JP4321491B2 - Voltage-driven semiconductor device driving apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、ターンオン時に発生するサージ電圧を低減しつつ、ターンオン損失の減少を図ることができる、電圧駆動型半導体素子の駆動装置に関する。 The present invention relates to a voltage-driven semiconductor element driving apparatus capable of reducing a turn-on loss while reducing a surge voltage generated at turn-on.
ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＧＴＯ（Ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等は、絶縁ゲートに加える電圧で電流を制御できる、いわゆる電圧駆動型半導体素子であり、電流駆動型のバイポーラトランジスタやＧＴＯよりも駆動電力が小さいため、電源やインバータ等に広く用いられている。 An IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOSGTO (Metal Oxide Gate Turn-Off Thyristor), and the like are so-called voltage-driven semiconductor elements that can control a current by a voltage applied to an insulated gate, and are more than current-driven bipolar transistors and GTOs. Since the drive power is small, it is widely used for power supplies, inverters, and the like.
このような電圧駆動型半導体素子においては、例えば、図８に示すＩＧＢＴ１０１の対抗アーム側に同様のＩＧＢＴが直列接続されているとした場合、その対抗側のＩＧＢＴのターンオン時に、コレクタＣ−エミッタＥ間に図９に示すような電圧変化ｄｖ／ｄｔが生じる。この電圧変化ｄｖ／ｄｔにより、電流ＩＣＧが、ＩＧＢＴ１０１のコレクタＣ−ゲートＧ間の帰還容量Ｃｒｅｓ、およびゲート抵抗ＲＧを介して流れる（図８、図９参照）。この電流ＩＣＧは、ゲート抵抗ＲＧの両端に電位差ΔＶ（＝ＲＧ×ＩＣＧ）を誘起し、ＶＧＥは図９に示すように＋側へ押し上げられることとなる。
このときのゲート電圧ＶＧＥのピーク値が、ＩＧＢＴ１０１の閾値電圧Ｖｒｅｆを超えてしまい、該ＩＧＢＴ１０１がオンして上下アームに短絡電流が流れてしまう場合がある。このような問題を解消するために、マイナス電源を用いて逆バイアス電圧（−ＶＧＥ）を印加することが行われている（図９参照）。
In such a voltage-driven semiconductor element, for example, when a similar IGBT is connected in series to the opposing arm side of the IGBT 101 shown in FIG. 8, when the IGBT on the opposing side is turned on, the collector C-emitter E In the meantime, a voltage change dv / dt as shown in FIG. 9 occurs. This voltage change dv / dt, the current I CG flows through the feedback capacitance Cres, and the gate resistance R G between the collector C- gate G of IGBT101 (see FIGS. 8 and 9). This current I CG induces a potential difference ΔV (= R G × I CG ) at both ends of the gate resistance RG , and V GE is pushed up to the + side as shown in FIG.
The peak value of the gate voltage V GE at this time may exceed the threshold voltage Vref of the IGBT 101, and the IGBT 101 may be turned on and a short-circuit current may flow through the upper and lower arms. In order to solve such a problem, a reverse bias voltage (−V GE ) is applied using a negative power source (see FIG. 9).
また、上述のように逆バイアス電圧（−ＶＧＥ）を印加するためには、別途マイナス電源を用いる必要があるため、ＩＧＢＴのオフ状態時にゲート・エミッタ間を低インピーダンスにすることにより、前記マイナス電源を用いて印加する逆バイアス電圧を不用とする技術が考案されている（特許文献１参照）。
しかし、前述の特許文献１に記載された技術のように、ＩＧＢＴのオフ状態時にゲート・エミッタ間を低インピーダンスにするためには、低インピーダンスにするためのＭＯＳ素子で構成されるインバータのサイズを大きくする（つまりオン抵抗を低くする）必要があり、装置の小型化を図ることが困難となっていた。 However, as in the technique described in the above-mentioned Patent Document 1, in order to make the impedance between the gate and the emitter low when the IGBT is off, the size of the inverter composed of the MOS elements for making the impedance low is used. It is necessary to increase the size (that is, lower the on-resistance), and it has been difficult to reduce the size of the device.
また、特許文献１に記載された駆動装置においては、特許文献１におけるＩＧＢＴ３のターンオン時に、該ＩＧＢＴ３の対抗アームに並列接続されるＩＧＢＴおよびダイオードに、リカバリーサージ電圧が加わることとなる。このリカバリーサージ電圧を抑えるためには、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗４を大きくして、該ＩＧＢＴ３を緩やかにターンオンさせればよい。しかし、ゲート抵抗４を大きくすると、ＩＧＢＴ３のターンオン損失が大きくなるという問題がある。
逆に、ＩＧＢＴ３のターンオン損失を低減するためには、ゲート抵抗４を小さくして、該ＩＧＢＴ３を高速でターンオンさせればよい。しかし、ターンオン損失を小さくすると、ＩＧＢＴ３およびダイオードに加わるリカバリーサージ電圧が増加してしまうという問題が出てくる。
つまり、従来は、ターンオン損失の削減とリカバリーサージ電圧の減少とを両立させることが困難であった。
Moreover, in the drive device described in Patent Document 1, when the IGBT 3 in Patent Document 1 is turned on, a recovery surge voltage is applied to the IGBT and the diode connected in parallel to the opposing arm of the IGBT 3. In order to suppress this recovery surge voltage, the gate resistance 4 of the IGBT 3 may be increased to turn on the IGBT 3 gently. However, when the gate resistance 4 is increased, there is a problem that the turn-on loss of the IGBT 3 increases.
Conversely, in order to reduce the turn-on loss of the IGBT 3, the gate resistance 4 may be reduced to turn on the IGBT 3 at a high speed. However, if the turn-on loss is reduced, there arises a problem that the recovery surge voltage applied to the IGBT 3 and the diode increases.
That is, conventionally, it has been difficult to achieve both reduction in turn-on loss and reduction in recovery surge voltage.
上記課題を解決する電圧駆動型半導体素子の駆動装置は、以下の特徴を有する。 A voltage-driven semiconductor device driving apparatus that solves the above problems has the following characteristics.
即ち、請求項１記載のごとく、電圧駆動型半導体素子の駆動装置であって、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続されるコンデンサと、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続される放電用抵抗と、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記コンデンサを介して接続されるコンデンサ側ノードの接続先を、電圧駆動型半導体素子のゲート電極に接続される接続ノード、および電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記放電用抵抗を介して接続される放電側ノードに切り換える切換手段とを備え、該切換手段は、電圧駆動型半導体素子のターンオン開始時には、前記コンデンサ側ノードを接続ノードに接続しており、ターンオンの開始から終了までの途中の過程で、前記コンデンサ側ノードの接続を、接続ノードから切り離し、少なくとも次のターンオフまでに前記コンデンサ側ノードを放電側ノードに接続する。
これにより、電圧駆動型半導体素子のコレクタ電流が、電圧駆動型半導体素子のゲート−エミッタ間にコンデンサが接続されなかった場合に比べて、緩やかに立ち上がることとなる。
このように、電圧駆動型半導体素子のコレクタ電流が緩やかに立ち上がることにより、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等に加わるリカバリーサージ電圧を抑えることができ、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等が破壊されたり、このサージ電圧に起因して生じたノイズにより誤動作が引き起こされたりすることを防止できる。
また、ターンオン開始から終了までの途中の過程で、ゲート−エミッタ間に接続されているコンデンサを切り離すことで、コレクタ電流が定常値となってから、コレクタ電圧が飽和電圧に達してゲート電圧が上昇し始めるまでの時間を、従来のようにコンデンサを設けなかった場合と同等にすることができ、コレクタ電圧のターンオン時間を、コンデンサを設けなかった場合に対して、さほど長くならない程度に抑えることが可能となっている。従って、コンデンサを設けない従来の場合に対するターンオン損失の増加を、僅かな増加に抑えることができる。
さらに、ゲート−エミッタ間にコンデンサを設けることで、電圧駆動型半導体素子の入力容量を増加させることができ、対抗アーム側の電圧駆動型半導体素子のターンオン時におけるコレクタ電圧の時間変化率の増大による、当該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の上昇を抑えることができる。これにより、電圧駆動型半導体素子のゲート電圧のピークが閾値電圧を超えて、該電圧駆動型半導体素子が誤動作することを防止することができる。
また、電圧駆動型半導体素子のゲート−エミット間に設けるコンデンサは、小型で大容量（例えばμＦオーダー）のものが多数流通しているので、駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
That is, according to the first aspect of the present invention, there is provided a driving device for a voltage-driven semiconductor element, wherein the capacitor is connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element, and is connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element. A discharge resistor, a connection destination of a capacitor-side node connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element via the capacitor, a connection node connected to the gate electrode of the voltage-driven semiconductor element, and a voltage-driven type Switching means for switching to a discharge side node connected to the emitter electrode of the semiconductor element via the discharge resistor, the switching means at the start of turn-on of the voltage driven semiconductor element, the capacitor side node as a connection node In the process from the start to the end of turn-on, the capacitor side node is disconnected from the connection node. And, connecting the capacitor node to the at least until the next turn-off the discharge node.
As a result, the collector current of the voltage driven semiconductor element rises more slowly than when no capacitor is connected between the gate and emitter of the voltage driven semiconductor element.
As described above, the collector current of the voltage-driven semiconductor element rises gently, so that the recovery surge voltage applied to the voltage-driven semiconductor element at the opposing arm position can be suppressed, and the voltage-driven semiconductor element at the opposing arm position, etc. Can be prevented from being destroyed, or malfunctions caused by noise caused by the surge voltage.
Also, in the process from the start to the end of turn-on, by disconnecting the capacitor connected between the gate and emitter, the collector voltage reaches the saturation voltage after the collector current reaches a steady value, and the gate voltage increases. The time until the start of the operation can be made equivalent to the case where a capacitor is not provided as in the prior art, and the turn-on time of the collector voltage is suppressed so as not to be so long as compared with the case where no capacitor is provided. It is possible. Therefore, the increase in turn-on loss compared to the conventional case where no capacitor is provided can be suppressed to a slight increase.
Furthermore, by providing a capacitor between the gate and the emitter, the input capacity of the voltage-driven semiconductor element can be increased, and the time-dependent rate of change of the collector voltage when the voltage-driven semiconductor element on the opposing arm side is turned on is increased. Thus, an increase in the gate voltage of the voltage driven semiconductor element can be suppressed. As a result, it is possible to prevent the voltage-driven semiconductor element from malfunctioning when the peak of the gate voltage of the voltage-driven semiconductor element exceeds the threshold voltage.
In addition, since many capacitors having a small capacity and a large capacity (for example, μF order) are distributed between the gate and the emitter of the voltage-driven semiconductor element, it is possible to reduce the size and cost of the driving device. .
また、請求項２記載のごとく、前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のオフ時には、コンデンサ側ノードと接続ノードとが接続される側に切り換えられる。
これにより、次回にコンデンサ側ノードと接続ノードとを接続したときに、電荷が残った状態のコンデンサにより電圧駆動型半導体素子が充電されて誤ってオンしてしまうことを防止できる。
According to a second aspect of the present invention, the switching means is switched to the side where the capacitor side node and the connection node are connected when the voltage driven semiconductor element is turned off.
As a result, when the capacitor side node and the connection node are connected next time, it is possible to prevent the voltage-driven semiconductor element from being turned on accidentally by being charged by the capacitor in the state where the charge remains.
また、請求項３記載のごとく、前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のゲート電圧検出手段を備え、該ゲート電圧検出手段の検出結果に基づいて、コンデンサ側ノードの接続先を切り換える。
これにより、例えば、電圧駆動型半導体素子のターンオン特性に変化があった場合でも、切換手段の切り換えをタイマー等を用いて画一的に行った場合に比べて、確実にターンオンすることが可能となる。
According to a third aspect of the present invention, the switching unit includes a gate voltage detection unit of a voltage-driven semiconductor element, and switches a connection destination of the capacitor side node based on a detection result of the gate voltage detection unit.
As a result, for example, even when there is a change in the turn-on characteristics of the voltage-driven semiconductor element, it is possible to turn on more reliably than when the switching means is switched uniformly using a timer or the like. Become.
本発明によれば、ターンオン損失の増加を僅かに抑えつつ、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等に加わるリカバリーサージ電圧を抑えて、該電圧駆動型半導体素子等の破損や誤動作が生じることを防止できる。
また、駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
According to the present invention, it is possible to suppress a recovery surge voltage applied to the voltage-driven semiconductor element or the like at the opposing arm position while suppressing an increase in turn-on loss, and to cause damage or malfunction of the voltage-driven semiconductor element or the like. Can be prevented.
In addition, the drive device can be reduced in size and cost.
次に、本発明を実施するための形態を、添付の図面を用いて説明する。 Next, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
まず、本発明にかかる電圧駆動型半導体素子の駆動装置の概略構成について説明する。
例えば、３相モータを駆動するインバータは、電圧駆動型半導体素子であるＩＧＢＴ、ダイオード、および本発明にかかるＩＧＢＴの駆動装置からなる組を６組備えている。
図１には、これら６組のうちの、２組を示している。つまり、ＩＧＢＴ１、ダイオードＤ１、およびＩＧＢＴ１の駆動装置１０からなる組と、該ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に直列接続されるＩＧＢＴ２、ダイオードＤ２、およびＩＧＢＴ２の駆動装置１０からなる組とを示している。
First, a schematic configuration of a voltage-driven semiconductor element driving device according to the present invention will be described.
For example, an inverter that drives a three-phase motor includes six sets of IGBTs that are voltage-driven semiconductor elements, diodes, and IGBT driving devices according to the present invention.
FIG. 1 shows two of these six sets. That is, a set including the IGBT 1, the diode D 1, and the drive device 10 of the IGBT 1 and a set including the IGBT 2, the diode D 2, and the drive device 10 of the IGBT 2 connected in series on the opposing arm side of the IGBT 1 are shown.
電圧駆動型半導体素子であるＩＧＢＴ１の駆動装置１０は、ＩＧＢＴ１のターンオン用のスイッチング素子Ｑ１と、ＩＧＢＴ１のターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２と、ＩＧＢＴ１のゲート抵抗Ｒ１と、ＩＧＢＴ１の駆動用電源６と、前記ターンオン用のスイッチング素子Ｑ１およびターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ制御を行う制御回路４と、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅを検出し、該ゲート電圧Ｖｇｅと予め設定される閾値電圧Ｖｒｅｆ１とを比較する比較回路５と、ＩＧＢＴ１のゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅとの間に設けられるコンデンサＣ１、放電用抵抗Ｒ２、および切換スイッチＳＷ１とを、備えている。
また、ＩＧＢＴ１にはダイオードＤ１が並列接続されている。
The drive device 10 for the IGBT 1 that is a voltage-driven semiconductor element includes a switching element Q1 for turning on the IGBT 1, a switching element Q2 for turning off the IGBT 1, a gate resistor R1 of the IGBT 1, a driving power source 6 for the IGBT 1, and The control circuit 4 that performs on / off control of the turn-on switching element Q1 and the turn-off switching element Q2, and the gate voltage Vge of the IGBT 1 are detected, and the gate voltage Vge is compared with a preset threshold voltage Vref1. The comparison circuit 5 includes a capacitor C1, a discharge resistor R2, and a changeover switch SW1 provided between the gate electrode G and the emitter electrode E of the IGBT 1.
A diode D1 is connected in parallel to the IGBT1.
前記コンデンサＣ１および放電用抵抗Ｒ２は、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに接続されている。
また、前記切換スイッチＳＷ１は、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに前記コンデンサＣ１を介して接続されるコンデンサ側ノードＮ１の接続先を、ＩＧＢＴ１のゲート電極Ｇに接続される接続ノードＮ２、およびＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに前記放電用抵抗Ｒ２を介して接続される放電側ノードＮ３に切り換えるものである。
The capacitor C1 and the discharging resistor R2 are connected to the emitter electrode E of the IGBT1.
The changeover switch SW1 includes a connection destination of a capacitor side node N1 connected to the emitter electrode E of the IGBT 1 via the capacitor C1, a connection node N2 connected to the gate electrode G of the IGBT 1, and an emitter electrode of the IGBT 1. Switching to the discharge side node N3 connected to E via the discharge resistor R2.
また、制御回路４は、ターンオン時およびターンオフ時に、それぞれスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ制御するとともに、ターンオン時に比較回路５からの出力に応じて前記切換スイッチＳＷ１の切換制御を行う。 Further, the control circuit 4 controls the switching element Q1 and the switching element Q2 on and off at the time of turn-on and turn-off, respectively, and controls the changeover switch SW1 according to the output from the comparison circuit 5 at the time of turn-on.
制御回路４における切換スイッチＳＷ１の切換制御は、ゲート電圧検出手段である比較回路５にて検出されたゲート電圧Ｖｇｅが、予め設定された閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きいか否かに基づいて行われる。
具体的には、比較回路５によりゲート電圧Ｖｇｅを検出して閾値電圧Ｖｒｅｆ１との比較を行い、該比較回路５からゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さい旨の比較結果が出力されると、切換スイッチＳＷ１を前記ノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換えて、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１以上である旨の比較結果が出力されると、切換スイッチＳＷ１を前記ノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えるように切換制御が行われる。
The changeover control of the changeover switch SW1 in the control circuit 4 is performed based on whether or not the gate voltage Vge detected by the comparison circuit 5 serving as the gate voltage detection means is larger than a preset threshold voltage Vref1.
Specifically, the comparison circuit 5 detects the gate voltage Vge and compares it with the threshold voltage Vref1, and when a comparison result indicating that the gate voltage Vge is smaller than the threshold voltage Vref1 is output from the comparison circuit 5, When the changeover switch SW1 is switched to the side where the nodes N1 and N2 are connected and a comparison result indicating that the gate voltage Vge is equal to or higher than the threshold voltage Vref1 is output, the changeover switch SW1 is switched between the nodes N1 and N3. Switching control is performed so as to switch to the side to which is connected.
また、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側には、該ＩＧＢＴ１と同様のＩＧＢＴ２が直列接続されており、該ＩＧＢＴ２は前記駆動装置１０により駆動されている。
さらに、ＩＧＢＴ１にはダイオードＤ２が並列接続されている。
An IGBT 2 similar to the IGBT 1 is connected in series on the opposing arm side of the IGBT 1, and the IGBT 2 is driven by the driving device 10.
Further, a diode D2 is connected in parallel to the IGBT1.
次に、このように構成される駆動装置１０における、ＩＧＢＴ１をターンオンする際の動作について説明する。
図２に示すように、まず、ＩＧＢＴ１のターンオン開始時には、制御回路４に対して外部から駆動信号が入力され、該制御回路４によりスイッチング素子Ｑ１がオンされる。
このＩＧＢＴ１のターンオン開始時には、前記切換スイッチＳＷ１は制御回路４によりノードＮ１とノードＮ２とが接続される側に切り換えられており、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続された状態となっている。
Next, an operation when the IGBT 1 is turned on in the drive device 10 configured as described above will be described.
As shown in FIG. 2, first, when the IGBT 1 is turned on, a drive signal is input from the outside to the control circuit 4, and the control circuit 4 turns on the switching element Q1.
At the start of turn-on of the IGBT 1, the change-over switch SW1 is switched to the side where the node N1 and the node N2 are connected by the control circuit 4, and the capacitor C1 is connected between the gate and emitter of the IGBT 1. Yes.
スイッチング素子Ｑ１がオンされると、ＩＧＢＴ１の充電が開始され、ゲート電圧Ｖｇｅが上昇していく。ゲート電圧Ｖｇｅは、やがて閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するが、ＩＧＢＴ１のターンオン開始時からゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するまでの間、切換スイッチＳＷ１はノードＮ１とノードＮ２とが接続される側に切り換えられた状態となっている。 When the switching element Q1 is turned on, the charging of the IGBT 1 is started and the gate voltage Vge increases. The gate voltage Vge eventually reaches the threshold voltage Vref1, but the changeover switch SW1 is switched to the side where the node N1 and the node N2 are connected until the gate voltage Vge reaches the threshold voltage Vref1 from the start of turn-on of the IGBT1. It is in the state.
ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するまで、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続することにより、ＩＧＢＴ１の入力容量が増加したことと同様となるため、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅが緩やかに上昇して、コレクタ電流Ｉｃｅが、コンデンサＣ１が接続されなかった場合に比べて緩やかに立ち上がることとなる。
このように、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅが緩やかに立ち上がることにより、ＩＧＢＴ２およびダイオードＤ２に加わるリカバリーサージ電圧を抑えることができ、該ＩＧＢＴ２およびダイオードＤ２が破壊されたり、このサージ電圧に起因して生じたノイズにより誤動作が引き起こされたりすることを防止できる。
By connecting the capacitor C1 between the gate and the emitter of the IGBT 1 until the gate voltage Vge reaches the threshold voltage Vref1, it is the same as the increase in the input capacity of the IGBT 1, so that the gate voltage Vge of the IGBT 1 increases gently. Thus, the collector current Ice rises more slowly than when the capacitor C1 is not connected.
As described above, the collector current Ice of the IGBT 1 rises gently, so that the recovery surge voltage applied to the IGBT 2 and the diode D2 can be suppressed, and the IGBT 2 and the diode D2 are destroyed or caused by this surge voltage. It is possible to prevent malfunction caused by noise.
また、駆動装置１０では、切換スイッチＳＷ１によるノードＮ１とノードＮ２との接続、およびノードＮ１とノードＮ３との接続の切り換えを、該ゲート電圧検出手段の検出結果、すなわち比較回路５により検出したゲート電圧Ｖｇｅの閾値電圧Ｖｒｅｆ１に対する高低に応じて行っている。
これにより、例えば、ＩＧＢＴ１のターンオン特性に変化があった場合でも、該切換スイッチＳＷ１の切り換えをタイマー等を用いて画一的に行った場合に比べて、確実にターンオンすることが可能となっている。
In the driving device 10, the switching of the connection between the node N1 and the node N2 and the connection between the node N1 and the node N3 by the changeover switch SW1 is detected by the detection result of the gate voltage detecting means, that is, the gate detected by the comparison circuit 5 This is performed according to the level of the voltage Vge with respect to the threshold voltage Vref1.
Thereby, for example, even when there is a change in the turn-on characteristics of the IGBT 1, it is possible to turn on more reliably than when the change-over switch SW1 is switched uniformly using a timer or the like. Yes.
なお、図２において、実線で示しているのは、本例のコンデンサＣ１を設けた場合の波形であり、２点鎖線で示しているのは、従来のようにコンデンサＣ１を設けなかった場合の波形である。 In FIG. 2, the solid line shows the waveform when the capacitor C1 of this example is provided, and the two-dot chain line shows the case where the capacitor C1 is not provided as in the prior art. It is a waveform.
その後、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、制御回路４により切換スイッチＳＷ１がノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えられる。
つまり、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなる期間では、ノードＮ１とノードＮ３とが接続されて、コンデンサＣ１の電荷がコンデンサ放電用抵抗Ｒ２を通じて放電される。
また、エミッタ電極Ｅとゲート電極Ｇとの間にコンデンサＣ１が存在しなくなり、ＩＧＢＴ１の入力容量が、該ＩＧＢＴ１が本来有している値と同じになる。
Thereafter, when the gate voltage Vge reaches the threshold voltage Vref1, the control circuit 4 switches the changeover switch SW1 to the side where the nodes N1 and N3 are connected.
That is, in a period in which the gate voltage Vge is higher than the threshold voltage Vref1, the node N1 and the node N3 are connected, and the charge of the capacitor C1 is discharged through the capacitor discharging resistor R2.
Further, the capacitor C1 does not exist between the emitter electrode E and the gate electrode G, and the input capacitance of the IGBT 1 becomes the same as the value inherent to the IGBT 1.
これにより、コレクタ電流Ｉｃｅが定常値となってから、コレクタ電圧Ｖｃｅが飽和電圧に達してゲート電圧Ｖｇｅが上昇し始めるまでの時間を、従来のようにコンデンサＣ１を設けなかった場合と同等にすることができ、コレクタ電圧Ｖｃｅのターンオン時間を、コンデンサＣ１を設けなかった場合に対して、さほど長くならない程度に抑えることが可能となっている。従って、コンデンサＣ１を設けない従来の場合に対するターンオン損失の増加を、僅かな増加に抑えることができる。 As a result, the time from when the collector current Ice becomes a steady value until the collector voltage Vce reaches the saturation voltage and the gate voltage Vge starts to rise is made equal to the case where the capacitor C1 is not provided as in the prior art. Thus, the turn-on time of the collector voltage Vce can be suppressed so as not to be so long as compared with the case where the capacitor C1 is not provided. Therefore, an increase in turn-on loss compared to the conventional case in which the capacitor C1 is not provided can be suppressed to a slight increase.
この場合、駆動装置１０側のターンオン損失Ｐｄｒｉｖｅは、ＩＧＢＴ１の入力容量をＣｉｓｓとし、周波数をｆとすると、次の数１により表わされる。
つまり、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなる期間では、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅとゲート電極Ｇとの間にコンデンサＣ１を接続しないようにすることで、駆動装置１０側のターンオン損失を最小限に抑えることが可能となっている。
また、この期間にコンデンサＣ１を放電用抵抗Ｒ２と接続して放電させることで、次のターンオン時に備えることができる。
That is, during the period in which the gate voltage Vge is higher than the threshold voltage Vref1, the turn-on loss on the driving device 10 side is minimized by preventing the capacitor C1 from being connected between the emitter electrode E and the gate electrode G of the IGBT1. It is possible to suppress to.
Also, during this period, the capacitor C1 is connected to the discharging resistor R2 and discharged, so that it is possible to prepare for the next turn-on.
なお、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅはターンオン開始時から上昇するが、コレクタ電流Ｉｃｅは、ゲート電圧Ｖｇｅがある値Ｖｒｅｆ２に達するまでは流れず、ゲート電圧Ｖｇｅが値Ｖｒｅｆ２を超えると流れ始める。コレクタ電流Ｉｃｅは流れ始めから上昇していき、やがて定常値に落ち着く。 The gate voltage Vge of the IGBT 1 rises from the start of turn-on, but the collector current Ice does not flow until the gate voltage Vge reaches a certain value Vref2, and starts flowing when the gate voltage Vge exceeds the value Vref2. The collector current Ice rises from the beginning of flow and eventually settles to a steady value.
また、図３には、ＩＧＢＴ１のオフ時に、該ＩＧＢＴ１の対抗アーム側のＩＧＢＴ２がターンオンした場合における、ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧Ｖｃｅ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅ、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅを示している。
図３においては、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した場合の各電圧および電流が実線で示されており、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサ１を接続していない場合の各電圧および電流が２点鎖線で示されている。
FIG. 3 shows the collector voltage Vce of the IGBT 2, the gate voltage Vge of the IGBT 1, and the collector current Ice of the IGBT 1 when the IGBT 2 on the opposing arm side of the IGBT 1 is turned on when the IGBT 1 is turned off.
In FIG. 3, each voltage and current when the capacitor C1 is connected between the gate and emitter of the IGBT 1 are shown by solid lines, and each voltage and current when the capacitor 1 is not connected between the gate and emitter of the IGBT 1 are shown. The current is indicated by a two-dot chain line.
つまり、ＩＧＢＴ１のオフ時に、対抗アーム側のＩＧＢＴ２がターンオンした場合、該ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧Ｖｃｅが変化するが、そのコレクタ電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄＶｃｅ／ｄｔが大きくなると、図８におけるＩＧＢＴ１０１の帰還容量ＣｒｅｓのごとくＩＧＢＴ１のインピーダンスが低下して、該ＩＧＢＴ１の充電電流が増加するため、前記コンデンサＣ１が設けられていなければ、ゲート電圧ＶＧＥが上昇してしまう。
そして、このゲート電圧ＶＧＥの上昇により、該ゲート電圧ＶＧＥのピークがＩＧＢＴ１の閾値電圧を超えてしまうと、ＩＧＢＴ１がオンして上下アームに短絡電流が流れてしまうこととなる。
That is, when the IGBT 2 on the opposing arm side is turned on when the IGBT 1 is turned off, the collector voltage Vce of the IGBT 2 changes. Since the impedance of the IGBT 1 is reduced like Cres and the charging current of the IGBT 1 is increased, the gate voltage V GE is increased unless the capacitor C 1 is provided.
When the gate voltage V GE rises and the peak of the gate voltage V GE exceeds the threshold voltage of the IGBT 1, the IGBT 1 is turned on and a short-circuit current flows through the upper and lower arms.
しかし、本例の駆動装置１０のように、ＩＧＢＴ１のゲート−エミット間にコンデンサＣ１を設け、該ＩＧＢＴ１のオフ時に、切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換えることで、ＩＧＢＴ１の入力容量を増加させることができ、ＩＧＢＴ２のターンオン時におけるコレクタ電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄＶｃｅ／ｄｔの増大による、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅの上昇を抑えることができる。
これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅのピークが閾値電圧を超えて、該ＩＧＢＴ１が誤動作することを防止することができる。
However, like the driving device 10 of this example, the capacitor C1 is provided between the gate and the emitter of the IGBT 1, and when the IGBT 1 is turned off, the changeover switch SW1 is switched to the side where the node N1 and the node N2 are connected. The input capacitance of the IGBT 1 can be increased, and an increase in the gate voltage Vge of the IGBT 1 due to an increase in the time change rate dVce / dt of the collector voltage Vce when the IGBT 2 is turned on can be suppressed.
Thereby, it is possible to prevent the IGBT 1 from malfunctioning due to the peak of the gate voltage Vge of the IGBT 1 exceeding the threshold voltage.
また、該ＩＧＢＴ１のオフ時に、切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換える前には、該切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えて、コンデンサＣ１を放電させておく。
これにより、ノードＮ１とノードＮ２とを接続したときに、電荷が残った状態のコンデンサＣ１によりＩＧＢＴ１が充電されて誤ってオンしてしまうことを防止できる。
In addition, when the IGBT 1 is turned off, before switching the changeover switch SW1 to the side where the nodes N1 and N2 are connected, the changeover switch SW1 is changed to the side where the nodes N1 and N3 are connected, C1 is discharged.
Thereby, when the node N1 and the node N2 are connected, it is possible to prevent the IGBT 1 from being charged and accidentally turned on by the capacitor C1 in a state where the charge remains.
さらに、ＩＧＢＴ１のゲート−エミット間に設けるコンデンサＣ１は、小型で大容量（例えばμＦオーダー）のものが多数流通しているので、駆動装置１０の小型化および低コスト化を図ることができる。 Furthermore, since many capacitors C1 provided between the gate and the emitter of the IGBT 1 are small and have a large capacity (for example, μF order), the drive device 10 can be reduced in size and cost.
次に、コンデンサＣ１を設けた本駆動装置１０における、リカバリーサージ電圧およびターンオン損失の低減、ならびに誤動作防止についての検証結果を示す。 Next, verification results for reduction of recovery surge voltage and turn-on loss and prevention of malfunction in the driving device 10 provided with the capacitor C1 are shown.
まず、駆動装置１０よるＩＧＢＴ１の誤動作防止のための制御について説明する。
図４にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続しなかった従来の場合の波形を示している。図４においては、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に配置されるＩＧＢＴ２のターンオン時ｔ１に、オフ状態のＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅが、そのピーク電圧がＶｇｅ１となるまで+方向へ持ち上がっている。このピーク電圧Ｖｇｅ１はＩＧＢＴ１の閾値電圧を大きく超えているため、該ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅが流れている。
このコレクタ電流Ｉｃｅは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２とを流れる上下アーム短絡電流となるため、ＩＧＢＴ１・２等で構成されるインバータ装置の信頼性を低下させる原因となりかねない。
First, control for preventing malfunction of the IGBT 1 by the driving device 10 will be described.
FIG. 4 shows waveforms in the conventional case where the capacitor C1 is not connected between the gate and emitter of the IGBT1. In FIG. 4, at the turn-on time t1 of the IGBT 2 arranged on the opposing arm side of the IGBT 1, the gate voltage Vge of the IGBT 1 in the off state is raised in the + direction until the peak voltage becomes Vge1. Since this peak voltage Vge1 greatly exceeds the threshold voltage of the IGBT1, the collector current Ice of the IGBT1 flows.
Since the collector current Ice becomes a short-circuit current between the upper and lower arms flowing through the IGBT 1 and the IGBT 2, it may cause a decrease in the reliability of the inverter device composed of the IGBTs 1 and 2 and the like.
これに対して、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明にかかる駆動装置１０の場合の波形を、図５に示す。
図５では、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に配置されるＩＧＢＴ２のターンオン時ｔ１に、オフ状態のＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅのピーク値はＶｇｅ２（Ｖｇｅ２＜Ｖｇｅ１）となっており、ＩＧＢＴ１の閾値電圧を僅かに超える程度に抑えられている。従って、図５においてＩＧＢＴ１に流れるコレクタ電流Ｉｃｅの電流値Ｉｃｅ２は、図４におけるＩｃｅ１よりも大幅に少なくなっている。
On the other hand, the waveform in the case of the drive device 10 according to the present invention in which the capacitor C1 is connected between the gate and the emitter of the IGBT 1 is shown in FIG.
In FIG. 5, the peak value of the gate voltage Vge of the IGBT 1 in the off state is Vge2 (Vge2 <Vge1) at the turn-on time t1 of the IGBT2 arranged on the opposing arm side of the IGBT1, and the threshold voltage of the IGBT1 is slightly increased. It is suppressed to the extent of exceeding. Therefore, the current value Ice2 of the collector current Ice flowing in the IGBT 1 in FIG. 5 is significantly smaller than Ice 1 in FIG.
このように、ゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明の駆動装置１０では、ＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ２の上下アーム短絡電流を抑制して、インバータ装置の信頼性向上を図ることが可能となっている。
なお、図５の検証結果では、コレクタ電流Ｉｃｅが若干流れた状態となっているが、駆動装置１０の回路定数を適宜設定することにより、コレクタ電流Ｉｃｅが流れない状態とすることもできる。
As described above, in the driving device 10 of the present invention in which the capacitor C1 is connected between the gate and the emitter, it is possible to suppress the upper and lower arm short circuit currents of the IGBT1 and IGBT2 and to improve the reliability of the inverter device. .
In the verification result of FIG. 5, the collector current Ice slightly flows, but the collector current Ice can be prevented from flowing by appropriately setting the circuit constant of the driving device 10.
次に、リカバリーサージ電圧およびターンオン損失の低減について説明する。
図６にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続しなかった従来の場合の波形を示している。
また、図７にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明にかかる駆動装置１０の場合の波形を示しており、時刻ｔ２にて前記切換スイッチＳＷ１が、ノードＮ１とノードＮ２とが接続される側から分断される側へと切り換えられている。
Next, reduction of the recovery surge voltage and turn-on loss will be described.
FIG. 6 shows waveforms in the conventional case where the capacitor C1 is not connected between the gate and emitter of the IGBT1.
FIG. 7 shows a waveform in the case of the driving device 10 according to the present invention in which the capacitor C1 is connected between the gate and the emitter of the IGBT 1. At time t2, the changeover switch SW1 is connected to the nodes N1 and N2. Is switched from the connected side to the disconnected side.
図６、図７によると、図７におけるＩＧＢＴ１のターンオン損失Ｐ２が、図６におけるターンオン損失Ｐ１と同等でありながら、図７におけるリカバリーサージ電圧のピーク値Ｖｃｅ２が、図６におけるリカバリーサージ電圧のピーク値Ｖｃｅ１よりも低く抑えられている。
リカバリーサージ電圧は、インバータ装置の放射ノイズ源や、ＩＧＢＴ１およびダイオードＤ１の破損原因になり得るため、このリカバリーサージ電圧を低減させることで、インバータ装置の信頼性向上を図ることが可能となっている。
According to FIGS. 6 and 7, the turn-on loss P2 of the IGBT 1 in FIG. 7 is equivalent to the turn-on loss P1 in FIG. 6, but the peak value Vce2 of the recovery surge voltage in FIG. It is kept lower than the value Vce1.
Since the recovery surge voltage can cause damage to the radiation noise of the inverter device and the IGBT 1 and the diode D1, it is possible to improve the reliability of the inverter device by reducing the recovery surge voltage. .
なお、駆動装置１０のゲート抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１の定数を適宜Ｔ調整することで、リカバリーサージ電圧を従来の駆動装置の場合と同等に抑えながら、ターンオン損失を低減することも可能である。
そして、ターンオン損失を低減することで、インバータ装置の冷却系の小型化や簡素化を図ることができる。
Note that, by appropriately adjusting the constants of the gate resistance R1 and the capacitor C1 of the driving device 10, it is possible to reduce the turn-on loss while suppressing the recovery surge voltage to the same level as in the case of the conventional driving device.
Then, by reducing the turn-on loss, the cooling system of the inverter device can be reduced in size and simplified.
１・２ ＩＧＢＴ
４ 制御回路
５ 比較回路
１０ 制御装置
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１ ゲート抵抗
Ｒ２ 放電用抵抗
ＳＷ１ 切換スイッチ
Ｎ１ コンデンサ側ノード
Ｎ２ 接続ノード
Ｎ３ 放電側ノード
1.2 IGBT
4 Control circuit 5 Comparison circuit 10 Control device C1 Capacitor R1 Gate resistance R2 Discharge resistor SW1 Changeover switch N1 Capacitor side node N2 Connection node N3 Discharge side node
Claims (3)
該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続されるコンデンサと、A capacitor connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element;
該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続される放電用抵抗と、A discharge resistor connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element;
該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記コンデンサを介して接続されるコンデンサ側ノードの接続先を、電圧駆動型半導体素子のゲート電極に接続される接続ノード、および電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記放電用抵抗を介して接続される放電側ノードに切り換える切換手段とを備え、A capacitor-side node connected to the emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element via the capacitor; a connection node connected to the gate electrode of the voltage-driven semiconductor element; and an emitter electrode of the voltage-driven semiconductor element And switching means for switching to a discharge side node connected via the discharge resistor,
該切換手段は、電圧駆動型半導体素子のターンオン開始時には、前記コンデンサ側ノードを接続ノードに接続しており、ターンオンの開始から終了までの途中の過程で、前記コンデンサ側ノードの接続を、接続ノードから切り離し、少なくとも次のターンオフまでに前記コンデンサ側ノードを放電側ノードに接続することを特徴とする電圧駆動型半導体素子の駆動装置。The switching means connects the capacitor-side node to the connection node at the start of turn-on of the voltage-driven semiconductor element, and connects the capacitor-side node to the connection node in the process from the start to the end of the turn-on. And a capacitor-side node connected to the discharge-side node at least before the next turn-off.
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