JP4319865B2 - 回転電機の制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＳＲモータ(Switched Reluctance Motor)構造を備える回転電機の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電気自動車やモータとエンジンを共用するいわゆるハイブリッドカー等においては、高価な永久磁石を使用せず、構造が簡単かつ堅牢であり高速回転や耐環境性に優れたＳＲモータの使用が検討されている。一般にＳＲモータは、コイルを巻装したステータの内側に、磁性鋼板よりなるロータをステータと同軸上に回転自在に配置した構成となっている。ステータの内周側には内向きに突出する突極が形成されており、この突極にはコイルが巻装され巻線を形成している。ロータの外周には外向きに突出する突極が放射状に形成されており、ロータの回転に伴ってステータの突極と近接・対向・離隔するようになっている。ロータの突極とステータの突極は、ある突極同士が対向したとき他の突極同士の位置がずれるように、相互に倍数関係ではない偶数個に設定される。すなわち、例えばロータの突極が４個の場合、ステータの突極を６個に設定し、ロータの突極が６個の場合にはステータの突極を８個に設定する。
【０００３】
このようなＳＲモータでは、例えばステータの一対の対向する巻線に電流を流すと、ステータの突極からロータの突極へ向かう磁束が発生する。これにより、ロータの突極がステータの突極に引き付けられロータにトルクが発生する。前述のように、ステータとロータの突極は、ある突極同士が対向すると他の突極同士にはずれが生じるように設定されている。そこで、他のずれた状態にある突極の巻線に通電すると、ずれた状態の突極が引き付けられロータが回転する。この操作を連続的に行うことにより、ロータの突極が連続的にステータの突極に引き付けられ、ロータが軸回りに回転する。
【０００４】
図６は、ＳＲモータの制御形態を示す説明図である。図６に示すように、ＳＲモータでは、巻線のインダクタンスＬが最小Ｌmin→最大Ｌmaxになる領域（Ｌが増加する領域）で巻線に電流が供給される。また、より大きな駆動力を得るために、巻線電流を大きくすると共に、巻線に電流を流し始めるタイミングを早めるいわゆる進角制御も一般に行われる。この進角制御では、Ｌminの時点より時間Ｔaだけ早い時点で巻線に電流が供給されるため、インダクタンス増大に伴って直ちに駆動力が増大し、モータ効率の向上が図られる。
【０００５】
一方、ＳＲモータは発電機として用いることもできる。図６に示すように、ＳＲモータでは、巻線電流の供給を停止すると巻線に起電力が生じ図中Ｒにて示した部分のエネルギが回生される。図７は、ＳＲモータを発電機として利用する場合の制御形態を示す説明図である。図７に示すように、ＳＲモータは、巻線のインダクタンスＬが最大Ｌmax→最小Ｌminになる領域（Ｌが減少する領域）で発電機として機能する。そこでは、Ｌmax近傍にて、まず最初に巻線電流を流して巻線電流を高め、その後電流を遮断し、このとき巻線に発生する回生電流により発電を行う（図中Ｒ部分）。この場合、発電量を大きくするためには最初の供給電流を大きくする必要があるが、モータリング時と同様に、進角制御により電流供給時間を確保して回生開始時の電流値増大を図ることも行われる。
【０００６】
特開2001-57795号公報や特開2001-78490号公報には、発電時の過電流を防止し高効率的な発電を行う制御方式が開示されている。特開2001-57795号公報においては、バッテリから電力を供給し、ＳＲモータをモータとして機能させる供給モード中に、ロータ回転数や供給電流量に基づいて、現時点で電力回生を行った場合の最大電流量を予測演算する。そして、この最大電流量が所定値に達した場合に、巻線に生じる起電力をバッテリに回収する回生モードを実施する。
【０００７】
特開2001-78490号公報においては、前述の供給モードと回生モードに加えて、巻線両端を同電位とする還流モードが設定されている。この還流モード時には巻線がショートされる形となり、巻線電流は増加する。巻線電流値は常時モニタされており、供給モードから回生モードに切り替えた後、巻線電流値が下限値に達すると、前述の還流モードに切り替えられる。還流モードでは電流値が上昇し、それが上限値に達したときには、再び回生モードに切り替えられる。この回生モードと還流モードの切り替えは、ロータが所定の回転角度となるまで継続される。これにより、巻線電流値は上限値と下限値との間で制御され、巻線電流が突出的に大きくなることが防止される。
【０００８】
ところで、このようなＳＲモータでは、巻線への供給電流はＰＷＭ方式にて制御され、その際のパワーデバイスとしてはMOS/FETやIGBT(insulated gate bipolar transistor)を使用する場合が多い。図８は、ＳＲモータの駆動回路の一部を示す説明図である。図８に示すように、当該駆動回路では、ＨＩ側のパワーデバイスを駆動するドライバ回路ＤＲＶHのフローティング電源として、ダイオードＤHとコンデンサＣHを用いたブートストラップ回路が使用される。
【０００９】
このようなブートストラップ回路では、まず、ＦＥＴＱHを駆動する前にコンデンサＣHを充電しておく必要がある。コンデンサＣHの充電は、ＦＥＴＱHがＯＦＦでＦＥＴＱLがＯＮのとき、すなわち、図６においてＨＳ:ＯＦＦ,ＬＳ:ＯＮのときに行われる。このとき、図８の回路には破線にて示したような電流が流れ、コンデンサＣHが充電される。従って、図６のようにＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％でない場合には、ＰＷＭ周期内にコンデンサＣHの充電時間が生じ、それによりＦＥＴＱHの駆動が行われる。
【００１０】
【特許文献１】
特開2001-57795号公報
【特許文献２】
特開2001-78490号公報
【特許文献３】
特表平9-509820号公報
【特許文献４】
特願2002-298357号
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％近い状態となると、ＰＷＭ周期内におけるコンデンサＣHの充電時間が不足するおそれがある。また、ＯＮdutyが100％になると充電時間はゼロとなる。このような場合、コンデンサＣHの充電電圧が低下するため、パワーデバイス（ＦＥＴＱH）を駆動できなくなるという問題が生じる。
【００１２】
これに対し、ＰＷＭ制御が開始される以前のＦＥＴＱHがＯＦＦの時に一旦ＦＥＴＱLをＯＮさせ、コンデンサＣHの充電時間を確保する方式が知られている。かかる方式では、ＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％近くなってもコンデンサＣHが充電され、ＦＥＴＱHの駆動を確保できる。しかしながら、このような充電方式を採ると、装置始動時におけるコンデンサＣHの充電時間が問題となる。このため、始動時の充電時間確保のために煩雑な制御が必要となったり、充電時間のため始動遅れが生じたりするという問題があった。
【００１３】
本発明の目的は、ＳＲモータ型回転電機の駆動回路に使用されるブートストラップ回路のコンデンサ充電時間を確保し、駆動回路中のパワーデバイスを安定的に駆動させることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の回転電機の制御方法は、複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる回転電機の制御方法であって、前記巻線の一端側に、ダイオードとコンデンサを用いたブートストラップ電源を備えるドライバによって駆動される第１スイッチング素子を配置すると共に、前記巻線の他端側に第２スイッチング素子を配置し、前記第２スイッチング素子を前記第１スイッチング素子よりも先に駆動させることを特徴とする。
【００１５】
本発明にあっては、第１スイッチング素子が駆動される以前に第２スイッチング素子を駆動するので、例えば、第１スイッチング素子を駆動するドライバにブートストラップ電源を用いた場合、ブートストラップ電源のコンデンサを第１スイッチング素子の駆動前に充電される。このため、第１スイッチング素子はコンデンサが充電された状態で駆動され、駆動当初から第１スイッチング素子を確実に動作させることが可能となる。また、第１スイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に、そのＯＮdutyが100％近い状態、あるいは100％となっても、コンデンサの充電時間を確保できるため、第１スイッチング素子を確実に動作させることができる。
【００１６】
前記回転電機の制御方法において、前記第１スイッチング素子を、前記ドライバによってＰＷＭ制御するようにしても良い。さらに、前記ブートストラップ電源の前記コンデンサを、前記第１スイッチング素子がＯＦＦの状態で前記第２スイッチング素子が前記第１スイッチング素子よりも先行して駆動されたときに充電するようにしても良い。
【００１７】
一方、前記回転電機の制御方法において、前記回転電機が発電機の場合、前記第１及び第２スイッチング素子を、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点以前に駆動するようにしても良い。また、前記回転電機がモータの場合、第１及び第２スイッチング素子を、前記巻線のインダクタンスが最小値から増大する時点以前に駆動するようにしても良い。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明の制御方法が適用される回転電機の構成を示す説明図である。図１の回転電機１はいわゆるＳＲモータ構造を有しており、モータとしてもまた発電機としても使用できる。
【００１９】
図１に示すように、回転電機１は、ステータ２と、ステータ２の内側に回転自在に配設されたロータ３とを備えている。ステータ２は図示しないハウジングに収容される。ロータ３はエンジンのクランクシャフトに連結され、回転電機１が例えばスタータモータとして使用される場合は、クランクシャフトを回転駆動させ自動車エンジンを始動させる。また、回転電機１が例えば発電機として使用される場合は、ロータ３は自動車エンジンによって駆動される。なお、実施の形態の回転電機１はインナーロータタイプであるが、ステータとロータの位置関係が逆のアウターロータタイプであっても良い。
【００２０】
ステータ２は、ステータコア４と複数の巻線５を備えた構成となっている。ステータコア４は複数の磁性鋼板を積層して形成され、ハウジング内に固定される。ステータコア４は、円筒状のヨーク部６と、ヨーク部６の内側に径方向内側に向けて突出する６個の突極７とから構成される。巻線５は各突極７にコイルを巻回して形成される。回転電機１は３相のモータ及び発電機として構成されており、巻線５はＵ,Ｖ,Ｗの各相の巻線５Ua,５Ub,５Va,５Vb,５Wa,５Wbを構成している。対向する一対の巻線５は直列に接続され、各相の巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗを構成する。
【００２１】
ロータ３は、シャフト８とロータコア９から構成される。シャフト８は、ハウジングに設けた軸受によって回転自在に支持されている。シャフト８の回転角度はシャフト位置センサ１７（図２参照）にて検出される。このシャフト位置センサ１７の周期やパルス幅からロータ３の回転数を算出することができる。なお、別途回転数検出センサがあればそれを利用しても良い。ロータコア９は、複数枚の磁性鋼板を積層して形成され、シャフト８に固定されている。ロータコア９には、外周側に４個の突極１０が設けられている。ロータ３はステータ２内に同軸に挿入配置され、その突極１０とステータ２の突極７との間には所定の間隙が形成される。
【００２２】
このような回転電機１は、各相の巻線５を順次通電することによりＳＲモータとして使用することもできる。ここで、巻線５に電流を流すと、ステータ２の突極７からロータ３の突極１０へ向かう磁束が発生する。例えば、図１において巻線５Va,５Vbに通電すると、その近傍に存在するロータ３の突極１０ｂを引き付け、トルクが発生しロータ３が反時計回りに移動する。ステータ２の突極７Ｖとロータ３の突極１０ｂが対向すると、ステータ２が６極、ロータ３が４極のため、他の突極７Ｗ,１０ａの間には位置ズレが生じる。
【００２３】
次に、突極７Ｗの巻線５Wa,５Wbに通電すると、今度は突極１０ａが突極７Ｗに引き付けられる。このとき突極７Ｕ,１０ｂの間には位置ズレが生じており、次に突極７Ｕの巻線５Ua,５Ubに通電すると、突極１０ｂが突極７Ｕに引き付けられる。このように各相の巻線５を順次通電すると、ロータ３の突極１０は連続的にステータ２の突極７に引き付けられ、ロータ３はステータ２内にてシャフト８と共に回転しＳＲモータとして動作する。
【００２４】
図２は、図１の回転電機１における駆動回路の構成を示す回路図である。図２に示すように、各相の巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの両端にはそれぞれＦＥＴとダイオードからなるスイッチング回路１９が接続されている。巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの一端側（ＨＩ側：ＵＨ,ＶＨ,ＷＨ）は、ＦＥＴ１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗ（第１スイッチング素子）を介してバッテリ（電源）１６の＋極に接続されると共に、ダイオード１３Ｕ,１３Ｖ,１３Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている（接地）。巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの他端側（ＬＯ側：ＵＬ,ＶＬ,ＷＬ）は、ダイオード１４Ｕ,１４Ｖ,１４Ｗ（第２スイッチング素子）を介してバッテリ１６の＋極に接続されていると共に、ＦＥＴ１２Ｕ,１２Ｖ,１２Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている。
【００２５】
ＦＥＴ１１，１２は、ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗによって制御される。ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５ＷはＣＰＵ１８に接続されており、ＣＰＵ１８によって制御される。ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５ＷのＨＩ側ＦＥＴ１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗを駆動する部位には、図８と同様のブートストラップ回路２０を用いたフローティング電源が接続されている。ブートストラップ回路２０Ｕ,２０Ｖ,２０Ｗには、ブートストラップダイオード２１Ｕ,２１Ｖ,２１Ｗとブートストラップコンデンサ２２Ｕ,２２Ｖ,２２Ｗが設けられている。
【００２６】
回転電機１にはさらに、シャフト位置センサ１７が設けられており、シャフト８の回転角度が検出できるようになっている。シャフト位置センサ１７の出力はＣＰＵ１８に入力され、ＣＰＵ１８はこの検出信号に基づいてゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗを制御し、巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗに適宜通電を行う。また、ＣＰＵ１８は、シャフト位置センサ１７の信号からシャフト８の回転数を算出する。なお、バッテリ１６の電圧はＣＰＵ１８によって常時モニタされている。
【００２７】
図３は図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。なお、以下の説明ではＵ相についてのみ説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の動作が行われる。当該制御方法では、回転電機１を供給モード、回生モード及び還流モードの３つの制御モードにて駆動する。供給モードは巻線組５Ｕに電力を供給するモード、回生モードは巻線組５Ｕに生じる起電力を回収するモード、還流モードは巻線組５Ｕの両端を同電位としショートさせるモードである。
【００２８】
供給モードでは、図３（ａ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ,１２Ｕを同時にＯＮさせる。当該モードでは、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６によって巻線組５Ｕの巻線５Ua,５Ubに電力が供給され、ロータ３の突極１０がステータ２の突極７Ｕに引き付けられ、ロータ３が回転又は制動される。
【００２９】
回生モードでは、図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ,１２Ｕが同時にＯＦＦされる。ＦＥＴ１１Ｕ,１２ＵをＯＦＦすると、バッテリ１６から巻線組５Ｕに対する電力供給は停止される。このとき、巻線組５Ｕには磁束を保持すべく起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流がダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６にエネルギが回生される。
【００３０】
還流モードは、図３（ｃ）（ｄ）に示すように２通りの場合がある。まず、図３（ｃ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＦＦし、ＦＥＴ１２ＵをＯＮさせる。この状態においてもバッテリ１６から巻線５Ua,５Ubに対する電力供給は停止され、巻線５Ua,５Ubには起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流はダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。すなわち、巻線組５Ｕは両端が接地された状態となり、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
【００３１】
図３（ｄ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＮし、ＦＥＴ１２ＵをＯＦＦさせる。このとき、巻線５Ua,５Ubの両端はバッテリ１６に接続されて同電位となり、巻線５Ua,５Ubに起電力が生じる。この起電力により、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れ、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
【００３２】
当該実施の形態では、前述のような３種類のモードを次のように実行する。図４は、回転電機１を発電機として使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図である。図４の横軸は何れもロータ３の回転角となっており、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。なお、ここではＵ相を例にとって説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の制御が行われる。
【００３３】
図４に示すように、本発明による制御方法では、インダクタンスＬが最大値Ｌmaxとなる以前に巻線５に電力供給を開始する進角制御が行われる。また、供給モードと還流モードが交互に繰り返される第１交番モードＣ1の後に、還流モードと回生モード第２交番モードＣ2が交互に繰り返される第２交番モードＣ2を実施する。この場合、ＨＩ側ＦＥＴ１１ＵのＯＮ時間を長くすると第１交番モードＣ1における電流上昇値が大きくなる。ところが、ＯＮ時間を長くしても第２交番モードＣ2開始時の巻線電流量が不足するような場合は、進角制御を実施して第１交番モードＣ1の継続時間Ｔｄを長くする。
【００３４】
進角制御においては、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵはＬmaxの時点から時間Ｔah、ＬＯ側のＦＥＴ１２ＵはＬmaxの時点から時間Ｔalだけ進角した時点で電力供給が開始される。巻線５に対する電力供給はゲートドライバ１５Ｕによって制御され、ここでは、Ｔal＞Ｔahとなっており、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕに先駆けてＬＯ側のＦＥＴ１２ＵがＯＮされる。進角時間Ｔah,Ｔalは、第２交番モードＣ2開始時の巻線電流量、すなわち、ＦＥＴ１１ＵのＯＮduty比に対応させて設定される。なお、ＬＯ側進角時間Ｔalは、ＨＩ側のduty値に対応させて設定するのが望ましいが、ＨＩ側に対して一定の進角量（角度）や進角時間に設定しても良い。
【００３５】
ここで、ＨＩ側,ＬＯ側共にＯＦＦの状態から、ＬＯ側のＦＥＴ１２ＵのみがＯＮされると、ブートストラップ回路２０Ｕに図８の破線と同様に電流が流れ、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電される。すなわち、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕが駆動される直前に、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔｄと連続的にブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔc（＝Ｔal−Ｔah）が確保され、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電される。このため、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕには、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電された状態でＰＷＭ制御のパルス信号が出力される。従って、当該制御方法によれば、装置始動時も含め、ＦＥＴ１１Ｕを最初の１パルス目から駆動できる。また、ＯＮdutyが100％近い状態、あるいは100％となっても、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔcが確保されているため、ＦＥＴ１１Ｕを確実に動作させることができる。
【００３６】
一方、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔcは、ＨＩ側とＬＯ側の進角時間の差によって形成される。このため、本発明の制御方法は、従来の制御方法を大きく変えることなく、ソフトウエア上にて対応可能である。従って、システムを大きく変更せずに図４のような制御が容易に実現可能であり、コストアップを招来することなく制御性の改善を図ることが可能となる。
【００３７】
このようにしてブートストラップ回路２０Ｕを充電した後、Ｌmaxから時間Ｔah進角した時点でＦＥＴ１１ＵのＯＮ／ＯＦＦを開始する。このとき、ＬＯ側のＦＥＴ１２Ｕは常時ＯＮとなっており、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＮのとき図３（ａ）の状態となり、供給モードが実施される。これに対しＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＦＦのとき図３（ｃ）の状態となり、還流モードが実施される。すなわち、供給モードと還流モードが交互に繰り返される第１交番モードＣ1が時間Ｔahだけ進角した位置から実施される。この場合、巻線電流はインダクタンス負荷となるため、第１交番モードＣ1開始後直ちに理想的な形で巻線電流が立ち上がらない場合が多い。これに対し、進角によりＬmax時点以前に第１交番モードＣ1を開始すれば、Ｌmax時点で有効に巻線電流値を増大させることができ、より大きな発電量を確保することが可能となる。
【００３８】
第１交番モードＣ1の間、供給モード実施時（図４（ｄ）のＰ部）では巻線電流が増加し、還流モード実施時（図４（ｄ）のＱ部）では巻線電流が減少する。第１交番モードＣ1では、供給モードＰでの巻線電流の増加分に比べて、還流モードＱでの巻線電流の減少分の方が小さく、時間Ｔdの間、電流波形は鋸歯状波形で総体的に増加するようにＰＷＭduty比が設定される。時間Ｔdが経過した後、ＣＰＵ１８は作動モードを第２交番モードＣ2に切り換える。第２交番モードＣ2では、還流モードＱと回生モード（図４（ｄ）のＲ部）が交互に繰り返される。なお、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔdは、シャフト位置センサ１７の信号から算出されたロータ回転数に応じて設定されるが、ロータ回転角度で設定することもでき、回転数によらず一定の角度にすることもできる。
【００３９】
第２交番モードＣ2における還流モードＱ（特にＱe）の電流量の上昇傾向は、還流モード開始時の電流値とロータ回転数により決まり、それらが十分に大きくないと還流モード時に電流値が増大しない。還流モード時の電流増が十分取れないと、回生モードにおける回生エネルギ量が確保できず、発電効率が低下する。その反面、還流モード開始時の電流値が大きくなるように巻線電流を制御すると、それによる制動力が大きくなる。そこで、当該制御方法では、巻線電流によって制動力が発生する領域での平均電流値を第１交番モードＣ1によって抑え、かかる制動力を抑制しつつ第２交番モードＣ2における還流モード開始時の電流値がなるべく大きくなるように制御している。
【００４０】
第２交番モードＣ2では、ＰＷＭ制御を活用して第１交番モードＣ1の後もＨＩ側のＦＥＴ１１ＵをＯＮ／ＯＦＦさせ、第１交番モードＣ1実施後の還流モードをチョッピングする。ここで、図７のような従来の制御方法では、第１交番モードＣ1実施後に還流モードのみを実行して巻線電流を増加させた後、回生モードを実行して回生電流量の増大を図っている。ところが、第１交番モードＣ1実施後の還流モードにより巻線電流が過大となる場合があり、パワーデバイスの負担が増大するおそれがある。
【００４１】
これに対し、当該制御方法では、第１交番モードＣ1実施後に単に還流モードと回生モードを実施するのではなく、還流モードと回生モードを繰り返し実施し、還流モードにおける巻線電流の増加を適宜回生モードにて抑制する。このため、図７のように還流モードにて巻線電流を単調増加させる場合に比して、図４から明らかなように、第２交番モードＣ2を実施する当該制御方法では最大電流値ｉmaxを低く抑えることが可能となる。
【００４２】
第２交番モードＣ2の最終段階では回生モードのみを実施する。回生モード実施時には巻線電圧は−Ｅとなり、最後の回生モードＲeでは巻線電流値ｉは徐々に減少してやがて０となる。これにより、図４（ｄ）のＲ部の面積にて示される量のエネルギが、バッテリ１６に回生される。ここで、最後の回生モードＲeにおける回生エネルギ量は、回生モードＲe開始時の電流量に依存する。従って、通常、最大電流値ｉmaxが抑えられると回生モードＲeにおける回生電流量も減少する。つまり、図４の回生モードＲeでは、図７の回生モードＲのように大きな面積（回生エネルギ量）が確保できなくなる。
【００４３】
ところが、当該制御方法においては、第２交番モードＣ2において還流モードを実施しており、そこでは巻線電流の増加が図られる。また、回生モードＲeに至る以前にも回生モードＲが設けられている。このため、第１交番モードＣ1後に単に回生モードを実施した場合に比して、還流モードによる電流増加分だけ回生電流量が増加すると共に、途中の回生モードでも回生電流が得られる。従って、回生モードＲeにおける回生エネルギ量は図７の場合よりも少なくなるが、全体的な回生エネルギ量は十分に確保される。
【００４４】
なお、回生エネルギ量は、回生モード開始時の電流量によって決まるため、ＰＷＭ制御のduty比や電源電圧、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔd、第１交番モードＣ1後の交番回数等により変化する。従って、ＣＰＵ１８はこれらの値を適宜調整することにより回生エネルギ量を制御する。また、ＣＰＵ１８は、常時バッテリ１６の電圧をモニタしており、電圧フィードバックによるＰＩ制御を行って、バッテリ１６の過充電を防止する。この場合、バッテリ電圧を見ながら、交番モードにおけるＰＷＭduty比や継続時間を適宜制御して、バッテリ電圧が所定値となるようにしても良い。ＰＷＭ制御では、制御精度確保のためには電圧値の安定が肝要であり、バッテリ電圧の検出はこの点においても重要である。
【００４５】
このように、図４に示した制御方法では、進角により第１交番モードＣ1の継続時間Ｔdが長く取れるので、第２交番モードＣ2開始時の電流量が増加する。このため、Ｌmaxの時点から第１交番モードＣ1を開始すると発電量が不足する場合に有効である。一方、第２交番モードＣ2では電流量の増加が抑えられるため、還流モードでの巻線電流量が大きくなり過ぎるのも抑制できる。従って、進角による電流量増加と、第２交番モードＣ2における電流量抑制をバランス良く組み合わせることにより、最大電流値ｉmaxを抑えつつ、回生電流量を十分確保し得る良好な制御形態が実現できる。このため、パワーデバイスの負担増を最小限に抑えて発電量を増加させることができ、大容量素子の使用によるコストアップを防止できる。また、電流センサや高速比較器などを付加することなく巻線電流量を抑制でき、コスト増加を招くことなく効率の良い発電を行うことが可能となる。
【００４６】
本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施の形態では、ＨＩ側のＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＬＯ側のＦＥＴを相制御に使用した場合について説明したが、ＬＯ側ＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＨＩ側ＦＥＴを相制御に使用しても良い。
【００４７】
また、前述の実施の形態では、コンデンサ充電時間Ｔcを進角時間Ｔal,Ｔahの差によって形成する方法を示したが、ＨＩ側は進角させず、ＬＯ側のみ進角を行って充電時間Ｔcを形成しても良い。さらに、ＨＩ側,ＬＯ側を何れも進角させず、通電開始時点を異ならせることにより充電時間Ｔcを形成することも可能である。
【００４８】
一方、前述の実施の形態では、回転電機１を発電機として使用する場合について説明したが、それをモータとして使用する場合も本発明の制御形態は有効である。図５は、回転電機をモータとして使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図である。この場合も、図５に示すように、進角時間ＴaはＨＩ側とＬＯ側で異なる値に設定され（Ｔal＞Ｔah）、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔc（＝Ｔal−Ｔah）が確保される。なお、図５の場合にはモータとしての使用であり、発電量を考慮する必要はないため、第２交番モードは実施しなくとも良い。
【００４９】
【発明の効果】
本発明の回転電機の制御方法によれば、巻線の一端側に配置した第１スイッチング素子に先行させて巻線の他端側に配置した第２スイッチング素子を駆動させるので、例えば、第１スイッチング素子を駆動するドライバにブートストラップ電源を用いた場合、ブートストラップ電源のコンデンサを第１スイッチング素子の駆動前に充電することができる。このため、コンデンサが充電された状態で第１スイッチング素子を駆動させることができ、駆動当初から第１スイッチング素子を確実に動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御方法が適用される回転電機の構成を示す説明図である。
【図２】図１の回転電機における駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。
【図４】回転電機を発電機として使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
【図５】回転電機をモータとして使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
【図６】ＳＲモータの制御形態を示す説明図である。
【図７】ＳＲモータを発電機として利用する場合の制御形態を示す説明図である。
【図８】ＳＲモータの駆動回路の一部を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 回転電機
２ ステータ
３ ロータ
４ ステータコア
５ 巻線
５Ua,５Va,５Wa、５Ub,５Vb,５Wb 巻線
５U,５V,５W 巻線組
６ ヨーク部
７ 突極
７Ｕ,７Ｖ,７Ｗ 突極
８ シャフト
９ ロータコア
１０ 突極
１０ａ,１０ｂ 突極
１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗ ＨＩ側ＦＥＴ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１２Ｕ,１２Ｖ,１２Ｗ ＬＯ側ＦＥＴ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１３Ｕ,１３Ｖ,１３Ｗ ＨＩ側ダイオード（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１４Ｕ,１４Ｖ,１４Ｗ ＬＯ側ダイオード（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗ ゲートドライバ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１６ バッテリ
１７ シャフト位置センサ
１８ ＣＰＵ
１９ スイッチング回路
２０Ｕ,２０Ｖ,２０Ｗ ブートストラップ回路
２１Ｕ,２１Ｖ,２１Ｗ ブートストラップダイオード
２２Ｕ,２２Ｖ,２２Ｗ ブートストラップコンデンサ
Ｃ1 第１交番モード
Ｃ2 第２交番モード
Ｔd 第１交番モード継続時間
Ｐ 供給モード
Ｑ 還流モード
Ｒ 回生モード
Ｔah ＨＩ側進角時間
Ｔal ＬＯ側進角時間
Ｔc 充電時間
ＣH コンデンサ
ＤH ダイオード
ＤＲＶH ＨＩ側ドライバ回路
ＱH ＨＩ側ＦＥＴ
ＱL ＬＯ側ＦＥＴ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＳＲモータ(Switched Reluctance Motor)構造を備える回転電機の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電気自動車やモータとエンジンを共用するいわゆるハイブリッドカー等においては、高価な永久磁石を使用せず、構造が簡単かつ堅牢であり高速回転や耐環境性に優れたＳＲモータの使用が検討されている。一般にＳＲモータは、コイルを巻装したステータの内側に、磁性鋼板よりなるロータをステータと同軸上に回転自在に配置した構成となっている。ステータの内周側には内向きに突出する突極が形成されており、この突極にはコイルが巻装され巻線を形成している。ロータの外周には外向きに突出する突極が放射状に形成されており、ロータの回転に伴ってステータの突極と近接・対向・離隔するようになっている。ロータの突極とステータの突極は、ある突極同士が対向したとき他の突極同士の位置がずれるように、相互に倍数関係ではない偶数個に設定される。すなわち、例えばロータの突極が４個の場合、ステータの突極を６個に設定し、ロータの突極が６個の場合にはステータの突極を８個に設定する。
【０００３】
このようなＳＲモータでは、例えばステータの一対の対向する巻線に電流を流すと、ステータの突極からロータの突極へ向かう磁束が発生する。これにより、ロータの突極がステータの突極に引き付けられロータにトルクが発生する。前述のように、ステータとロータの突極は、ある突極同士が対向すると他の突極同士にはずれが生じるように設定されている。そこで、他のずれた状態にある突極の巻線に通電すると、ずれた状態の突極が引き付けられロータが回転する。この操作を連続的に行うことにより、ロータの突極が連続的にステータの突極に引き付けられ、ロータが軸回りに回転する。
【０００４】
図６は、ＳＲモータの制御形態を示す説明図である。図６に示すように、ＳＲモータでは、巻線のインダクタンスＬが最小Ｌmin→最大Ｌmaxになる領域（Ｌが増加する領域）で巻線に電流が供給される。また、より大きな駆動力を得るために、巻線電流を大きくすると共に、巻線に電流を流し始めるタイミングを早めるいわゆる進角制御も一般に行われる。この進角制御では、Ｌminの時点より時間Ｔaだけ早い時点で巻線に電流が供給されるため、インダクタンス増大に伴って直ちに駆動力が増大し、モータ効率の向上が図られる。
【０００５】
一方、ＳＲモータは発電機として用いることもできる。図６に示すように、ＳＲモータでは、巻線電流の供給を停止すると巻線に起電力が生じ図中Ｒにて示した部分のエネルギが回生される。図７は、ＳＲモータを発電機として利用する場合の制御形態を示す説明図である。図７に示すように、ＳＲモータは、巻線のインダクタンスＬが最大Ｌmax→最小Ｌminになる領域（Ｌが減少する領域）で発電機として機能する。そこでは、Ｌmax近傍にて、まず最初に巻線電流を流して巻線電流を高め、その後電流を遮断し、このとき巻線に発生する回生電流により発電を行う（図中Ｒ部分）。この場合、発電量を大きくするためには最初の供給電流を大きくする必要があるが、モータリング時と同様に、進角制御により電流供給時間を確保して回生開始時の電流値増大を図ることも行われる。
【０００６】
特開2001-57795号公報や特開2001-78490号公報には、発電時の過電流を防止し高効率的な発電を行う制御方式が開示されている。特開2001-57795号公報においては、バッテリから電力を供給し、ＳＲモータをモータとして機能させる供給モード中に、ロータ回転数や供給電流量に基づいて、現時点で電力回生を行った場合の最大電流量を予測演算する。そして、この最大電流量が所定値に達した場合に、巻線に生じる起電力をバッテリに回収する回生モードを実施する。
【０００７】
特開2001-78490号公報においては、前述の供給モードと回生モードに加えて、巻線両端を同電位とする還流モードが設定されている。この還流モード時には巻線がショートされる形となり、巻線電流は増加する。巻線電流値は常時モニタされており、供給モードから回生モードに切り替えた後、巻線電流値が下限値に達すると、前述の還流モードに切り替えられる。還流モードでは電流値が上昇し、それが上限値に達したときには、再び回生モードに切り替えられる。この回生モードと還流モードの切り替えは、ロータが所定の回転角度となるまで継続される。これにより、巻線電流値は上限値と下限値との間で制御され、巻線電流が突出的に大きくなることが防止される。
【０００８】
ところで、このようなＳＲモータでは、巻線への供給電流はＰＷＭ方式にて制御され、その際のパワーデバイスとしてはMOS/FETやIGBT(insulated gate bipolar transistor)を使用する場合が多い。図８は、ＳＲモータの駆動回路の一部を示す説明図である。図８に示すように、当該駆動回路では、ＨＩ側のパワーデバイスを駆動するドライバ回路ＤＲＶHのフローティング電源として、ダイオードＤHとコンデンサＣHを用いたブートストラップ回路が使用される。
【０００９】
このようなブートストラップ回路では、まず、ＦＥＴＱHを駆動する前にコンデンサＣHを充電しておく必要がある。コンデンサＣHの充電は、ＦＥＴＱHがＯＦＦでＦＥＴＱLがＯＮのとき、すなわち、図６においてＨＳ:ＯＦＦ,ＬＳ:ＯＮのときに行われる。このとき、図８の回路には破線にて示したような電流が流れ、コンデンサＣHが充電される。従って、図６のようにＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％でない場合には、ＰＷＭ周期内にコンデンサＣHの充電時間が生じ、それによりＦＥＴＱHの駆動が行われる。
【００１０】
【特許文献１】
特開2001-57795号公報
【特許文献２】
特開2001-78490号公報
【特許文献３】
特表平9-509820号公報
【特許文献４】
特願2002-298357号
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％近い状態となると、ＰＷＭ周期内におけるコンデンサＣHの充電時間が不足するおそれがある。また、ＯＮdutyが100％になると充電時間はゼロとなる。このような場合、コンデンサＣHの充電電圧が低下するため、パワーデバイス（ＦＥＴＱH）を駆動できなくなるという問題が生じる。
【００１２】
これに対し、ＰＷＭ制御が開始される以前のＦＥＴＱHがＯＦＦの時に一旦ＦＥＴＱLをＯＮさせ、コンデンサＣHの充電時間を確保する方式が知られている。かかる方式では、ＰＷＭ制御のＯＮdutyが100％近くなってもコンデンサＣHが充電され、ＦＥＴＱHの駆動を確保できる。しかしながら、このような充電方式を採ると、装置始動時におけるコンデンサＣHの充電時間が問題となる。このため、始動時の充電時間確保のために煩雑な制御が必要となったり、充電時間のため始動遅れが生じたりするという問題があった。
【００１３】
本発明の目的は、ＳＲモータ型回転電機の駆動回路に使用されるブートストラップ回路のコンデンサ充電時間を確保し、駆動回路中のパワーデバイスを安定的に駆動させることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の回転電機の制御方法は、複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる回転電機の制御方法であって、前記巻線の一端側に、ダイオードとコンデンサを用いたブートストラップ電源を備えるドライバによって駆動される第１スイッチング素子を配置すると共に、前記巻線の他端側に第２スイッチング素子を配置し、前記第２スイッチング素子を前記第１スイッチング素子よりも先に駆動させることを特徴とする。
【００１５】
本発明にあっては、第１スイッチング素子が駆動される以前に第２スイッチング素子を駆動するので、例えば、第１スイッチング素子を駆動するドライバにブートストラップ電源を用いた場合、ブートストラップ電源のコンデンサを第１スイッチング素子の駆動前に充電される。このため、第１スイッチング素子はコンデンサが充電された状態で駆動され、駆動当初から第１スイッチング素子を確実に動作させることが可能となる。また、第１スイッチング素子をＰＷＭ制御する場合に、そのＯＮdutyが100％近い状態、あるいは100％となっても、コンデンサの充電時間を確保できるため、第１スイッチング素子を確実に動作させることができる。
【００１６】
前記回転電機の制御方法において、前記第１スイッチング素子を、前記ドライバによってＰＷＭ制御するようにしても良い。さらに、前記ブートストラップ電源の前記コンデンサを、前記第１スイッチング素子がＯＦＦの状態で前記第２スイッチング素子が前記第１スイッチング素子よりも先行して駆動されたときに充電するようにしても良い。
【００１７】
一方、前記回転電機の制御方法において、前記回転電機が発電機の場合、前記第１及び第２スイッチング素子を、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点以前に駆動するようにしても良い。また、前記回転電機がモータの場合、第１及び第２スイッチング素子を、前記巻線のインダクタンスが最小値から増大する時点以前に駆動するようにしても良い。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明の制御方法が適用される回転電機の構成を示す説明図である。図１の回転電機１はいわゆるＳＲモータ構造を有しており、モータとしてもまた発電機としても使用できる。
【００１９】
図１に示すように、回転電機１は、ステータ２と、ステータ２の内側に回転自在に配設されたロータ３とを備えている。ステータ２は図示しないハウジングに収容される。ロータ３はエンジンのクランクシャフトに連結され、回転電機１が例えばスタータモータとして使用される場合は、クランクシャフトを回転駆動させ自動車エンジンを始動させる。また、回転電機１が例えば発電機として使用される場合は、ロータ３は自動車エンジンによって駆動される。なお、実施の形態の回転電機１はインナーロータタイプであるが、ステータとロータの位置関係が逆のアウターロータタイプであっても良い。
【００２０】
ステータ２は、ステータコア４と複数の巻線５を備えた構成となっている。ステータコア４は複数の磁性鋼板を積層して形成され、ハウジング内に固定される。ステータコア４は、円筒状のヨーク部６と、ヨーク部６の内側に径方向内側に向けて突出する６個の突極７とから構成される。巻線５は各突極７にコイルを巻回して形成される。回転電機１は３相のモータ及び発電機として構成されており、巻線５はＵ,Ｖ,Ｗの各相の巻線５Ua,５Ub,５Va,５Vb,５Wa,５Wbを構成している。対向する一対の巻線５は直列に接続され、各相の巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗを構成する。
【００２１】
ロータ３は、シャフト８とロータコア９から構成される。シャフト８は、ハウジングに設けた軸受によって回転自在に支持されている。シャフト８の回転角度はシャフト位置センサ１７（図２参照）にて検出される。このシャフト位置センサ１７の周期やパルス幅からロータ３の回転数を算出することができる。なお、別途回転数検出センサがあればそれを利用しても良い。ロータコア９は、複数枚の磁性鋼板を積層して形成され、シャフト８に固定されている。ロータコア９には、外周側に４個の突極１０が設けられている。ロータ３はステータ２内に同軸に挿入配置され、その突極１０とステータ２の突極７との間には所定の間隙が形成される。
【００２２】
このような回転電機１は、各相の巻線５を順次通電することによりＳＲモータとして使用することもできる。ここで、巻線５に電流を流すと、ステータ２の突極７からロータ３の突極１０へ向かう磁束が発生する。例えば、図１において巻線５Va,５Vbに通電すると、その近傍に存在するロータ３の突極１０ｂを引き付け、トルクが発生しロータ３が反時計回りに移動する。ステータ２の突極７Ｖとロータ３の突極１０ｂが対向すると、ステータ２が６極、ロータ３が４極のため、他の突極７Ｗ,１０ａの間には位置ズレが生じる。
【００２３】
次に、突極７Ｗの巻線５Wa,５Wbに通電すると、今度は突極１０ａが突極７Ｗに引き付けられる。このとき突極７Ｕ,１０ｂの間には位置ズレが生じており、次に突極７Ｕの巻線５Ua,５Ubに通電すると、突極１０ｂが突極７Ｕに引き付けられる。このように各相の巻線５を順次通電すると、ロータ３の突極１０は連続的にステータ２の突極７に引き付けられ、ロータ３はステータ２内にてシャフト８と共に回転しＳＲモータとして動作する。
【００２４】
図２は、図１の回転電機１における駆動回路の構成を示す回路図である。図２に示すように、各相の巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの両端にはそれぞれＦＥＴとダイオードからなるスイッチング回路１９が接続されている。巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの一端側（ＨＩ側：ＵＨ,ＶＨ,ＷＨ）は、ＦＥＴ１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗ（第１スイッチング素子）を介してバッテリ（電源）１６の＋極に接続されると共に、ダイオード１３Ｕ,１３Ｖ,１３Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている（接地）。巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗの他端側（ＬＯ側：ＵＬ,ＶＬ,ＷＬ）は、ダイオード１４Ｕ,１４Ｖ,１４Ｗ（第２スイッチング素子）を介してバッテリ１６の＋極に接続されていると共に、ＦＥＴ１２Ｕ,１２Ｖ,１２Ｗを介してバッテリ１６の−極に接続されている。
【００２５】
ＦＥＴ１１，１２は、ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗによって制御される。ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５ＷはＣＰＵ１８に接続されており、ＣＰＵ１８によって制御される。ゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５ＷのＨＩ側ＦＥＴ１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗを駆動する部位には、図８と同様のブートストラップ回路２０を用いたフローティング電源が接続されている。ブートストラップ回路２０Ｕ,２０Ｖ,２０Ｗには、ブートストラップダイオード２１Ｕ,２１Ｖ,２１Ｗとブートストラップコンデンサ２２Ｕ,２２Ｖ,２２Ｗが設けられている。
【００２６】
回転電機１にはさらに、シャフト位置センサ１７が設けられており、シャフト８の回転角度が検出できるようになっている。シャフト位置センサ１７の出力はＣＰＵ１８に入力され、ＣＰＵ１８はこの検出信号に基づいてゲートドライバ１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗを制御し、巻線組５Ｕ,５Ｖ,５Ｗに適宜通電を行う。また、ＣＰＵ１８は、シャフト位置センサ１７の信号からシャフト８の回転数を算出する。なお、バッテリ１６の電圧はＣＰＵ１８によって常時モニタされている。
【００２７】
図３は図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。なお、以下の説明ではＵ相についてのみ説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の動作が行われる。当該制御方法では、回転電機１を供給モード、回生モード及び還流モードの３つの制御モードにて駆動する。供給モードは巻線組５Ｕに電力を供給するモード、回生モードは巻線組５Ｕに生じる起電力を回収するモード、還流モードは巻線組５Ｕの両端を同電位としショートさせるモードである。
【００２８】
供給モードでは、図３（ａ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ,１２Ｕを同時にＯＮさせる。当該モードでは、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６によって巻線組５Ｕの巻線５Ua,５Ubに電力が供給され、ロータ３の突極１０がステータ２の突極７Ｕに引き付けられ、ロータ３が回転又は制動される。
【００２９】
回生モードでは、図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１１Ｕ,１２Ｕが同時にＯＦＦされる。ＦＥＴ１１Ｕ,１２ＵをＯＦＦすると、バッテリ１６から巻線組５Ｕに対する電力供給は停止される。このとき、巻線組５Ｕには磁束を保持すべく起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流がダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れる。これにより、バッテリ１６にエネルギが回生される。
【００３０】
還流モードは、図３（ｃ）（ｄ）に示すように２通りの場合がある。まず、図３（ｃ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＦＦし、ＦＥＴ１２ＵをＯＮさせる。この状態においてもバッテリ１６から巻線５Ua,５Ubに対する電力供給は停止され、巻線５Ua,５Ubには起電力が生じる。当該モードでは、この起電力により、電流はダイオード１３Ｕ、巻線組５Ｕ、ＦＥＴ１２Ｕの経路で流れる。すなわち、巻線組５Ｕは両端が接地された状態となり、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
【００３１】
図３（ｄ）の場合は、ＦＥＴ１１ＵをＯＮし、ＦＥＴ１２ＵをＯＦＦさせる。このとき、巻線５Ua,５Ubの両端はバッテリ１６に接続されて同電位となり、巻線５Ua,５Ubに起電力が生じる。この起電力により、電流はＦＥＴ１１Ｕ、巻線組５Ｕ、ダイオード１４Ｕの経路で流れ、還流モードの間、電流は前記経路を還流する。
【００３２】
当該実施の形態では、前述のような３種類のモードを次のように実行する。図４は、回転電機１を発電機として使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図である。図４の横軸は何れもロータ３の回転角となっており、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。なお、ここではＵ相を例にとって説明するが、Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様の制御が行われる。
【００３３】
図４に示すように、本発明による制御方法では、インダクタンスＬが最大値Ｌmaxとなる以前に巻線５に電力供給を開始する進角制御が行われる。また、供給モードと還流モードが交互に繰り返される第１交番モードＣ1の後に、還流モードと回生モード第２交番モードＣ2が交互に繰り返される第２交番モードＣ2を実施する。この場合、ＨＩ側ＦＥＴ１１ＵのＯＮ時間を長くすると第１交番モードＣ1における電流上昇値が大きくなる。ところが、ＯＮ時間を長くしても第２交番モードＣ2開始時の巻線電流量が不足するような場合は、進角制御を実施して第１交番モードＣ1の継続時間Ｔｄを長くする。
【００３４】
進角制御においては、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵはＬmaxの時点から時間Ｔah、ＬＯ側のＦＥＴ１２ＵはＬmaxの時点から時間Ｔalだけ進角した時点で電力供給が開始される。巻線５に対する電力供給はゲートドライバ１５Ｕによって制御され、ここでは、Ｔal＞Ｔahとなっており、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕに先駆けてＬＯ側のＦＥＴ１２ＵがＯＮされる。進角時間Ｔah,Ｔalは、第２交番モードＣ2開始時の巻線電流量、すなわち、ＦＥＴ１１ＵのＯＮduty比に対応させて設定される。なお、ＬＯ側進角時間Ｔalは、ＨＩ側のduty値に対応させて設定するのが望ましいが、ＨＩ側に対して一定の進角量（角度）や進角時間に設定しても良い。
【００３５】
ここで、ＨＩ側,ＬＯ側共にＯＦＦの状態から、ＬＯ側のＦＥＴ１２ＵのみがＯＮされると、ブートストラップ回路２０Ｕに図８の破線と同様に電流が流れ、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電される。すなわち、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕが駆動される直前に、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔｄと連続的にブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔc（＝Ｔal−Ｔah）が確保され、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電される。このため、ＨＩ側のＦＥＴ１１Ｕには、ブートストラップコンデンサ２２Ｕが充電された状態でＰＷＭ制御のパルス信号が出力される。従って、当該制御方法によれば、装置始動時も含め、ＦＥＴ１１Ｕを最初の１パルス目から駆動できる。また、ＯＮdutyが100％近い状態、あるいは100％となっても、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔcが確保されているため、ＦＥＴ１１Ｕを確実に動作させることができる。
【００３６】
一方、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔcは、ＨＩ側とＬＯ側の進角時間の差によって形成される。このため、本発明の制御方法は、従来の制御方法を大きく変えることなく、ソフトウエア上にて対応可能である。従って、システムを大きく変更せずに図４のような制御が容易に実現可能であり、コストアップを招来することなく制御性の改善を図ることが可能となる。
【００３７】
このようにしてブートストラップ回路２０Ｕを充電した後、Ｌmaxから時間Ｔah進角した時点でＦＥＴ１１ＵのＯＮ／ＯＦＦを開始する。このとき、ＬＯ側のＦＥＴ１２Ｕは常時ＯＮとなっており、ＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＮのとき図３（ａ）の状態となり、供給モードが実施される。これに対しＨＩ側のＦＥＴ１１ＵがＯＦＦのとき図３（ｃ）の状態となり、還流モードが実施される。すなわち、供給モードと還流モードが交互に繰り返される第１交番モードＣ1が時間Ｔahだけ進角した位置から実施される。この場合、巻線電流はインダクタンス負荷となるため、第１交番モードＣ1開始後直ちに理想的な形で巻線電流が立ち上がらない場合が多い。これに対し、進角によりＬmax時点以前に第１交番モードＣ1を開始すれば、Ｌmax時点で有効に巻線電流値を増大させることができ、より大きな発電量を確保することが可能となる。
【００３８】
第１交番モードＣ1の間、供給モード実施時（図４（ｄ）のＰ部）では巻線電流が増加し、還流モード実施時（図４（ｄ）のＱ部）では巻線電流が減少する。第１交番モードＣ1では、供給モードＰでの巻線電流の増加分に比べて、還流モードＱでの巻線電流の減少分の方が小さく、時間Ｔdの間、電流波形は鋸歯状波形で総体的に増加するようにＰＷＭduty比が設定される。時間Ｔdが経過した後、ＣＰＵ１８は作動モードを第２交番モードＣ2に切り換える。第２交番モードＣ2では、還流モードＱと回生モード（図４（ｄ）のＲ部）が交互に繰り返される。なお、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔdは、シャフト位置センサ１７の信号から算出されたロータ回転数に応じて設定されるが、ロータ回転角度で設定することもでき、回転数によらず一定の角度にすることもできる。
【００３９】
第２交番モードＣ2における還流モードＱ（特にＱe）の電流量の上昇傾向は、還流モード開始時の電流値とロータ回転数により決まり、それらが十分に大きくないと還流モード時に電流値が増大しない。還流モード時の電流増が十分取れないと、回生モードにおける回生エネルギ量が確保できず、発電効率が低下する。その反面、還流モード開始時の電流値が大きくなるように巻線電流を制御すると、それによる制動力が大きくなる。そこで、当該制御方法では、巻線電流によって制動力が発生する領域での平均電流値を第１交番モードＣ1によって抑え、かかる制動力を抑制しつつ第２交番モードＣ2における還流モード開始時の電流値がなるべく大きくなるように制御している。
【００４０】
第２交番モードＣ2では、ＰＷＭ制御を活用して第１交番モードＣ1の後もＨＩ側のＦＥＴ１１ＵをＯＮ／ＯＦＦさせ、第１交番モードＣ1実施後の還流モードをチョッピングする。ここで、図７のような従来の制御方法では、第１交番モードＣ1実施後に還流モードのみを実行して巻線電流を増加させた後、回生モードを実行して回生電流量の増大を図っている。ところが、第１交番モードＣ1実施後の還流モードにより巻線電流が過大となる場合があり、パワーデバイスの負担が増大するおそれがある。
【００４１】
これに対し、当該制御方法では、第１交番モードＣ1実施後に単に還流モードと回生モードを実施するのではなく、還流モードと回生モードを繰り返し実施し、還流モードにおける巻線電流の増加を適宜回生モードにて抑制する。このため、図７のように還流モードにて巻線電流を単調増加させる場合に比して、図４から明らかなように、第２交番モードＣ2を実施する当該制御方法では最大電流値ｉmaxを低く抑えることが可能となる。
【００４２】
第２交番モードＣ2の最終段階では回生モードのみを実施する。回生モード実施時には巻線電圧は−Ｅとなり、最後の回生モードＲeでは巻線電流値ｉは徐々に減少してやがて０となる。これにより、図４（ｄ）のＲ部の面積にて示される量のエネルギが、バッテリ１６に回生される。ここで、最後の回生モードＲeにおける回生エネルギ量は、回生モードＲe開始時の電流量に依存する。従って、通常、最大電流値ｉmaxが抑えられると回生モードＲeにおける回生電流量も減少する。つまり、図４の回生モードＲeでは、図７の回生モードＲのように大きな面積（回生エネルギ量）が確保できなくなる。
【００４３】
ところが、当該制御方法においては、第２交番モードＣ2において還流モードを実施しており、そこでは巻線電流の増加が図られる。また、回生モードＲeに至る以前にも回生モードＲが設けられている。このため、第１交番モードＣ1後に単に回生モードを実施した場合に比して、還流モードによる電流増加分だけ回生電流量が増加すると共に、途中の回生モードでも回生電流が得られる。従って、回生モードＲeにおける回生エネルギ量は図７の場合よりも少なくなるが、全体的な回生エネルギ量は十分に確保される。
【００４４】
なお、回生エネルギ量は、回生モード開始時の電流量によって決まるため、ＰＷＭ制御のduty比や電源電圧、第１交番モードＣ1の継続時間Ｔd、第１交番モードＣ1後の交番回数等により変化する。従って、ＣＰＵ１８はこれらの値を適宜調整することにより回生エネルギ量を制御する。また、ＣＰＵ１８は、常時バッテリ１６の電圧をモニタしており、電圧フィードバックによるＰＩ制御を行って、バッテリ１６の過充電を防止する。この場合、バッテリ電圧を見ながら、交番モードにおけるＰＷＭduty比や継続時間を適宜制御して、バッテリ電圧が所定値となるようにしても良い。ＰＷＭ制御では、制御精度確保のためには電圧値の安定が肝要であり、バッテリ電圧の検出はこの点においても重要である。
【００４５】
このように、図４に示した制御方法では、進角により第１交番モードＣ1の継続時間Ｔdが長く取れるので、第２交番モードＣ2開始時の電流量が増加する。このため、Ｌmaxの時点から第１交番モードＣ1を開始すると発電量が不足する場合に有効である。一方、第２交番モードＣ2では電流量の増加が抑えられるため、還流モードでの巻線電流量が大きくなり過ぎるのも抑制できる。従って、進角による電流量増加と、第２交番モードＣ2における電流量抑制をバランス良く組み合わせることにより、最大電流値ｉmaxを抑えつつ、回生電流量を十分確保し得る良好な制御形態が実現できる。このため、パワーデバイスの負担増を最小限に抑えて発電量を増加させることができ、大容量素子の使用によるコストアップを防止できる。また、電流センサや高速比較器などを付加することなく巻線電流量を抑制でき、コスト増加を招くことなく効率の良い発電を行うことが可能となる。
【００４６】
本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、前述の実施の形態では、ＨＩ側のＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＬＯ側のＦＥＴを相制御に使用した場合について説明したが、ＬＯ側ＦＥＴをＰＷＭ駆動、ＨＩ側ＦＥＴを相制御に使用しても良い。
【００４７】
また、前述の実施の形態では、コンデンサ充電時間Ｔcを進角時間Ｔal,Ｔahの差によって形成する方法を示したが、ＨＩ側は進角させず、ＬＯ側のみ進角を行って充電時間Ｔcを形成しても良い。さらに、ＨＩ側,ＬＯ側を何れも進角させず、通電開始時点を異ならせることにより充電時間Ｔcを形成することも可能である。
【００４８】
一方、前述の実施の形態では、回転電機１を発電機として使用する場合について説明したが、それをモータとして使用する場合も本発明の制御形態は有効である。図５は、回転電機をモータとして使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図である。この場合も、図５に示すように、進角時間ＴaはＨＩ側とＬＯ側で異なる値に設定され（Ｔal＞Ｔah）、ブートストラップコンデンサ２２Ｕの充電時間Ｔc（＝Ｔal−Ｔah）が確保される。なお、図５の場合にはモータとしての使用であり、発電量を考慮する必要はないため、第２交番モードは実施しなくとも良い。
【００４９】
【発明の効果】
本発明の回転電機の制御方法によれば、巻線の一端側に配置した第１スイッチング素子に先行させて巻線の他端側に配置した第２スイッチング素子を駆動させるので、例えば、第１スイッチング素子を駆動するドライバにブートストラップ電源を用いた場合、ブートストラップ電源のコンデンサを第１スイッチング素子の駆動前に充電することができる。このため、コンデンサが充電された状態で第１スイッチング素子を駆動させることができ、駆動当初から第１スイッチング素子を確実に動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御方法が適用される回転電機の構成を示す説明図である。
【図２】図１の回転電機における駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】図２の回路図のＵ相部分についてのみ抽出した回路図であり、（ａ）は供給モード、（ｂ）は回生モード、（ｃ）（ｄ）は還流モードを示している。
【図４】回転電機を発電機として使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
【図５】回転電機をモータとして使用した場合における本発明の一実施の形態である制御方法のＵ相での各モードの実行タイミングを示す説明図であり、（ａ）はロータ回転角とインダクタンスＬの関係、（ｂ）は駆動回路におけるＨＩ側,ＬＯ側の通電状態、（ｃ）はロータ回転角と巻線電圧の関係、（ｄ）はロータ回転角と巻線電流の関係をそれぞれ示している。
【図６】ＳＲモータの制御形態を示す説明図である。
【図７】ＳＲモータを発電機として利用する場合の制御形態を示す説明図である。
【図８】ＳＲモータの駆動回路の一部を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 回転電機
２ ステータ
３ ロータ
４ ステータコア
５ 巻線
５Ua,５Va,５Wa、５Ub,５Vb,５Wb 巻線
５U,５V,５W 巻線組
６ ヨーク部
７ 突極
７Ｕ,７Ｖ,７Ｗ 突極
８ シャフト
９ ロータコア
１０ 突極
１０ａ,１０ｂ 突極
１１Ｕ,１１Ｖ,１１Ｗ ＨＩ側ＦＥＴ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１２Ｕ,１２Ｖ,１２Ｗ ＬＯ側ＦＥＴ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１３Ｕ,１３Ｖ,１３Ｗ ＨＩ側ダイオード（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１４Ｕ,１４Ｖ,１４Ｗ ＬＯ側ダイオード（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１５Ｕ,１５Ｖ,１５Ｗ ゲートドライバ（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）
１６ バッテリ
１７ シャフト位置センサ
１８ ＣＰＵ
１９ スイッチング回路
２０Ｕ,２０Ｖ,２０Ｗ ブートストラップ回路
２１Ｕ,２１Ｖ,２１Ｗ ブートストラップダイオード
２２Ｕ,２２Ｖ,２２Ｗ ブートストラップコンデンサ
Ｃ1 第１交番モード
Ｃ2 第２交番モード
Ｔd 第１交番モード継続時間
Ｐ 供給モード
Ｑ 還流モード
Ｒ 回生モード
Ｔah ＨＩ側進角時間
Ｔal ＬＯ側進角時間
Ｔc 充電時間
ＣH コンデンサ
ＤH ダイオード
ＤＲＶH ＨＩ側ドライバ回路
ＱH ＨＩ側ＦＥＴ
ＱL ＬＯ側ＦＥＴ
Claims (5)
- 複数個の突極を有するステータと、前記ステータの突極とは異なる個数の複数個の突極を有するロータと、前記ステータに巻装された巻線とを有してなる回転電機の制御方法であって、
前記巻線の一端側に、ダイオードとコンデンサを用いたブートストラップ電源を備えるドライバによって駆動される第１スイッチング素子を配置すると共に、前記巻線の他端側に第２スイッチング素子を配置し、
前記第２スイッチング素子を前記第１スイッチング素子よりも先に駆動させることを特徴とする回転電機の制御方法。 - 請求項１記載の回転電機の制御方法において、前記第１スイッチング素子は、前記ドライバによってＰＷＭ制御されることを特徴とする回転電機の制御方法。
- 請求項１又は２記載の回転電機の制御方法において、前記ブートストラップ電源の前記コンデンサは、前記第１スイッチング素子がＯＦＦの状態で前記第２スイッチング素子が前記第１スイッチング素子よりも先行して駆動されたときに充電されることを特徴とする回転電機の制御方法。
- 請求項１〜３の何れか１項に記載の回転電機の制御方法において、前記回転電機は発電機であり、前記第１及び第２スイッチング素子は、前記巻線のインダクタンスが最大となる時点以前に駆動されることを特徴とする回転電機の制御方法。
- 請求項１〜３の何れか１項に記載の回転電機の制御方法において、前記回転電機はモータであり、第１及び第２スイッチング素子は、前記巻線のインダクタンスが最小値から増大する時点以前に駆動されることを特徴とする回転電機の制御方法。
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