,R23,R24,R26、可変抵抗素子R25、pnpトランジスタQ21,Q22およびコンパレータCMP21により構成されている。
【0057】
トランジスタQ21とQ22のゲート同士が接続され、その接続点がトランジスタQ21のコレクタに接続されている。トランジスタQ21のエミッタが抵抗素子R21を介してノードND1に接続され、トランジスタQ22のエミッタが抵抗素子R22を介してノードND1に接続されている。抵抗素子R23は、トランジスタQ21のコレクタとノードND2との間に接続され、抵抗素子R24はトランジスタQ22のコレクタとノードND3との間に接続されている。
【0058】
可変抵抗素子R25は、ノードND2とノードND4との間に接続され、抵抗素子R26は、ノードND3とノードND4との間に接続されている。
ノードND2はコンパレータCMP21の非反転入力端子(+)に接続され、ノードND3はコンパレータCMP21の反転入力端子(−)に接続されている。さらに、ノードND1およびノードND4はそれぞれ電圧源VS21の正および負の端子に接続されている。
【0059】
なお、抵抗素子R21,R22およびトランジスタQ21,Q22、さらにコンパレータCMP21の各部分に、プロセス上ではストレス対策が講じられている。例えば、これらの回路を構成する各素子の表面に圧力により生じた応力を低減できるメタル層が成層される。これに対して、抵抗素子R23,R24,R26および可変抵抗素子R25の形成領域にはストレス対策が講じられずに、これらの抵抗素子において、圧力に応じて生じた応力により抵抗値が変化するので、コンパレータCMP21により、これらの抵抗素子の抵抗値の変化が検出され、圧力の変化が測定可能である。
【0060】
図10に示す圧力センサー220は、電圧源VS31、抵抗素子R31,R32,R34、可変抵抗素子R33およびコンパレータCMP31により構成されている。
抵抗素子R31と可変抵抗素子R33は、ノードND1とノードND4との間に直列接続され、これらの抵抗素子の接続点がノードND2を形成している。抵抗素子R32と抵抗素子R34は、ノードND1とノードND4との間に直列接続され、これらの抵抗素子の接続点がノードND3を形成している。
【0061】
ノードND2はコンパレータCMP31の非反転入力端子(+)に接続され、ノードND3はコンパレータCMP31の反転入力端子(−)に接続されている。さらに、ノードND1およびノードND4はそれぞれ電圧源VS31の正および負の端子に接続されている。
【0062】
本例の圧力センサー220において、コンパレータCMP31の部分は、ストレス対策が講じられており、抵抗素子R31,R32,R34および可変抵抗素子R33の部分は、ストレス対策が講じられていない。例えば、コンパレータCMP31を構成する各素子の表面に圧力により生じた応力を低減できるメタル層が形成される。これに対して、抵抗素子R31,R32,R34および可変抵抗素子R33の形成領域の表面には、メタル層が形成されない。このため、これらの抵抗素子において、圧力に応じて生じた応力により抵抗値が変化するので、コンパレータCMP31により、これらの抵抗素子の抵抗値の変化が検出され、圧力が変化が測定可能である。
【0063】
なお、図9および図10においては、温度補償回路が省略されているが、図6または図8に示すように、電流源、ダイオードおよび当該ダイオードの順方向電圧降下を分圧する分圧抵抗素子により構成された温度補償回路の出力信号を、ノードND2またはノードND3の何れかに入力し、ダイオード順方向電圧降下の分圧電圧と圧力センサーのオフセット電圧の温度特性とを相殺させることにより、温度変化により生じた雑音を抑制することができ、圧力検出精度の向上が図れる。
【0064】
以上説明したように、本実施形態によれば、圧力に応じて半導体基板上に形成された抵抗素子の抵抗値が変化する特性を利用して、当該抵抗素子の抵抗値に応じて生じた電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回路が設けられ、当該比較回路の出力信号に応じて圧力が所定の値に達したか否かを検出することができる。また、圧力センサーの温度特性を除去するために、所定の温度特性を持つ温度依存型回路素子、例えば、ダイオードの順方向電圧降下を所定の分圧抵抗素子により分圧して上記基準電圧を生成することにより、基準電圧の温度特性と圧力センサーの温度特性とを互いに相殺し、圧力センサーの温度特性による影響を抑制でき、温度変化により生じた雑音を除去できる。
【0065】
以上の説明において、温度検出用抵抗素子と所定の分圧用抵抗素子の分圧電圧を所定の基準電圧と比較するコンパレータを設けて、コンパレータの出力信号の変化によって、圧力の変化を検出するが、本発明はこれに限定されることなく、例えば、アナログ信号である上記分圧電圧を用いて、圧力を連続的に測定することも可能である。
【0066】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の温度補償回路によれば、回路の温度特性により生じた出力信号の遷移を抑制でき、温度変化により生じた雑音を低減または除去できる。
また、本発明の圧力センサーではダイヤフラム構造が不要なため、製造コストの低減を実現できる。さらに、実際に圧力を検出するために設けられた抵抗素子の抵抗値が大きいため、出力インピーダンスが高く、高利得が得られるのみではなく、低消費電力を実現できる。
さらに、本発明の温度補償回路を用いた圧力センサーによれば、温度変化による影響を低減でき、半導体装置に加わった圧力を高精度で検出できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る温度補償回路の一実施形態を示す回路図である。
【図2】オフセット電圧対温度の特性を示すグラフである。
【図3】温度補償回路の動作原理を示すグラフである。
【図4】温度補償回路を用いた圧力センサーの一実施形態を示す回路図である。
【図5】圧力センサーのオフセット電圧対圧力の特性を示すグラフである。
【図6】圧力センサーの動作原理を示す回路図である。
【図7】圧力センサーのオフセット電圧対圧力の特性を示す実測例および正規化特性を示すグラフである。
【図8】温度補償回路の構成を含む圧力センサーの構成を示す回路図である。
【図9】圧力センサーの一構成例を示す回路図である。
【図10】圧力センサーの他の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
10,100…温度補償回路、200,205,210,220…圧力センサー、VS1,VS21,VS31…電圧源、IS1,IS2,IS3…電流源、D1…ダイオード、CMP1…コンパレータ、BUF1,BUF2…バッファ、Q1,Q2,Q3,Q4…トランジスタ、R1,R2,R3,R4…抵抗素子、RT ,R11…可変抵抗素子、VCC…電源電圧、GND…接地電位。
Claims (7)
- 印加される圧力が所定の値を超えたことを検出して出力信号の論理レベルが反転する演算回路を有する圧力センサーであって、
上記演算回路が、
上記演算回路の差動入力回路を構成する第1及び第2のトランジスタと、
上記第1及び第2のトランジスタの制御端子にそれぞれ接続された第1及び第2の入力端子と、
所定の電圧が印加され、上記第1及び第2の入力端子が共通に接続される第1のノードと、
上記第1及び第2のトランジスタのエミッタが共通に接続される第2のノードと、
上記第2のノードに電流を供給する第1の電流源と、
上記第1のトランジスタの電流路に挿入され、印加される圧力に応じて抵抗値が変化する第1の抵抗素子と、
上記第2のトランジスタの電流路に挿入され、印加される圧力に応じて抵抗値が変化する第2の抵抗素子と、
を有する、
圧力センサー。 - 第2の電流源と、上記第2の電流源の電流路に挿入された第3の抵抗素子とを更に有し、
上記第1のノードが上記第2の電流源と上記第3の抵抗素子との接続中点である、
請求項1に記載の圧力センサー。 - 上記第1の抵抗素子に直列に接続されて上記第1のトランジスタの電流路に挿入された第4の抵抗素子と、
第3の電流源と、
上記第3の電流源の電流路に挿入された温度依存型回路素子と、
上記第3の電流源と上記温度依存型回路素子との接続中点と上記第1の抵抗素子と上記第4の抵抗素子との接続中点との間に接続された第5の抵抗素子と、
を更に有し、
上記温度依存型回路素子の電圧降下の電圧が上記第4及び第5の抵抗素子により実質的に分圧される、
請求項1又は2に記載の圧力センサー。 - 上記温度依存型回路素子がPN接合ダイオードである、請求項3に記載の圧力センサー。
- 上記温度依存型回路素子がショットキーバリアダイオードである、請求項3に記載の圧力センサー。
- 上記演算回路が半導体基板に集積回路として形成されており、
上記第1及び第2のトランジスタを覆う領域に応力の影響を低減可能な保護膜が形成されている、
請求項1乃至5の何れかに記載の圧力センサー。 - 上記半導体基板がモールド樹脂により封止されてパッケージ化されている、請求項6に記載の圧力センサー。
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- 1998-01-09 JP JP00302798A patent/JP4424762B2/ja not_active Expired - Fee Related
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