JP4420518B2 - 高電圧出力インバーター - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、低電圧CMOSトランジスタを用いて高電圧を出力するインバーターに関するもので、特に、別途のシールド電圧を供給せずに高電圧を出力するインバーターに関する。
【0002】
【従来の技術】
高電圧出力インバーター回路は、狭い電圧範囲を変動する入力信号を広い電圧範囲を変動する出力信号に変換して出力する回路である。かかる回路において、高電圧に耐えるトランジスタを使用すれば問題ないが、低電圧用トランジスタを用いて前記高電圧出力インバーター回路を構成することは難しい。半導体回路は、低電圧で動作する、即ち、回路の出力電圧である高電圧には耐えられない耐圧を有するトランジスタ(以下、低電圧トランジスタという)を用いて高電圧を出力するために、後述するシールド電圧を用いて低電圧トランジスタに当該低電圧トランジスタの耐圧を超える高電圧が印加されないようにする方式を用いて高電圧用インバーター回路を構成していた。
【0003】
米国特許5,465,054、米国特許5,604,499、米国特許5,539,334に、かかる技術が記載されている。
図3は、従来の高電圧出力インバーター回路の一例である。
【0004】
図3において、前記高電圧出力インバーター回路は、シールド電圧Vshieldがゲートに印加され、ドレーンが出力端子OUTと連結された第2PMOSトランジスタP2及び第2NMOSトランジスタN2と、電源電圧VDDとシールド電圧Vshieldとの間の電圧値を有するハイレベルの入力電圧INHがゲートに印加され、ソースが電源電圧VDDを印加する電源端子に、ドレーンが第2PMOSトランジスタP2のソースに連結された第1PMOSトランジスタP1と、シールド電圧Vshieldと接地電圧VSSとの間の電圧値を有するローレベルの入力電圧INLがゲートに印加され、ソースが接地電圧を印加する接地端子に、ドレーンが第2NMOSトランジスタN2のソースに連結された第1NMOSトランジスタN1と、から構成される。ここで、シールド電圧Vshieldは電源電圧VDDと接地電圧VSSとの和のほぼ半分の値を有する。
【0005】
従来の高電圧出力インバーターの動作を説明するために、VDD=10V、VSS=0V、Vshield=5Vとし、ハイレベルの入力電圧INHを10〜5V、ローレベルの入力電圧INLを5〜0Vとする。また、ハイレベルの入力電圧INHとローレベルの入力電圧INLは同位相である。そして、前記各NMOSトランジスタ及び前記各PMOSトランジスタのスレショルド電圧は1Vと仮定する。
【0006】
図3において、ハイレベルの入力電圧INHが10V、ローレベルの入力電圧INLが5Vであれば、第1NMOSトランジスタN1はターンオンし、第1PMOSトランジスタP1はターンオフする。従って、点bにかかる電圧は、0V(=VSS)となり、出力端子OUTにかかる電圧は、0V(=VSS)となる。また、第1PMOSトランジスタP1がターンオフしているので、点aにかかる電圧は6V、即ちシールド電圧Vshieldに第2PMOSトランジスタP2のスレショルド電圧を加えた電圧となる。
【0007】
このようにして図3の各点にかかる電圧は、点aで6V、出力端子OUTで0V、点bで0Vであるので、各低電圧CMOSトランジスタにかかる電圧は、当該低電圧CMOSトランジスタの耐圧を超えることなく、出力端子OUTに0Vの電圧を出力する。
【0008】
一方、ハイレベルの入力電圧INHが5V、ローレベルの入力電圧INLが0Vであれば、第1NMOSトランジスタN1はターンオフし、第1PMOSトランジスタP1はターンオンする。従って点aにかかる電圧は、10V(=VDD)となり、出力端子OUTにかかる電圧は、10V(=VDD)となる。また、第1NMOSトランジスタN1がターンオフしているので、点bにかかる電圧は4V、即ちシールド電圧Vshieldに第2NMOSトランジスタN2のスレショルド電圧を引いた電圧がかかる。
【0009】
このようにして図3の各点にかかる電圧は、点aで10V、出力端子OUTで10V、点bで4Vとなり、従来の高電圧出力インバーターは、狭い電圧変動範囲の入力電圧(VDD〜Vshield、Vshield〜VSS)から広い電圧変動範囲の出力電圧(VDD〜VSS)を発生する。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の高電圧出力インバーターは、図3に示したように、(VDD+VSS)/2程度の電圧値を有するDC電圧、即ちシールド電圧Vsheildを必要とする。従って、シールド電圧Vshieldを供給するために外部からDC電圧を入力するか、シールド電圧発生用ジェネレータが必要となる。さらに、第2NMOSトランジスタN2及び第2PMOSトランジスタP2のゲートには、連続的にDC電圧が印加されるので、高電圧出力インバーターの信頼性が低下するという問題点があった。
【0011】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、従来の高電圧出力インバーターの問題点を改善して、シールド電圧を必要としない高電圧出力インバーターを提供することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
このため、請求項1に係る発明は、低電圧用トランジスタを用いて高電圧を出力する高電圧出力インバーターにおいて、ゲートが第1入力端子に連結され、ソースが電源端子に連結された第1PMOSトランジスタと、ソースが前記第1PMOSトランジスタのドレーンに連結され、ドレーンが出力端子に連結された第2PMOSトランジスタと、ゲートが第2入力端子に連結され、ソースが接地端子に連結された第1NMOSトランジスタと、ソースが前記第1NMOSトランジスタのドレーンに連結され、ドレーンが出力端子に連結された第2NMOSトランジスタと、ゲートとソースとが前記第1入力端子に連結され、ドレーンが前記第2PMOSトランジスタのゲートに連結された第3PMOSトランジスタと、ゲートとソースとが前記第2入力端子に連結され、ドレーンが前記第2NMOSトランジスタのゲートと前記第3PMOSトランジスタのドレーンに連結された第3NMOSトランジスタと、を含んでなり、前記第1入力端子にハイレベルの入力電圧を印加し、前記第2入力端子に前記ハイレベルの入力電圧と同位相のローレベルの入力電圧を印加する構成とした。
【0013】
かかる構成では、第3PMOSトランジスタにハイレベルの入力電圧を、第3NMOSトランジスタに前記ハイレベルの入力電圧と同位相のローレベルの入力電圧を、それぞれ入力すると、当該ハイレベル及びローレベルの入力電圧の値に応じて第3PMOSトランジスタ及び第3NMOSトランジスタがターンオンまたはターンオフして、第2PMOSトランジスタ及び第2NMOSトランジスタのゲートにゲート電圧が印加され、前記ハイレベル及び前記ローレベルの入力電圧を反転した出力電圧を出力する。
【0014】
また、請求項2に係る発明では、前記各NMOSトランジスタ及び各PMOSトランジスタは、出力電圧の半分よりは高く、出力電圧よりは低い耐圧を有するトランジスタであることを特徴とした。
【0015】
また、請求項3に係る発明では、前記ハイレベルの入力電圧の電圧変動範囲が、前記電源端子に印加する電源電圧値と前記接地端子に印加する接地電圧値との和の半分の値から前記電源電圧値の間であることを特徴とした。
【0016】
また、請求項4に係る発明では、前記ローレベルの入力電圧の電圧変動範囲が、前記電源端子に印加する電源電圧値と前記接地端子に印加する接地電圧値との和の半分の値から前記接地電圧値の間であることを特徴とした。
【0017】
また、請求項5に係る発明では、前記第3PMOSトランジスタと前記第3NMOSトランジスタのドレーン接続点と前記接地端子との間にキャパシタを接続したことを特徴とする。
【0018】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明の高電圧出力インバーターの一実施例を示した回路図である。
【0019】
尚、上述の図3と同じ機能を有する図1中の回路素子は、図3と同じ符号で表す。
図1において、高電圧出力インバーターは、ドレーンが出力端子OUTとそれぞれ連結された第2PMOSトランジスタP2及び第2NMOSトランジスタN2と、ハイレベルの入力電圧INHが第1入力端子を介してゲートに、電源電圧VDDがソースにそれぞれ印加され、ドレーンを第2PMOSトランジスタP2のソースと連結した第1PMOSトランジスタP1と、ローレベルの入力電圧INLが第2入力端子を介してゲートに、接地電圧VSSがソースにそれぞれ印加され、ドレーンを第2NMOSトランジスタN2のソースと連結した第1NMOSトランジスタN1と、から構成される図3のインバータ回路に、第3PMOSトランジスタP3と第3NMOSトランジスタN3とから構成されたブロックXを追加して構成した。
【0020】
ブロックXは、第2PMOSトランジスタP2と第2NMOSトランジスタN2のゲートが第3PMOSトランジスタP3と第3NMOSトランジスタN3のドレーンと連結され、第3PMOSトランジスタP3と第3NMOSトランジスタN3のソースは、それぞれ第1PMOSトランジスタP1と第1NMOSトランジスタN1のゲートと連結され、ハイレベルの入力電圧INHが第3PMOSトランジスタP3のゲートとソースに印加され、ローレベルの入力電圧INLが第3NMOSトランジスタN3のゲートとソースに印加される構成である。即ち、図1における高電圧出力インバーターは、図3のインバーター回路でシールド電圧Vshieldを印加する代わりにブロックXを備えた構成となる。
【0021】
そして、ハイレベルの入力電圧INHの電圧変動範囲は、VDDから(VDD+VSS)/2までの間で、一方、ローレベルの入力電圧INLの電圧変動範囲は、(VDD+VSS)/2からVSSまでの間である。
【0022】
また、ハイレベルの入力電圧INHとローレベルの入力電圧INLは、同位相である。
また、第3PMOSトランジスタP3と第3NMOSトランジスタN3のドレーン接続点と接地端子との間にキャパシタC1を連結する。
【0023】
第1PMOSトランジスタP1、第2PMOSトランジスタP2、第1NMOSトランジスタN1のバルクは、それぞれ自身のソースに連結され、第2NMOSトランジスタN2のバルクは第1NMOSトランジスタN1のバルクと連結され、さらに、第3PMOSトランジスタP3のバルクは電源端子に、第3NMOSトランジスタN3のバルクは接地端子にそれぞれ連結される。
【0024】
以下、図1及び図2を用いて、本実施形態の高電圧出力インバータの動作について説明する。
尚、本実施形態では、電源電圧VDDを10V、接地電圧VSSを0Vとする。また、ハイレベルの入力電圧INHの電圧入力範囲を10〜5V、前記ローレベルの入力電圧INLの電圧入力範囲を5〜0Vとし、各NMOSトランジスタ及びPMOSトランジスタのスレショルド電圧は1Vとする。
【0025】
図2(a)〜図2(d)は、本実施形態の高電圧出力インバーターの各点における電圧波形である。
図2(a)において、ハイレベルの入力電圧INHが10V、ローレベルの入力電圧INLが5Vであれば、第1PMOSトランジスタP1と第3PMOSトランジスタP3はターンオフし、第1NMOSトランジスタN1はターンオンする。第3NMOSトランジスタN3のドレーン側の点N67にかかる電圧V(n67)は図2(d)に示すように約4V、即ち、第3NMOSトランジスタN3はダイオード形態となって、ローレベルの入力電圧INLから第3NMOSトランジスタN3のスレショルド電圧を引いた値程度の電圧がかかる。また、点N13にかかる電圧V(n13)は図2(b)に示すように0V(=VSS)となる。そして、V(n67)が4Vであるので、第2NMOSトランジスタN2もターンオンし、出力端子OUTにおける出力電圧V(out3)は図2(e)に示すように0V(=VSS)となる。
【0026】
そして、ハイレベルの入力電圧INHが10Vであるので、第1PMOSトランジスタP1がターンオフし、点N67に4Vの電圧がかかっているので、点N18にかかる電圧V(n18)は、図2(c)に示すように、V(n67)に第2PMOSトランジスタP2のスレショルド電圧を加えた値程度の約5Vの電圧となる。
【0027】
このように、出力端子OUTに0V(=VSS)を出力するときの各点にかかる電圧は、点N67で4V、点N18で5V、点N13で0Vである。従って、図1における各NMOSトランジスタ及び各PMOSトランジスタの耐圧を超えることなく動作する。
【0028】
一方、図2(a)において、ハイレベルの入力電圧INHが5V、ローレベルの入力電圧INLが0Vであれば、図2(b)に示すように、第1NMOSトランジスタN1はターンオフして、点N13にかかる電圧V(n13)が増加する。その結果、図2(d)に示すように、チャージポンピング(charge pumping)によって点N67にかかる電圧V(n67)が増加する。そして、V(n67)の値は、図2(d)に示すように、第3PMOSトランジスタP3のゲート電圧に相当するハイレベルの入力電圧INHに第3PMOSトランジスタP3のスレショルド電圧を加えた値程度の約6Vとなる。また、点N18にかかる電圧V(n18)は、図2(c)に示すように、第1PMOSトランジスタP1がターンオンし10Vとなる。さらに、第2PMOSトランジスタP2がV(n67)によってターンオンするので、出力端子OUTにかかる出力電圧V(out3)は、図2(e)に示すように、10V(=VDD)になる。ローレベルの入力電圧INLは0Vであるので、第1NMOSトランジスタN1がターンオフし、一方、第2NMOSトランジスタN2のゲートには6Vの電圧がかかるので、点N13にかかる電圧V(n13)は、図2(b)に示すように、V(n67)から第2NMOSトランジスタN2のスレショルド電圧を引いた値程度の約5Vとなる。
【0029】
このように、出力端子OUTに10Vを出力するときの各点にかかる電圧は、点N67で6V、点N18で10V、点N13で5Vである。従って、図1における各NMOSトランジスタ及び各PMOSトランジスタの耐圧を超えることなく動作する。
【0030】
以上のように、第3PMOSトランジスタP3と第3NMOSトランジスタN3とを設け、ハイレベルの入力電圧INH及びローレベルの入力電圧INLによって、第2PMOSトランジスタP2及び第2NMOSトランジスタN2にゲート電圧が入力される構成としたので、第2PMOSトランジスタP2と第2NMOSトランジスタN2のゲートに従来のシールド電圧を連続的に入力する必要がなくなる。したがって、高電圧出力インバーターの信頼性を向上できる。
【0031】
さらに、シールド電圧を供給するための回路が不要となるため、チップサイズを小さくできる。
また、キャパシタC1を設けたことによって、点N67における電圧変動時のオーバーシュートするのを防止でき、高電圧出力インバーターの信頼性を更に向上できる。
【0032】
尚、キャパシタC1は、省略してもよい。
【0033】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、従来のシールド電圧を用いた高電圧出力インバーターに比べ、回路の信頼性を向上でき、チップサイズを小さくできる。
【0034】
また、第3PMOSトランジスタと第3NMOSトランジスタのドレーン接続点と接地端子の間にキャパシタを設ければ、第2PMOSトランジスタと第2NMOSトランジスタのゲート入力電圧の電圧変動時におけるオーバーシュートを防止でき、高電圧出力インバーターの信頼性を更に向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の高電圧出力インバーターの一実施形態の回路図
【図2】同上実施形態の高電圧出力インバーターの各点における電圧波形図
【図3】従来の高電圧出力インバーターの回路図
【符号の説明】
P1〜P3 第1〜第3PMOSトランジスタ
N1〜N3 第1〜第3NMOSトランジスタ
10 第1入力端子
20 第2入力端子
C1 キャパシタ

Claims (5)

  1. 低電圧用トランジスタを用いて高電圧を出力する高電圧出力インバーターにおいて、
    ゲートが第1入力端子に連結され、ソースが電源端子に連結された第1PMOSトランジスタと、
    ソースが前記第1PMOSトランジスタのドレーンに連結され、ドレーンが出力端子に連結された第2PMOSトランジスタと、
    ゲートが第2入力端子に連結され、ソースが接地端子に連結された第1NMOSトランジスタと、
    ソースが前記第1NMOSトランジスタのドレーンに連結され、ドレーンが出力端子に連結された第2NMOSトランジスタと、
    ゲートとソースとが前記第1入力端子にそれぞれ連結され、ドレーンが前記第2PMOSトランジスタのゲートに連結された第3PMOSトランジスタと、
    ゲートとソースとが前記第2入力端子に連結され、ドレーンが前記第2NMOSトランジスタのゲートと前記第3PMOSトランジスタのドレーンに連結された第3NMOSトランジスタと、
    を含んでなり、前記第1入力端子にハイレベルの入力電圧を印加し、前記第2入力端子に前記ハイレベルの入力電圧と同位相のローレベルの入力電圧を印加する構成としたことを特徴とする高電圧出力インバーター。
  2. 前記各NMOSトランジスタ及び各PMOSトランジスタは、出力電圧の半分よりは高く、出力電圧よりは低い耐圧を有するトランジスタであることを特徴とする請求項1に記載の高電圧出力インバーター。
  3. 前記ハイレベルの入力電圧の電圧変動範囲が、前記電源端子に印加する電源電圧値と前記接地端子に印加する接地電圧値との和の半分の値から前記電源電圧値の間であることを特徴とする請求項1または2に記載の高電圧出力インバーター。
  4. 前記ローレベルの入力電圧の電圧変動範囲が、前記電源端子に印加する電源電圧値と前記接地端子に印加する接地電圧値との和の半分の値から前記接地電圧値の間であることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1つに記載の高電圧出力インバーター。
  5. 前記第3PMOSトランジスタと前記第3NMOSトランジスタのドレーン接続点と前記接地端子との間にキャパシタを接続したことを特徴とする請求項1〜4のいずれか1つに記載の高電圧出力インバーター。
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