JP4837591B2

JP4837591B2 - Ｆｍ受信機

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Description

本発明は、周波数変調（Frequency Modulation：ＦＭ）された信号を受信するＦＭ受信機に関し、特に、ＦＭ放送等の受信時における隣接妨害除去及び音声歪みの抑制に関する。

ＦＭ信号は、音声信号等に基づいて搬送波の周波数を変化させるため、その伝送には例えばＡＭ信号に比べて広い周波数帯域を必要とする。そのため、ＦＭ受信機において、目的とする伝送信号を受信する場合に、その周波数に近い周波数で伝送される他の信号からの妨害（隣接妨害）を受けやすく、これが、検波される音声信号の品質に悪影響を及ぼすことがある。この隣接妨害は、受信目的の信号を抽出するバンドパスフィルタの帯域を狭くすることで軽減を図れる。一方、帯域の制限は、受信目的とするＦＭ信号が高変調の場合に、検波出力の音声信号の歪みを生じるおそれがある。

図６は、従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。アンテナ２にて受信されたＲＦ（Radio Frequency）信号は、第１混合回路４にて第１の局部発振信号と混合され、目的受信信号が所定の中間周波数ｆ_ＩＦ１の第１中間信号Ｓ_ＩＦ１へ周波数変換される。

Ｓ_ＩＦ１は第２混合回路６にて第２の局部発振信号と混合され、所定の中間周波数ｆ_ＩＦ２を有する第２中間信号Ｓ_ＩＦ２へ周波数変換される。Ｓ_ＩＦ２はｆ_ＩＦ２を中心周波数とするバンドパスフィルタ（Band Pass Filter：ＢＰＦ）であるＩＦＢＰＦ８を通過後、検波回路１０にてＦＭ検波され、抽出された検波出力信号Ｓ_ＯＵＴがスピーカ等からなる出力回路へ出力される。

また、第１中間信号Ｓ_ＩＦ１は、シグナルメータ（Ｓメータ回路１４）による受信電界強度信号Ｓ_Ｍ−ＤＣの生成に用いられる。Ｓメータ回路１４はＳ_ＩＦ１に基づいて生成される被測定信号をキャパシタＣ_０１で平滑化し直流化して、Ｓ_Ｍ−ＤＣを生成する。

さて、ＩＦＢＰＦ８は、帯域幅制御部１２によって帯域幅Ｗ_Ｆを制御できるように構成される。帯域幅制御部１２は、Ｓ_ＯＵＴとＳ_Ｍ−ＤＣとに基づいて帯域幅Ｗ_Ｆの広狭を切り換える。図７は、帯域幅制御部１２の構成を示すブロック図である。Ｓ_ＯＵＴは、ハイパスフィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）２０とローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）２２とに入力される。

ＨＰＦ２０は例えば、１００ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有し、Ｓ_ＯＵＴのうち音声帯域を超える周波数成分を通過する。通過した高域信号は、キャパシタＣ_０２にて平滑化され、そのＣ_０２の端子電圧がＨＰＦ２０の出力レベルとして制御回路２４に入力される。

ＬＰＦ２２は例えば、Ｓ_ＯＵＴに含まれる音声帯域の信号成分を通過する。ＬＰＦ２２の出力は、スイッチ２６を介して制御回路２４に入力される。スイッチ２６はＳ_Ｍ−ＤＣにより制御され、受信電界強度が所定の弱電界状態であるときに、選択的にオン状態となる。

隣接妨害時にはＳ_ＯＵＴ中の高域成分が増加する。これに対応して、制御回路２４は、ＨＰＦ２０の出力レベルＶ_ＨＦが所定の閾値ｄ_ＨＦ１以上であることを検知すると、ＩＦＢＰＦ８の通過帯域Ｗ_Ｆを基準帯域幅よりも狭める。これにより、隣接妨害の影響の除去・軽減が図られる。ここで、通過帯域Ｗ_Ｆを狭めると上述のように音声歪みが増加し得る。しかし、受信電界強度が確保されている状態では、当該音声歪みよりも隣接妨害の方が音声品質に与える影響が大きいため、帯域制限による隣接妨害除去が優先される。

これに対して、弱電界時においては、検波出力信号Ｓ_ＯＵＴに含まれるノイズの高周波成分が中電界以上に比べて増加するため、制御回路２４は、ＨＰＦ２０を通過する当該ノイズ成分を隣接妨害によるものと誤検出して通過帯域幅Ｗ_Ｆを狭めやすくなる。その結果、弱電界時には音声歪みが生じやすくなる。

この問題への対策として、従来は、弱電界時の隣接妨害検出の感度を下げることが行われている。具体的には、弱電界時にはスイッチ２６がオンされ、ＬＰＦ２２から音声帯域の信号が制御回路２４に入力される。制御回路２４は、音声歪みが発生する高変調状態を、ＬＰＦ２２の出力レベルＶ_ＬＦが所定の閾値ｄ_ＬＦ以上であることから検知する。そして、高変調状態を検知すると、制御回路２４は、ＨＰＦ２０の出力レベルの大小を判定する閾値をｄ_ＨＦ１からｄ_ＨＦ２（＞ｄ_ＨＦ１）に引き上げる。この閾値の変更により、隣接妨害の検出感度が抑制され、ＩＦＢＰＦ８が基準帯域幅に設定されやすくなり、弱電界状態での高変調時に音声歪みが生じにくくなる。
特開２００４−３１２０７７号公報

上述の閾値の変更では、真に隣接妨害が発生している場合と、ノイズによる場合とを精度良く弁別できるとは限らないという問題があった。すなわち、閾値ｄ_ＨＦ２を超える事象の中にノイズによるものが含まれ、隣接妨害として誤検出され、不要にＩＦＢＰＦ８の帯域が狭められ音声歪みを生じ得る。一方、ｄ_ＨＦ１とｄ_ＨＦ２との間に含まれる事象の中には、真の隣接妨害の事象が含まれ得る。この場合、ＩＦＢＰＦ８の帯域が広く設定される結果、当該隣接妨害が除去されず、音声品質の劣化を生じ得る。このように、従来の構成では、弱電界状態かつ高変調時における隣接妨害除去と音声歪みの抑制とを好適に実現することができないという問題があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、隣接妨害除去及び音声歪みの抑制が好適に実現されるＦＭ受信機を提供することを目的とする。

本発明に係るＦＭ受信機は、受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅を制御する帯域幅制御部と、前記中間信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、前記中間信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、を有し、前記帯域幅制御部が、音声帯域を超えるカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、前記電界強度信号に応じて、前記検波出力信号と前記変動成分信号とのいずれかを選択し、前記ハイパスフィルタに入力するスイッチ回路と、前記ハイパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱高域成分状態か当該基準値を超える強高域成分状態かに基づいて、前記通過帯域幅を制御する制御回路と、を有し、前記スイッチ回路が、前記受信電界強度が所定の弱電界状態の場合に、前記変動成分信号を出力し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合に、前記検波出力信号を出力し、前記制御回路が、前記弱高域成分状態では、前記通過帯域幅を所定の広帯域幅に設定し、一方、前記強高域成分状態では、前記通過帯域幅を前記広帯域幅より狭い狭帯域幅に設定するものである。

前記強度信号生成回路及び前記変動成分生成回路はシグナルメータ回路で構成することができ、当該シグナルメータ回路は、前記中間信号に応じた被計測信号を平滑化して前記電界強度信号を生成し、前記被計測信号を包絡線検波して前記変動成分信号を生成する。

上記ＦＭ受信機は、前記帯域幅制御部が、前記検波出力信号を入力され前記音声帯域を通過するローパスフィルタと、前記弱電界状態にて選択的にオン状態となって前記ローパスフィルタから前記制御回路への信号入力を可能とする低域成分入力制御スイッチ回路と、を有し、前記制御回路が、前記弱高域成分状態のうち、前記弱電界状態かつ、前記ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱低域成分状態である場合に、前記通過帯域幅を前記狭帯域幅に設定する構成とすることができる。

また上記ＦＭ受信機は、前記帯域幅制御部が、前記ハイパスフィルタの通過信号を平滑化し、前記ハイパスフィルタの出力レベルとなる電圧を生成するハイパスフィルタ出力キャパシタと、パルスノイズの発生を検出し、当該パルスノイズによる前記ハイパスフィルタ出力キャパシタの充電を阻止するパルスノイズキャンセル回路と、を有する構成とすることができる。

また本発明は、前記中間信号として第１中間信号を前記強度信号生成回路及び前記変動成分信号生成回路に入力し、当該第１中間信号をダウンコンバートした第２中間信号を前記バンドパスフィルタに入力するダブルコンバージョン方式のＦＭ受信機に用いることができる。

本発明においては、弱電界状態での隣接妨害の検知に変動成分信号を用い、弱電界状態を超える電界強度、つまり中電界以上での隣接妨害の検知に検波出力信号を用いる。変動成分信号は、検波処理を経ずに生成されるため、検波時のノイズを含まない。その影響で、変動成分信号には、検波出力信号に比べて、弱電界状態にて隣接妨害として誤検出されやすいノイズが少ない。よって、本発明によれば、弱電界状態にて隣接妨害が発生しているか否かを精度良く判別することができ、その判別結果に基づいて、バンドパスフィルタを隣接妨害除去のため狭帯域に設定するか、音声歪み抑制のため広帯域に設定するかの選択を好適に行うことが可能となる。

本発明によれば、隣接妨害か否かの判別のためにハイパスフィルタの出力レベルに対して設定される基準値に関し、弱電界状態での音声歪み抑制のために高く設定しなければならないという従来のような制約がない。その結果、弱電界状態及び中電界以上に共通の当該基準値を設定するに際し、中電界以上に対して隣接妨害除去が好適に行われることを考慮に入れることが容易となる。すなわち、中電界以上にて隣接妨害特性を改善できる。

また、変動成分信号は中電界以上で増加する性質を有する。そのため、本発明では、中電界以上では、変動成分信号に代えて検波出力信号を隣接妨害の判別に用い、変動成分信号に含まれるマルチパス信号などによる隣接妨害の誤検出を防止している。

さらに、検波出力信号を入力されるローパスフィルタを備え、当該ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下である低変調度の状態を検出する構成とすることができる。音声歪みは高変調度の状態で発生し易く、弱電界かつ低変調度の状態では、音声歪み抑制のためにバンドパスフィルタの通過帯域を広帯域に設定する必要性は低い。そこで、弱電界かつ低変調度の状態では、バンドパスフィルタの通過帯域を狭帯域に設定して、検波出力信号に含まれるノイズの低減を図ることができる。

また、ハイパスフィルタ出力キャパシタ及びパルスノイズキャンセル回路は、パルスノイズ発生時にハイパスフィルタの出力レベルが基準値を超えることを回避することができる。この構成によれば、パルスノイズを隣接妨害と誤検出して通過帯域を狭めることを回避でき、不要な音声歪みの発生を防止できる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。本ＦＭ受信機５０は、その主要部を集積回路（ＩＣ）として構成され、例えば、自動車の車載オーディオ機器に用いられる。ＦＭ受信機５０は、アンテナ５２、ＲＦアンプ５４、第１局部発振回路５６、第１混合回路５８、ＢＰＦ６０，６４、アンプ６２，７２、第２局部発振回路６６、第２混合回路６８、ＩＦＢＰＦ７０、検波回路７４、Ｓメータ回路７６、パルスノイズ検出回路７８、ＡＦＣ（Automatic frequency control）回路８０、及び帯域幅制御部８２を含んで構成される。

アンテナ５２で受信されたＲＦ信号Ｓ_ＲＦはＲＦアンプ５４で増幅された後、第１混合回路５８に入力される。第１混合回路５８は、入力されたＲＦ信号Ｓ_ＲＦを、第１局部発振回路５６から入力される第１局部発振信号Ｓ_ＬＯ１と混合して、第１中間信号Ｓ_ＩＦ１を生成する。Ｓ_ＬＯ１の周波数ｆ_ＬＯ１は、Ｓ_ＲＦに含まれる周波数ｆ_Ｒの目的受信局の信号が第１混合回路５８によるＳ_ＩＦ１への周波数変換にて所定の第１中間周波数ｆ_ＩＦ１に変換されるように調整される。第１中間周波数ｆ_ＩＦ１は、例えば、１０．７ＭＨｚに設定される。

Ｓ_ＩＦ１は、ＢＰＦ６０、アンプ６２及びＢＰＦ６４を経て、第２混合回路６８とＳメータ回路７６とにそれぞれ入力される。

第２混合回路６８は、入力された第１中間信号Ｓ_ＩＦ１を、第２局部発振回路６６から入力される第２局部発振信号Ｓ_ＬＯ２と混合して、第２中間周波数ｆ_ＩＦ２の第２中間信号Ｓ_ＩＦ２を生成する。Ｓ_ＬＯ２の周波数ｆ_ＬＯ２は、（ｆ_ＩＦ１−ｆ_ＩＦ２）に設定され、Ｓ_ＩＦ１に含まれる周波数ｆ_ＩＦ１の目的受信信号は第２混合回路６８において周波数ｆ_ＩＦ２に変換される。第２中間周波数ｆ_ＩＦ２は、例えば、４５０ｋＨｚに設定される。

Ｓ_ＩＦ２は、ＩＦＢＰＦ７０及びアンプ７２を経て、検波回路７４に入力される。検波回路７４はＦＭ検波回路であり、例えば、クオドラチュア検波回路で構成される。検波回路７４は、アンプ７２から入力されたＳ_ＩＦ２をＦＭ検波して、音声帯域の検波出力信号Ｓ_ＯＵＴを抽出し、スピーカ等からなる出力回路へ出力する。

一方、Ｓメータ回路７６は、ＢＰＦ６４から入力されたＳ_ＩＦ１に基づいて、受信電界強度信号Ｓ_Ｍ−ＤＣを生成すると共に、Ｓ_ＩＦ１に含まれる隣接妨害やノイズ等に起因する変動成分信号Ｓ_Ｍ−ＡＣを生成する。

図２は、Ｓメータ回路７６の概略の構成を示す回路図である。Ｓメータ回路７６は、例えば、直列に接続された６段のリミッタアンプ１００-1〜１００-6、それらの出力を並列に入力される加算器１０２、加算器１０２の出力電流Ｉ_ＯＵＴに基づいてＳ_Ｍ−ＤＣ及びＳ_Ｍ−ＡＣの生成に用いる電流を取り出すカレントミラー回路１０４、カレントミラー回路１０４の出力電流に基づいてそれぞれＳ_Ｍ−ＤＣ及びＳ_Ｍ−ＡＣを生成する平滑化回路１０６，１０８を含んで構成される。

Ｓ_ＩＦ１は初段のリミッタアンプ１００-1に入力され、各リミッタアンプ１００で順次増幅されると共に、各リミッタアンプ１００-k（ｋは１≦ｋ≦６なる整数）の出力信号Ｓ_Ａｋとして加算器１０２に入力される。加算器１０２は、各Ｓ_Ａｋと基準電圧Ｖaとの電圧差δV_Ａｋ（≡Ｓ_Ａｋ−Ｖa）を求め、δV_Ａｋ＞０なるδV_Ａｋについて、当該電圧差に応じた電流δI_Ａｋを生成し、それらの合成電流をＩ_ＯＵＴとして出力する。

Ｉ_ＯＵＴはカレントミラー回路１０４の入力側経路のトランジスタＴ_ｒ１を介して、Ｔ_ｒ２を有する出力側経路及びＴ_ｒ３を有する出力側経路にそれぞれ折り返される。Ｔ_ｒ２を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０６は、Ｔ_ｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ_１及びキャパシタＣ_１からなる。平滑化回路１０６は、Ｔ_ｒ２から出力されるＩ_ＯＵＴを抵抗値Ｒ_１及び容量値Ｃ_１に応じて定まる時定数で平滑化し、Ｓ_Ｍ−ＤＣを生成する。例えば、Ｒ_１を１０ｋΩ程度、Ｃ_１を０．４７μＦ程度とすることで、Ｓ_Ｍ−ＤＣとして、十分に平滑化され実質的に直流とみなせる信号が得られる。

一方、Ｔ_ｒ３を有する出力側経路に接続される平滑化回路１０８は、平滑化回路１０６と同様に、Ｔ_ｒ３のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に互いに並列に接続された抵抗Ｒ_２及びキャパシタＣ_２からなる。平滑化回路１０８は、Ｔ_ｒ３から出力されるＩ_ＯＵＴを抵抗値Ｒ_２及び容量値Ｃ_２に応じて定まる時定数で平滑化し、Ｓ_Ｍ−ＡＣを生成する。例えば、Ｒ_２を５．７ｋΩ程度、Ｃ_２を１０００ｐＦ程度とすることで、平滑化回路１０８の時定数は、Ｓ_ＩＦ１の振幅変動に追随できる程度の値となる。その結果、加算器１０２及び平滑化回路１０８は、包絡線検波器を構成し、隣接妨害やノイズによってＳ_ＩＦ１に生じる振幅変動を交流信号であるＳ_Ｍ−ＡＣとして抽出する。

パルスノイズ検出回路７８は、周囲の電気機器等が発生するパルスノイズをＳ_Ｍ−ＡＣから検出し、そのノイズの持続時間に応じた幅のパルス信号を生成し、ノイズパルスを除去するためのゲート信号として後述する帯域幅制御部８２へ出力する。

ＡＦＣ回路８０は、現在受信している周波数の近傍にて、大きな信号が存在する周波数を検知し、その周波数のずれに応じた電圧信号Ｖsを生成する。この電圧信号Ｖsは、一般には目標受信局の自動追尾等に用いられるが、さらに本ＦＭ受信機５０では、検知される大きな信号が隣接妨害波であると判断できる場合に、帯域幅制御部８２での制御に利用する。

本ＦＭ受信機５０において、ＩＦＢＰＦ７０は、基本的にｆ_ＩＦ２を中心周波数とし、かつ通過帯域幅Ｗ_Ｆを可変設定できるバンドパスフィルタである。ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅Ｗ_Ｆは、帯域幅制御部８２により制御される。帯域幅制御部８２は、上述の検波回路７４の検波出力信号Ｓ_ＯＵＴ、Ｓメータ回路７６の出力Ｓ_Ｍ−ＤＣ，Ｓ_Ｍ−ＡＣ、パルスノイズ検出回路７８の出力パルス、及びＡＦＣ回路８０の出力電圧信号Ｖsに基づいて、Ｗ_Ｆを制御する。例えば、隣接妨害波が存在しない場合は、Ｗ_Ｆを音声歪みが生じないように広めの基準帯域幅に設定する一方、隣接妨害波が存在する場合には、Ｗ_Ｆを基準帯域幅より狭めることにより、隣接妨害除去を図ることができる。

図３は、帯域幅制御部８２の概略の構成を示すブロック図である。帯域幅制御部８２は、制御回路１２０、ＨＰＦ１２２、キャパシタＣ_ＨＦ、ＬＰＦ１２４、スイッチ回路１２６〜１３０、及レベル調整回路１３２を含んで構成される。

スイッチ回路１２６は、Ｓ_ＯＵＴ及びＳ_Ｍ−ＡＣを入力信号とし、Ｓ_Ｍ−ＤＣに応じていずれか一方を選択的にＨＰＦ１２２への出力信号とする。具体的には、スイッチ回路１２６は、受信電界強度信号であるＳ_Ｍ−ＤＣが所定の閾値ｄ_ＤＣ以下である弱電界の場合に、Ｓ_Ｍ−ＡＣを出力信号とし、一方、中電界以上、すなわちＳ_Ｍ−ＤＣがｄ_ＤＣを超える場合に、Ｓ_ＯＵＴを出力信号とする。

ＨＰＦ１２２は例えば、１００ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有し、入力信号のうち音声帯域を超える周波数成分を通過する。ＨＰＦ１２２の出力端とアースとの間には、キャパシタＣ_ＨＦが接続される。キャパシタＣ_ＨＦは、ＨＰＦ１２２を通過した高域信号成分を平滑化し、そのＣ_ＨＦの端子電圧Ｖ_ＨＦがＨＰＦ１２２の出力レベルとして制御回路１２０に入力される。制御回路１２０は、後述するように、Ｖ_ＨＦが所定の閾値ｄ_ＨＦを超える状態（強高域成分状態）かｄ_ＨＦ以下の状態（弱高域成分状態）かに応じてＷ_Ｆを制御する。

キャパシタＣ_ＨＦの電圧Ｖ_ＨＦを生じる端子は、スイッチ回路１３０により接地可能に構成される。スイッチ回路１３０は、パルスノイズ検出回路７８からのパルスにより制御され、パルスノイズ検出回路７８がパルスノイズ検知時に生じるパルスによってオン状態となる。

Ｓメータ回路７６とスイッチ回路１２６との間のレベル調整回路１３２は、Ｓ_Ｍ−ＡＣに含まれるノイズの電圧が弱電界にて大きくなる性質に対応して設けられている。例えば、レベル調整回路１３２は、弱電界でのＳ_Ｍ−ＡＣを、それと同時に得られるＳ_Ｍ−ＤＣに応じたレベルだけ引き下げて出力する。これにより、Ｓ_Ｍ−ＡＣのノイズにより強高域成分状態であるとの判定が必要以上になされる誤検出が抑制される。すなわち、制御回路１２０は、弱電界か中電界以上かによらず一定に設定される閾値値ｄ_ＨＦを用いて、Ｓ_ＯＵＴとＳ_Ｍ−ＡＣとに基づく高域成分の強弱の判定を適切に行うように構成することができる。

ＬＰＦ１２４はＳ_ＯＵＴを入力され、例えば、Ｓ_ＯＵＴに含まれる音声帯域の信号成分を通過する。ＬＰＦ１２４の出力は、スイッチ回路１２８を介して制御回路１２０に入力される。スイッチ回路１２８はＳ_Ｍ−ＤＣにより制御され、受信電界強度が所定の弱電界状態であるときに、選択的にオン状態となる。

制御回路１２０には、ＡＦＣ回路８０の出力電圧Ｖsが入力され、このＶsもＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅Ｗ_Ｆの制御に利用することができる。

次に、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域幅Ｗ_Ｆの制御動作について説明する。図４は、Ｗ_Ｆの基本的な制御動作を説明する説明図である。この図は、Ｖ_ＨＦの大小とＳ_Ｍ−ＤＣの大小との各組み合わせにおけるＷ_Ｆの広狭を示している。ＨＰＦ１２２を通過する高域成分量は、隣接妨害が発生しているか否かの判断に利用することができる。すなわち、隣接妨害を受けている状態では、Ｓ_ＯＵＴ及びＳ_Ｍ−ＡＣに含まれる高域成分量が多くなり、Ｖ_ＨＦが高レベルとなる。そこで、本動作では、Ｖ_ＨＦに対する閾値ｄ_ＨＦを、隣接妨害の有無の判別に好適な値に設定し、制御回路１２０は、Ｖ_ＨＦがｄ_ＨＦより大きいか否かに応じてＷ_Ｆの広狭を切り換える。具体的には、制御回路１２０は、Ｖ_ＨＦ≦ｄ_ＨＦである弱高域成分状態では、通過帯域幅Ｗ_Ｆを、Ｓ_ＯＵＴが高変調であっても音声歪みが生じにくい広帯域幅である基準帯域幅ｗ_Ｗに設定し、隣接妨害除去よりも音声歪み抑制を優先する。一方、Ｖ_ＨＦ＞ｄ_ＨＦである強高域成分状態では、制御回路１２０は、通過帯域幅Ｗ_Ｆを、隣接妨害除去の効果が好適に得られる狭帯域幅ｗ_Ｎ（＜ｗ_Ｗ）に設定し、音声歪み抑制よりも隣接妨害除去を優先する。

この動作において、強高域成分状態（Ｖ_ＨＦ＞ｄ_ＨＦ）であれば受信電界強度に関係なくＷ_Ｆは一定の値ｗ_Ｎに設定されるが、弱電界状態（Ｓ_Ｍ−ＤＣ≦ｄ_ＤＣ）と中電界以上（Ｓ_Ｍ−ＤＣ＞ｄ_ＤＣ）とでは、Ｖ_ＨＦの生成の元となるＨＰＦ１２２への入力信号の種類が切り替わっていることに留意する。このことは、弱高域成分状態（Ｖ_ＨＦ≦ｄ_ＨＦ）についても同様である。

Ｓ_ＯＵＴは検波処理において、隣接妨害とは関係が薄い高域のノイズ成分を含みやすい。これに対して、Ｓ_Ｍ−ＡＣは、検波処理を経ないため、その分、高域ノイズ成分が少ないことを期待できる。一方、Ｓ_Ｍ−ＡＣは、中電界以上にて、マルチパス信号などを、隣接妨害とは無関係の高域のノイズ成分として含みやすい。そこで、本制御動作では、弱電界状態では、Ｓ_Ｍ−ＡＣに基づいてＶ_ＨＦを生成し隣接妨害の検出に用い、一方、中電界以上では、Ｓ_ＯＵＴに基づいてＶ_ＨＦを生成し隣接妨害の検出に用いる。これにより、隣接妨害の誤検出が抑制され、その検出精度の向上が図られる。すなわち、隣接妨害除去が必要な場合とそうでない場合とを精度良く弁別できる結果、Ｗ_Ｆを狭めることによる隣接妨害除去と、Ｗ_Ｆを広げることによる音声歪み抑制とを好適に実現することができる。

図５は、Ｗ_Ｆの他の制御動作を説明する説明図である。この図も図４と同様、Ｖ_ＨＦの大小とＳ_Ｍ−ＤＣの大小との各組み合わせにより大きく４つの場合に分け、Ｗ_Ｆの広狭を示している。図５に示す制御動作が図４について説明した上述の制御動作を相違する点は、弱高域成分状態（Ｖ_ＨＦ≦ｄ_ＨＦ）かつ弱電界状態（Ｓ_Ｍ−ＤＣ≦ｄ_ＤＣ）の場合をさらに低変調度の場合と高変調度の場合とに分け、低変調度の場合は狭帯域幅ｗ_Ｎに設定する点にある。制御回路１２０は、ＬＰＦ１２４の出力レベルＶ_ＬＦが所定の閾値ｄ_ＬＦ以下であれば低変調度であると判断する。また、ＬＰＦ１２４から制御回路１２０への入力は、スイッチ回路１２８が弱電界状態にてオンすることにより可能となるので、制御回路１２０はＬＰＦ１２４からの入力があることを以て、弱電界状態であると判断することができる。

弱電界状態のＳ_ＯＵＴでは高域成分のノイズが増加し音声品質を低下させる可能性がある。そこで、弱高域成分状態であり隣接妨害の観点からは狭帯域ｗ_Ｎとする必要性が低い場合であっても、低変調度かつ弱電界状態の場合には、ＩＦＢＰＦ７０の通過帯域を狭帯域ｗ_Ｎとして、Ｓ_ＯＵＴに現れる高域ノイズを低減し音声品質の向上を図ることができる。なお、この場合、低変調度であるので、狭帯域ｗ_Ｎに設定しても音声歪みは生じにくい。

一方、弱高域成分状態かつ低変調度であっても、中電界以上の場合は、上述の高域成分ノイズが弱電界状態より少ないことから敢えて狭帯域ｗ_Ｎとする必要性は低い。そこで、本実施形態では、基準帯域幅ｗ_Ｗに設定し音声歪み抑制を優先する構成としている。しかし、上述のように、この場合も音声歪みが生じにくい状態であるので、狭帯域ｗ_Ｎとして音声歪み抑制より高域ノイズ除去を優先する構成とすることも可能である。

以上の各制御動作において、ドアミラーの駆動モータ等から発生するパルスノイズは、隣接妨害の誤検出の原因となり得る。つまり、パルスノイズが発生すると例えば、ＨＰＦ１２２に入力されるＳ_Ｍ−ＡＣにもそれに対応したパルスが生じる。パルス状のノイズは高周波成分を多く含む結果、ＨＰＦ１２２を通過してＶ_ＨＦを上昇させるので、隣接妨害として誤検出される可能性がある。パルスノイズ検出回路７８及びスイッチ回路１３０は、パルスノイズキャンセル回路を構成し、このパルスノイズに起因する隣接妨害の誤検出を防止する。パルスノイズ検出回路７８はパルスノイズを検出すると、上述のようにゲート信号としてパルスを生成する。このゲートパルスは、スイッチ回路１３０をオンする。スイッチ回路１３０をオンさせるタイミングは、ＨＰＦ１２２の出力にパルスノイズに対応する波形が現れるタイミングとなるように、回路の遅延量等が調整される。スイッチ回路１３０がオンすると、ノイズパルスに起因する波形によるＣ_ＨＦの充電は阻止されるので、Ｖ_ＨＦがｄ_ＨＦを超えて隣接妨害として検知されることを回避することができる。なお、これにより、Ｃ_ＨＦが放電される結果、実際に隣接妨害が生じている場合にも、Ｖ_ＨＦがｄ_ＨＦ以下となって基準帯域幅ｗ_Ｗに設定され、隣接妨害除去が解除され得る。しかし、パルスノイズの幅は極めて短時間であり、パルスノイズ検出回路７８の発生するゲートパルスの幅をそのパルスノイズの幅に応じて短時間に設定することで、その隣接妨害除去の解除による悪影響は限定的なものとすることができる。

また、上述の制御動作に、さらにＡＦＣ回路８０の出力信号Ｖsを利用することができる。例えば、目的受信局の受信電界強度が小さく、一方、隣接妨害局の受信電界強度が大きいような場合には、Ｖsは、目的受信局だけが受信されている場合や、隣接妨害波が目的受信信号よりも強度が小さい場合などに比べて異常に大きくなり得る。このような点から、Ｖsに基づいて通常の周波数ずれか隣接妨害による周波数ずれかを判別することができる場合がある。制御回路１２０は、例えば、Ｖ_ＨＦ及びＶsの少なくとも一方に基づいて隣接妨害を検知した場合には狭帯域幅ｗ_Ｎに設定したり、Ｖ_ＨＦ及びＶsの両方とも隣接妨害を示唆する場合にだけ狭帯域幅ｗ_Ｎに設定するように構成できる。

本発明の実施形態であるＦＭ受信機の概略の構成を示すブロック図である。Ｓメータ回路の概略の構成を示す回路図である。本発明の実施形態であるＦＭ受信機の帯域幅制御部の概略の構成を示すブロック図である。Ｗ_Ｆの基本的な制御動作を説明する説明図である。Ｗ_Ｆの他の制御動作を説明する説明図である。従来のＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。従来のＦＭ受信機の帯域幅制御部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

５０ＦＭ受信機、５２アンテナ、５４ＲＦアンプ、５６第１局部発振回路、５８第１混合回路、６０，６４ＢＰＦ、６２，７２アンプ、６６第２局部発振回路、６８第２混合回路、７０ＩＦＢＰＦ、７４検波回路、７６Ｓメータ回路、７８パルスノイズ検出回路、８０ＡＦＣ回路、８２帯域幅制御部、１００リミッタアンプ、１０２加算器、１０４カレントミラー回路、１０６，１０８平滑化回路、１２０制御回路、１２２ＨＰＦ、１２４ＬＰＦ、１２６，１２８，１３０スイッチ回路、１３２レベル調整回路。

Claims

受信信号に対して、受信目標ＦＭ信号の搬送波周波数を所定の中間周波数にシフトさせる周波数変換を行い、中間信号を生成する中間信号生成回路と、
通過帯域幅を可変設定でき、前記中間信号に変換された前記受信目標ＦＭ信号を通過するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した前記受信目標ＦＭ信号を検波して、検波出力信号を生成する検波回路と、
前記バンドパスフィルタの前記通過帯域幅を制御する帯域幅制御部と、
前記中間信号に基づいて、受信電界強度に応じた電界強度信号を生成する強度信号生成回路と、
前記中間信号が有する振幅の変動に応じた変動成分信号を生成する変動成分信号生成回路と、
を有し、
前記帯域幅制御部は、
音声帯域を超えるカットオフ周波数を有するハイパスフィルタと、
前記電界強度信号に応じて、前記検波出力信号と前記変動成分信号とのいずれかを選択し、前記ハイパスフィルタに入力するスイッチ回路と、
前記ハイパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱高域成分状態か当該基準値を超える強高域成分状態かに基づいて、前記通過帯域幅を制御する制御回路と、
を有し、
前記スイッチ回路は、前記受信電界強度が所定の弱電界状態の場合に、前記変動成分信号を出力し、一方、前記受信電界強度が前記弱電界状態を超える状態の場合に、前記検波出力信号を出力し、
前記制御回路は、前記弱高域成分状態では、前記通過帯域幅を所定の広帯域幅に設定し、一方、前記強高域成分状態では、前記通過帯域幅を前記広帯域幅より狭い狭帯域幅に設定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
請求項１に記載のＦＭ受信機において、
前記強度信号生成回路及び前記変動成分生成回路となるシグナルメータ回路を有し、
前記シグナルメータ回路は、前記中間信号に応じた被計測信号を平滑化して前記電界強度信号を生成し、前記被計測信号を包絡線検波して前記変動成分信号を生成すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
請求項１又は請求項２に記載のＦＭ受信機において、
前記帯域幅制御部は、
前記検波出力信号を入力され前記音声帯域を通過するローパスフィルタと、
前記弱電界状態にて選択的にオン状態となって前記ローパスフィルタから前記制御回路への信号入力を可能とする低域成分入力制御スイッチ回路と、
を有し、
前記制御回路は、前記弱高域成分状態のうち、前記弱電界状態かつ、前記ローパスフィルタの出力レベルが所定の基準値以下の弱低域成分状態である場合に、前記通過帯域幅を前記狭帯域幅に設定すること、
を特徴とするＦＭ受信機。
請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のＦＭ受信機において、
前記帯域幅制御部は、
前記ハイパスフィルタの通過信号を平滑化し、前記ハイパスフィルタの出力レベルとなる電圧を生成するハイパスフィルタ出力キャパシタと、
パルスノイズの発生を検出し、当該パルスノイズによる前記ハイパスフィルタ出力キャパシタの充電を阻止するパルスノイズキャンセル回路と、
を有することを特徴とするＦＭ受信機。
請求項１から請求項４のいずれか１つに記載のＦＭ受信機において、
当該ＦＭ受信機は、前記中間信号として第１中間信号を前記強度信号生成回路及び前記変動成分信号生成回路に入力し、当該第１中間信号をダウンコンバートした第２中間信号を前記バンドパスフィルタに入力するダブルコンバージョン方式であること、を特徴とするＦＭ受信機。