JP4395102B2 - パルス測定装置及びその方法 - Google Patents

Description

本発明は、パルス測定に関するものであり、特に、いわゆる準尖頭値の測定に関する。ただし、本発明は、準尖頭値の測定に限定されるものではない。

準尖頭値（Quasi-Peak）測定の役割は、ＲＦ信号の包絡線において重み付けられたピーク値を検出することである。

特許文献１のピークパルスを測定するための測定装置は、公知である。この測定装置は、単に分散ピークの最大値（尖頭値）を測定し、準尖頭値の測定を行わない。ＲＦ入力信号は、高周波レシーバによって受け取られ、そしてゼロ周波数よりいちじるしく大きい特定の中心周波数を有する、中間周波数帯に変換される。そして、パルス測定は、この中間周波数帯において、アナログ形態で実行される。つまり、このパルス測定が実行されうる前に、特定の中間周波数バンドパスフィルタを用いてＲＦ信号をフィルタする。

特許文献２の準尖頭値測定のためのデジタル検波器は、公知である。

独国特許発明第ＤＥ３８１７５００Ｃ１号明細書 独国特許出願公開第ＤＥ１０１０３４８１Ａ１号明細書

しかしながら、パルス測定に中間周波数帯の使用には不利益があり、それは、中間周波数フィルタが非常に高価であり、そしてデジタルテクノロジにおいて容易に集積化することができないことである。したがって、中間周波数帯へ変換する代わりに、ＲＦ入力を直接的にゼロ中心周波数帯に変換することには、いくつかの利点がある。しかしながら、ゼロミキシングに用いられるアナログミキシング手段は、当該ミキサの出力部にハイパスフィルタを必要とし、それは、直流（Direct Current, ＤＣ）成分や他の低周波成分が、アナログ／デジタル変換器に送られることを防止するためである。しかしながら、これは、ゼロ周波数に近い周波数成分が、デジタル信号に変換される前にキャンセルされてしまうこと、従って、デジタル検波器まで到達しないことを意味する。これは、測定の特定の失敗の原因となる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ゼロミキシングのコンセプトを創造し、さらにゼロ周波数近辺の周波数成分を有するピークパルスの測定が可能である、装置と方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し目的を達成するために、請求項１の特徴はその装置に関し、請求項９の特徴はその方法に関する。

本発明によれば、周波数シフト手段が適用され、第１の測定が第１の周波数レンジにおいて行われ、第２の測定が、前記第１のレンジからシフトされた第２の周波数レンジにおいて行われるように、この周波数シフト手段はコントロール手段によって制御される。従って、本発明に係る装置及び方法は、異なる周波数レンジにおいて少なくとも２つの測定を実行する。その結果として、周波数成分アナログミキシング手段によって抑制された周波数成分は、ゼロ周波数において発生せず、従って測定され得る。

従属クレームは、発明の更なる発展に関与する。好適には、前記第１及び前記第２の周波数レンジはオーバーラップし、前記第１及び前記第２の周波数レンジの両方とも、前記ミキシング手段によって抑制された周波数成分のレンジを含む。

さらに、当該測定装置は、前記周波数ミキシング手段の下段に設けられたローパスフィルタをさらに備え、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記アナログミキシング手段によって抑制された最も高い周波数と比して、数倍の大きさである。

ここで、図面に基づき、本発明に係る測定装置及び測定方法の好ましい一実施形態を詳細に説明する。

図１は、本発明の好ましい一実施形態に係る測定装置１の概略化されたブロック図であり、この測定装置１は、ＲＦ入力信号のピークパルス、特に準尖頭値の測定を行うための装置である。ＲＦ入力信号ＲＦ_inputは中心周波数ｆ_RFを有し、アナログミキシング手段２に供給される。アナログミキシング手段２は、ミキサ３を備え、このミキサ３には、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputと、局部発振器４によって発振され、周波数ｆ_LO有する局部発振信号ＬＯとが供給されている。アナログミキシング手段２は、さらにハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５を備え、ハイパスフィルタ５は、ゼロ周波数近辺のレンジにおける周波数成分を、特に直流（Direct Current, ＤＣ）成分を抑制している。アナログ／デジタル変換器６は、ミキシング手段２の出力部と接続されていて、アナログ信号をデジタル信号に変換する。

周波数ｆ_LOは、通常、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputの中心周波数ｆ_RFと完全に一致しているが、本発明においては、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputの中心周波数ｆ_RFの近傍値となっている。その結果、アナログミキシング手段２は、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputを、直接的にゼロ中心周波数に変換する。ＲＦ入力信号ＲＦ_inputが、中間周波数ではなく直接的にゼロ周波数に変換されることによって、高価な中間周波数フィルタの使用を防止することができ、本発明に係る測定装置１の全体の生産コストは、大幅に縮小される。しかしながら、アナログミキシング手段がゼロ周波数近辺の周波数成分を抑制するにつれ、これらの周波数成分は測定結果の失敗の原因となる。本発明によればこの失敗を防止することができ、その説明は後述する。

第１のデジタルユニット７は、デジタルマルチプライヤ（デジタルミキサ）８を備え、このデジタルマルチプライヤ８には、アナログ／デジタル変換器６からのデジタル信号と、ＮＣ発振器（numerically controlled oscillator, ＮＣＯ）９からのデジタル信号とが供給されている。このデジタルミキサ８には、デジタル信号に対するローパスフィルタリングを行うための可調整のデジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０が続いて設けられている。ここで、図のローパスフィルタ１０の出力部に示されたように、デジタル信号は、同相であるＩ成分と直角位相であるＱ成分との複素ベースバンド信号（complex baseband signal）であることに留意されたい。ローパスフィルタ１０には、コーディックモジュール（cordic module）１１が続いて設けられていて、このコーディックモジュール１１は、デカルト座標から、大きさＭａｇと位相角ψを用いた極座標への座標変換を行う。

大きさＭａｇは、補正フィルタ１３を備えた第２のデジタルユニット１２に送られる。この補正フィルタ１３は、バイパスライン１４によって、バイパスされることが可能である。補正フィルタ１３は、ローパスフィルタ１０に関連した反転パルス応答（inverse pulse response）を有し、ローパスフィルタ１０に起因するデジタル信号のひずみを修正する。

第３のデジタルユニット１５は、準尖頭値フィルタ１６とビデオフィルタ１７とを備える。検波器１８は、スイッチ手段１９によって、準尖頭値フィルタ１６又はビデオフィルタ１７に接続されることができる。準尖頭値フィルタ１６の入力部は、補正フィルタ１３を介してコーディックモジュール１１の出力部に接続されている。ビデオフィルタ１７の入力部は、バイパスライン１４を介して直接コーディックモジュール１１の出力部に接続されている。ここで、検波器１８と準尖頭値フィルタ１６とが、準尖頭値の測定を遂行するための準尖頭値検波手段を構成する（この準尖頭値検波手段は検波手段であり、以下、準尖頭値検波手段を準尖頭値検波手段１６、１８と称する）。本出願は、準尖頭値の測定に適用されるものであが、これに限定されるものではなく、その他のパルスの測定にも用いることが可能であることに留意されたい。

局部発振器４によって発振される局部発振信号ＬＯの周波数ｆ_LOは、コントロール手段（コントローラ）２０によって制御される。コントロール手段２０は、さらに測定装置１の他のデバイスを制御可能であり、特に、ＮＣ発振器９が発振する周波数、ローパスフィルタ１０のカットオフ周波数、そして、検波器１８を制御可能である。

準尖頭値検波手段１６、１８は、信号の包絡線をある出力信号レベルに変換し、その出力信号レベルとは、人間の耳や目の心理物理学的知覚反応に適合されたレベルである。そのような準尖頭値検波器の仕様は、「IEC CISPR 16-1/1999-10」の、「ラジオ妨害及び耐雑音障害性の測定装置及び方法の仕様」の、パート１「ラジオ妨害及び耐雑音障害性の測定装置」に記載されている。人間の耳や目は、同じ振幅の複数のパルスの干渉においては、より繰り返し頻度の高い複数のパルスの干渉に対して、より強く不穏を知覚する。準尖頭値検波手段１６、１８の目的は、人間の耳や目の主観的な知覚反応をシミュレートすることである。

図３は、前述した仕様において必要とされていた、準尖頭値検波手段の周波数挙動を示す図である。示されているのは、入力側のノイズ電圧のレベルで、ノイズ電圧はパルスレート（反復のレート）の関数として表されている。これは、各ケースにおいて、準尖頭値検波器の出力部で同じ出力レベルを得るために必要である入力側のノイズ電圧のレベルである。この図において、以下のことが見極められ、それは、低いパルスレートにおいて特定の出力レベルを得るためには、高いパルスレートにおける場合と比して、準尖頭値検波器はより高いノイズ電圧を必要とすることである。換言すれば、比較的高いパルスレートにおいて、準尖頭値検波器は、ノイズ電圧に対してより敏感になる。

準尖頭値検波器は、以前から、いわば図２から明らかなアナログ設計を用いて構成されていた。入力信号Ｓ_inは、ダイオードＤによって整流され、充電抵抗Ｒ１を介してキャパシタＣに供給される。入力信号Ｓ_inの各半波において、キャパシタＣは、充電抵抗Ｒ１を介し、結果的に充電される。キャパシタＣの放電は、キャパシタＣに対して並列接続された放電抵抗Ｒ２に影響される。バッファＢの下段には、例えば可動鉄片型計器の如き測定機器が、直接的に接続されていてもよい。主に初期段階における準尖頭値の測定は、このように成し遂げられてきた。より最近では、アナログローパスフィルタＴ₃を用いて電子的に評価が行われている。このアナログローパスフィルタＴ₃は、測定機器の応答をシミュレートし、そして、バッファＢの下段に接続されている。その結果として、この回路は３つの時定数を有する。それらは、充電時定数τ₁：τ₁＝Ｒ１×Ｃ、放電時定数τ₂：τ₂＝Ｒ２×Ｃ、そして、ダンピング要素（damping element）であるアナログローパスフィルタＴ₃のダンピング時定数（damping time constant）τ₃である。

準尖頭値検波器のアナログ的実現化に関連し、以下の問題が生じる。つまり、正確な測定を行うためには、ダイオードＤは補償されていなければならない。大きな放電時定数τ₂に起因してキャパシタは高品質でなければならず、すなわち、キャパシタは、比較的長時間（数秒）にわたって、重度の喪失なしでチャージを維持しなければならない。図３に示すように、準尖頭値検波器の感度は、異なる周波数帯それぞれに対して個別に指定されていて、そのため、各周波数帯に対して異なる回路が使用されなければならない。さらに、検波器とレンジ切換との同調は難しい。

特許文献２は、準尖頭値検波器の、デジタル化された実装を示す。図１に示す本出願の準尖頭値検波手段１６、１８は、例えば、そのように実装されてもよい。

特許文献２において、デジタル充電フィルタは、キャパシタ充電のプロセスをシミュレートし、デジタル放電フィルタは、キャパシタ放電のプロセスをシミュレートし、そして、デジタル減衰フィルタは、測定機器の減衰応答をシミュレートし、これらのフィルタは、図２に示されたアナログ部品の代わりに適用される。準尖頭値検波器のデジタル実現された準尖頭値検波器は、非常に正確な測定を可能とする。デジタル充電フィルタとデジタル放電フィルタは、１次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして実装されている。デジタル減衰フィルタは、２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして実装され、そして、厳密に結合された２つの１次のローパスフィルタを実装している。デジタル入力フィルタは、同様に、２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして実現されている。

図４−１、図４−２、及び、図４−３に関連し、本発明の原理を説明する。図４−１は、アナログミキシング手段２のハイパスフィルタ５と、デジタルローパスフィルタ１０との典型的な構成を用いた場合の周波数ドメインを示す。ローパスフィルタ１０のカットオフ周波数はｆに設定されていて、従って、ローパスフィルタ１０を通過するトータルの周波数レンジは、−ｆから＋ｆまでである。ハイパスフィルタ５は、しかしながら、ゼロ周波数０近辺のレンジＢ及びＣの周波数成分を抑制する。図４−１に示す例において、ローパスフィルタ１０のカットオフ周波数は、ハイパスフィルタ５のカットオフ周波数の４倍であり、従って、ローパスフィルタ１０のカットオフ周波数ｆは、ミキシング手段２によって抑制される最も高い周波数の４倍である。

周波数レンジＢ及びＣは、ハイパスフィルタ５を通過しないため、これらの周波数成分は、アナログ／デジタル変換器６によって変換されることはなく、従って、ローパスフィルタ１０の出力部からは周波数レンジＡ及びＤのみ出力される。これらの周波数レンジＡ及びＤのみ、コーディックモジュール１１と補正フィルタ１３とを介して、準尖頭値フィルタ１６に送られる。従って、これらの周波数レンジＡ及びＤのみ、検波器１８によって検波された信号に寄与する。これは、パルス測定の重大な失敗を引き起こす。ここで、以下のことを留意されたい。この問題が生じるのは、ミキシング手段２においてゼロミキシングが用いられたからであり、ミキシング手段２がＲＦ入力信号ＲＦ_inputを、従来の測定配置におけるような中間周波数帯に変換した場合、この問題は生じないであろう。従って、パルス測定のためのゼロミキシングを可能にするためには、上述した問題が解決されなければならない。

本発明は、以下の解決法を提案する。コントローラ２０は、第１の測定が、図４−２に示す第１の周波数領域Ｅにおいて行われ、少なくとも第２の測定が、図４−３に示すように第１の周波数レンジＥからシフトされた第２の周波数レンジＦにおいて行われるように、局部発振器４が発振する局部発振信号の周波数ｆ_LOを制御する。

図４−２から分かるように、第１の測定の間、局部発振器４が発振した周波数ｆ_LOは、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputの中心周波数ｆ_RFと完全一致ではなく、図４−２の矢印Ｇで示されるように、負の周波数シフトである−１／４ｆだけ、シフトされている。従って、第１の測定における第１の周波数レンジＥは、図４−２に示すシフトされた周波数スケールにおいて、−３／４ｆから＋３／４ｆまでの間隔をカバーする。ここで、この間隔は、図４−１に示すシフトされていない周波数スケールにおける−ｆから＋１／２ｆまでの間隔に相当する。従って、第１の測定における第１の周波数レンジは、図４−２に示すように、周波数レンジ２／３Ａ、Ｃ、及び、１／３Ｄをカバーする。ここで、以下のことに留意されたい。つまり、周波数レンジ２／３Ｄは、第１の測定における周波数レンジＥとしてカバーされず、これは、矢印Ｇによって示される周波数シフトシフトに起因するものである。さらに、アナログミキシング手段２のハイパスフィルタ５は、図４−２に示すように、第１の測定の間、周波数レンジＢ’とＢとを抑制することにも留意されたい。

図４−３から分かるように、第２の測定の間、局部発振器４が発振した周波数ｆ_LOは、ＲＦ入力信号ＲＦ_inputの中心周波数ｆ_RFと完全一致ではなく、図４−３の矢印Ｈで示されるように、正の周波数シフトである＋１／４ｆだけ、シフトされている。従って、第２の測定における第２の周波数レンジＦは、図４−３に示すシフトされた周波数スケールにおいて、−３／４ｆから＋３／４ｆまでの間隔をカバーする。ここで、この間隔は、図４−１に示すシフトされていない周波数スケールにおける−１／２ｆから＋ｆまでの間隔に相当する。従って、第２の測定における第２の周波数レンジは、図４−３に示すように、周波数レンジ１／３Ａ、Ｂ、及び、２／３Ｄをカバーする。ここで、以下のことに留意されたい。つまり、周波数レンジ２／３Ａは、第２の測定における周波数レンジＦとしてカバーされず、これは、矢印Ｈによって示される周波数シフトシフトに起因するものである。さらに、アナログミキシング手段２のハイパスフィルタ５は、図４−３に示すように、第２の測定の間、周波数レンジＣ’とＣとを抑制することにも留意されたい。

図４−２及び図４−３に示す両測定の結果は、加算手段２１において加算される。その結果として、加算された結果の周波数レンジは、周波数レンジＥとＦとの重畳をカバーする。周波数レンジＣが図４−２に示す第１の測定によってカバーされ、周波数レンジＢが図４−３に示す第２の測定によってカバーされるので、これらの周波数レンジＢ及びＣにおけるゼロ周波数近辺の周波数成分は、この２つの測定の重畳としてカバーされている。ここで、以下のことに留意されたい。周波数シフトＧ及びＨの大きさは、少なくともハイパスフィルタ５のカットオフ周波数程度の大きさでなければならない。ここで示した例においては、ハイパスフィルタ５のカットオフ周波数は、１／４ｆである。本発明に係る方法の信頼性を向上させるためには、この周波数シフトは、少なくとも、わずかながらもより大きくあるべきである。

好適な実施形態において、第１の周波数レンジＥ及び第２の周波数レンジＦの両方は、互いに異なる方向へとゼロ位置からシフトされている。このゼロ位置とは、局部発振信号ＬＯの周波数ｆ_LOが、RF入力信号ＲＦ_inputの中心周波数ｆ_RFと一致する位置である。

第１の周波数レンジＥ及び第２の周波数レンジＦは、異なる方向へ同じ値だけシフトされることが好ましい。

本発明は、図面に示され、上述された実施形態に限定されない。特に、周波数レンジＥ及びＦの両レンジとも、ゼロ周波数位置からシフトされる必要はない。例えば、第２の測定における周波数シフトＨが倍増される場合、すなわち例において１／２ｆに倍増される場合、第１の測定は、局部発振器４が発振した周波数ｆ_LOをシフトすることなく行われてもよい。

ここで、検波手段は、準尖頭値検波手段に限らず、例えば、検波器１８と尖頭値を検波するための尖頭値フィルタとを備えた尖頭値検波手段や、検波器１８と平均値を検波するための平均値フィルタとを備えた平均値検波手段等であってもよい。

本発明に係る装置の一実施形態を示す図である。 準尖頭値検波手段のアナログ等価回路を示す図である。 準尖頭値検波手段の周波数挙動を示す図である。 シフトされていない周波数ダイアグラムを示す図である。 本発明の原理を説明するために用いられる第１の測定の周波数ダイアグラムを示す図である。 本発明の原理を説明するために用いられる第２の測定の周波数ダイアグラムを示す図である。

符号の説明

１ 測定装置
２ ミキシング手段
３ ミキサ
４ 局部発振器
５ ハイパスフィルタ
６ アナログ／デジタル変換器
７ 第１のデジタルユニット
８ デジタルマルチプライヤ
９ ＮＣ発振器
１０ ローパスフィルタ
１１ コーディックモジュール
１２ 第２のデジタルユニット
１３ 補正フィルタ
１４ バイパスライン
１５ 第３のデジタルユニット
１６ 準尖頭値フィルタ
１７ ビデオフィルタ
１８ 検波器
１９ スイッチ手段
２０ コントロール手段
２１ 加算手段
Ｂ バッファ
Ｃ キャパシタ
Ｄ ダイオード
Ｒ１ 充電抵抗
Ｒ２ 放電抵抗
Ｔ₃ アナログローパスフィルタ

Claims (15)

1. ＲＦ入力信号のピークパルスを測定するための測定装置であって、
   前記ＲＦ入力信号を局部発振信号と混合する手段であって、ゼロ周波数近辺のレンジの周波数成分を抑制することによって前記ＲＦ入力信号を直接的にゼロ中心周波数へ変換するミキシング手段と、
   第１の測定が第１の周波数レンジにおいて行われ、少なくとも第２の測定が、前記第１の周波数レンジに対してシフトされた第２の周波数レンジにおいて行われるように、前記局部発振信号の周波数を制御するコントロール手段と、
   を備えたことを特徴とする測定装置。
2. 前記第１及び前記第２の周波数レンジはオーバーラップすること、
   を特徴とする請求項１に記載の測定装置。
3. 前記第１及び前記第２の周波数レンジの両方は、前記ミキシング手段によって抑制された周波数成分のレンジを含むこと、
   を特徴とする請求項２に記載の測定装置。
4. 前記測定装置は、前記ミキシング手段の下段に設けられたローパスフィルタをさらに備えること、
   を特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の測定装置。
5. 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記ミキシング手段によって抑制された最も高い周波数の、３倍から１０倍であること、
   を特徴とする請求項４に記載の測定装置。
6. 前記ミキシング手段は、ミキサと、前記局部発振信号を発振する局部発振器と、前記ミキサの下段に設けられたハイパスフィルタとを備えること、
   を特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の測定装置。
7. 検波手段によって検波された前記第１の測定の結果と、前記検波手段によって検波された前記第２の測定の結果とが、加算されること、
   を特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載の測定装置。
8. 前記検波手段は、準尖頭値を検波するための準尖頭値フィルタを備えること、
   を特徴とする請求項７に記載の測定装置。
9. ＲＦ入力信号を局部発振信号と混合する手段であって、ゼロ周波数近辺のレンジの周波数成分を抑制することによって前記ＲＦ入力信号を直接的にゼロ中心周波数へ変換するミキシング手段を備えた測定装置を用いた前記ＲＦ入力信号のピークパルスを測定する測定方法であって、
   第１の測定が第１の周波数レンジにおいて行われ、第２の測定が、前記第１の周波数レンジに対してシフトされた第２の周波数レンジにおいて行われるように、前記局部発振信号の周波数を制御すること、
   を特徴とする測定方法。
10. 前記第１及び前記第２の周波数レンジはオーバーラップすること、
    を特徴とする請求項９に記載の測定方法。
11. 前記第１及び前記第２の周波数レンジの両方は、前記ミキシング手段によって抑制された周波数成分のレンジを含むこと、
    を特徴とする請求項１０に記載の測定方法。
12. 前記測定装置は、前記ミキシング手段の下段に設けられたローパスフィルタをさらに備え、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記ミキシング手段によって抑制された最も高い周波数の、３倍から１０倍であるように制御されること、
    を特徴とする請求項９から１１のいずれか一項に記載の測定方法。
13. 検波手段によって検波された、前記第１と少なくとも前記第２との測定の結果が、加算されること、
    を特徴とする請求項９から１２のいずれか一項に記載の測定方法。
14. 局部発振信号の周波数が、ＲＦ入力信号の中心周波数と一致する位置をゼロ位置とし、前記第１の周波数レンジと、前記第２の周波数レンジとの両方は、ゼロ位置を中心に異なる方向にシフトされていること、
    を特徴とする請求項９から１３のいずれか一項に記載の測定方法。
15. 前記第１の周波数レンジと前記第２の周波数レンジとは、同じ値だけ異なる方向にシフトされること、
    を特徴とする請求項１４に記載の測定方法。

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