JP4303207B2 - 高周波差動信号用フィルタ - Google Patents

Description

この発明は高周波差動信号用フィルタに関し、特にマイクロ波帯の広帯域フィルタを分布定数線路で実現するための構造に関する。

近年、データや画像等の大容量の通信のニーズが高まると同時に通信機器の相互接続が進んでいる。やがて、家電や普通の電話、時計や音楽プレーヤなどがネットワークで結ばれるばかりでなく、駅の自動券売機や飲料の自販機までもがネットワークにつながれ、車や電車の中からでもインターネットにアクセスできるような社会、いわゆるユビキタス社会の到来が言われている。ユビキタス社会の実現という点で見れば、場所を選ばず通信が行えるという長所をもつ無線通信が重要性を増している。

ところで、無線通信用の高周波回路として平衡回路や不平衡回路が知られている。平衡回路は高速で低消費電力の実現に有利であり、そのための差動信号伝送は半導体ＩＣでは一般的となっているが、パッケージ・モジュール・プリント基板上ではまだ一般的ではなく、もっぱら不平衡回路が用いられている。半導体ＩＣは平衡回路のインタフェースを持つため、半導体ＩＣとプリント基板上の外部回路を接続するために平衡不平衡変換回路（バラン：Ｂａｌｕｎ）を備える必要がある。

特開２００２−１９８７６５（特願２００１−３３０８４４）：統合フィルタ・バラン 特許文献１は、差動回路に用いることが可能な共振子ベースのフィルタを開示している。これは個別部品（集中定数）により構成されている。

半導体ＩＣ以外の外部回路も平衡回路で構成されていれば平衡不平衡変換回路が不要となり、装置の小型化や低価格化の点で有利なことは言うまでもない。ここで例えば、外部回路のひとつであるフィルタを平衡回路で構成することを考えてみる。

図１５（ａ）は不平衡高域通過フィルタの回路図を示し、同図（ｃ）は不平衡低域通過フィルタの回路図を示す。同図（ａ）に示すような片側接地の不平衡信号を取り扱う高域通過フィルタはシリーズ（series直列）の容量Ｃ１、Ｃ２とシャント（shunt短絡）のインダクタＬ１で構成できる。同図（ｃ）に示すような片側接地の不平衡信号を取り扱う低域通過フィルタはシリーズのインダクタＬ４，Ｌ５とシャントの容量Ｃ７で構成できる。

ところで、同図（ａ）（ｃ）のフィルタを平衡信号用のフィルタとするには、これらと同じフィルタを用意し、それぞれを同図（ａ）（ｃ）のフィルタの接地されていた部分に接続すればよい。同図（ａ）（ｃ）のフィルタを平衡信号用フィルタとして構成した回路図を同図（ｂ）（ｄ）に示す。同図（ｂ）（ｄ）の回路は対称に構成されている。同図（ｂ）の平衡高域通過フィルタはシリーズの容量Ｃ３乃至Ｃ６とシャントのインダクタＬ２及びＬ３で構成され、同図（ｄ）の平衡低域通過フィルタはシリーズのインダクタＬ６乃至Ｌ９とシャントの容量Ｃ８及びＣ９で構成される。

上記のようにシリーズの容量とインダクタ、シャントの容量とインダクタで構成される不平衡信号用フィルタが与えられれば、これを平衡信号用フィルタに変換して作製することができる。

高速伝送に用いられるような高周波帯では、個別部品は寄生の容量、インダクタンス、抵抗が悪影響を及ぼし、単純なインダクタＬ，容量Ｃではなくなって、高速伝送で使用されるマイクロ帯ではフィルタ特性が大きく劣化してしまう。そのために図１５で示すような集中定数を用いることができず、分布定数線路を用いる必要がある。しかし、集中定数回路を分布定数回路に変換すること、特にシリーズの容量Ｃの変換を行うことができなかった（変換結果が周波数に依存してしまうという問題があった）。また、具体的にどのような構造を用いて分布定数線路を用いた平衡回路用フィルタを作製すれば良いのか知られていなかった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、マイクロ波帯以上の高周波帯でも設計精度よく作製できる分布定数線路を用いた平衡回路用（差動信号用）フィルタを提供することを目的とし、特に、分布定数線路を用いて平衡回路用フィルタを作製するために好適な構造を提供することを目的とする。

この発明に係る高周波差動信号用フィルタは、
第１誘電体基板８Ｕと第２誘電体基板８Ｌが積層され、
前記第１誘電体基板８Ｕの一方の面に、前記第１誘電体基板８Ｕ及び前記第２誘電体基板８Ｌに垂直な対称面ＳＰに対して対称に第１の２結合線路２，２及び第２の２結合線路３，３が配置され、前記第１の２結合線路２，２と前記第２の２結合線路は縦続接続され、
前記第２誘電体基板８Ｌの一方の面に、前記第１誘電体基板８Ｕを挟んで前記第１の２結合線路２，２及び第２の２結合線路３，３に対向し、かつ、前記対称面ＳＰに対して対称に第３の２結合線路４ａ，４ａ及び第４の２結合線路４ｂ、４ｂが配置され、前記第３の２結合線路４ａ，４ａと前記第４の２結合線路４ｂ、４ｂは縦続接続され、
前記第２誘電体基板の他方の面に、前記第３の２結合線路４ａ，４ａ及び前記第４の２結合線路４ｂ、４ｂに対向し、かつ、前記対称面ＳＰに対して対称に線路が配置され、
前記第１の２結合線路２，２及び前記第２の結合線路３，３の縦続接続個所は開放されていて、前記第１の２結合線路２，２と前記第２の結合線路３，３は直流的に分離され、
前記第３の２結合線路２，２及び前記第４の結合線路３，３の縦続接続個所は短絡され、
前記第３の２結合線路４ａ，４ａと前記第３の２結合線路４ｂ、４ｂの短絡点の近傍にはそれぞれ接続線路５，５が接続され、これら接続線路５，５は前記第２誘電体基板８Ｌの他方の面に形成された前記線路６に接続されていることを特徴とするものである。

この発明に係る高周波差動信号用フィルタは、図７に示すように
誘電体基板１７の一方の面に第１の２結合線路１１、１１と、第２の２結合線路１２、１２と、第３の２結合線路１３、１３とが、前記誘電体基板１７に垂直な対称面ＳＰに対して対称に配置され、
前記第１の２結合線路１１、１１、前記第２の２結合線路１２、１２及び前記第３の２結合線路１３、１３は縦続接続され、
前記第２の結合線路の幅は、前記第１の結合線路と前記第３の結合線路よりも広く、
前記第２の２結合線路１２、１２に対向する前記誘電体基板１７の他方の面には、前記第２の２結合線路１２、１２を覆うに十分な大きさの導体１６が設けられ、
前記第１の２結合線路１１、１１と前記第３の２結合線路１３、１３に対向する部分には導体は設けられていない、ことを特徴とするものである。

この発明に係る高周波差動信号用フィルタは、
シリーズの容量を含む高周波差動信号用フィルタであって、前記シリーズの容量を、
積層された第１誘電体基板８５及び第２誘電体基板８６と、
前記第１誘電体基板の表面に、前記第１誘電体基板及び前記第２誘電体基板に垂直な対称面に対して対称に配置された第１の２結合線路８３、８３と、
前記第１誘電体基板と前記第２誘電体基板の間の面に、前記第１の２結合線路に対向し、かつ、前記対称面に対して対称に配置された第２の２結合線路８４、８４と、を備える分布定数線路で構成したことを特徴とするものである。

本発明によれば、分布定数線路を用いて高周波差動信号用フィルタを作製することができる。

最初に、発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタの構造を説明し、次に、発明の実施の形態２に係る平衡低域通過フィルタの構造を説明し、最後に集中定数を分布定数線路に変換するための計算式を説明する。

発明の実施の形態１．
発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタの構造の例を図１乃至図３に示す。
図１（ａ）は平衡高域通過フィルタの平面図（上面図）、同図（ｂ）はａ−ａ’矢視断面図である。同図（ｂ）から判るようにこの平衡高域通過フィルタは積層された２層の誘電体基板とその各面に形成された合計３層の導体層から構成されている。各導体層を上から順番に第１層、第２層、第３層と呼ぶことにする。図１（ａ）において実線で示されているものは第１層の導体層である。

図２（ａ）は第２層の平面図である。同図において実線で示されているものは第２層の導体層である。図２（ｂ）は第３層の平面図である。同図において実線で示されているものは第３層の導体層である（点線は第１層の導体層であり、相互の位置関係を示すために表現した）。

図３は３層の導体層を分離して表現したものである。図３の各層が積層されて発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタが構成される。

以上の図において、１は差動信号の入出力端子、２及び３は第１層に形成された複数（各２つ）の導体（２結合線路）である。４は第２層に形成された導体（２結合線路）である。２結合線路は対称面ＳＰに対称に配置された複数（２つ）の導体から構成される。線路４は、線路２に対向する部分４ａと、線路３に対向する部分４ｂとからなり、部分４ａと４ｂは図１（ｂ）のＳ点で短絡されている（導体同士が接触するか又は一体に形成されて直流的に接続されている）。第１層に形成された線路２，２と第２層に形成された線路４，４（正確には線路４，４の部分４ａ，４ａ）で１対のシリーズ容量を構成する。同様に、第１層に形成された線路３，３と第２層に形成された線路４，４（正確には線路４，４の部分４ｂ，４ｂ）で１対のシリーズ容量を構成する。６はインダクタを構成する線路（左側の６ａと右側の６ｂが中心付近で短絡されている）、５はシリーズ容量を前記インダクタの構成線路６に接続するための接続線路、７は線路５を線路６に接続するためのビアである。線路６は、左右対称に構成された１対のシャントＬを実現する。

線路６はシリーズＣの各導体２，３、４と短絡することを避けるため第３層に形成されており、線路５と線路６はビア７によって接続されている。

図１乃至図３から判るように発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタは次のような構造を備えている。

（１）第１誘電体基板８Ｕと第２誘電体基板８Ｌが積層されている。
（２）第１誘電体基板８Ｕ及び第２誘電体基板８Ｌに垂直な対称面ＳＰを考える。第１誘電体基板８Ｕの一方の面（上面）に、前記対称面ＳＰに対して互いに対称に２結合線路２，２及び３，３が配置されている。２結合線路２，２及び３，３は縦続接続されている。
（３）第２誘電体基板８Ｌの一方の面（上面）に、前記第１誘電体基板８Ｕを挟んで前記２結合線路２，２及び３，３に対向し、かつ、前記対称面ＳＰに対して互いに対称に２結合線路４ａ，４ａ及び４ｂ、４ｂが配置されている（４ａと４ｂは短絡され一体となっているので、２結合線路４，４と表現することもある）。
（４）２結合線路２，２及び３，３と、４ａ，４ａ及び４ｂ、４ｂはそれぞれ４結合線路を構成する。
（５）第２誘電体基板８Ｌの面に形成された２結合線路４ａ，４ａ及び４ｂ、４ｂは縦続接続されるとともに、縦続接続された隣接の線路４ａと４ｂは符号Ｓ点で短絡されている。
（６）第１誘電体基板８Ｕの面に形成された２結合線路２，２及び３，３の縦続接続個所は開放されていて、線路２，２と線路３，３は直流的に分離されている。
（７）２結合線路４ａ，４ａと４ｂ、４ｂの短絡点（縦続接続個所）Ｓの近傍にはそれぞれ線路５，５が接続され、これら線路５，５は第２誘電体基板８Ｌの他方の面に形成された線路６を介して接続されている。具体的には、ビア７，７により、第２誘電体基板８Ｌの上面に設けられた線路５，５をその下面に設けられた線路６に接続している。

線路２，２と４ａ，４ａ及び３，３と４ｂ、４ｂはそれぞれシリーズの容量Ｃを構成し、線路５と６はシャントのインダクタＬを構成する。シャントのインダクタＬの導体６は対称面ＳＰに対称に配置され、その中心で短絡されている必要がある。第１層、第２層の中央にはシリーズＣの導体があるため、インダクタを実現するための線路６を通すことができない。そこで、線路６を第３層に形成し、ビア７を介して線路５，５を線路６に接続している。図２（ｂ）に示すように中心対称面ＳＰ上で左右の線路６ａと６ｂが短絡されている。第２誘電体基板８Ｌは第３層を形成するために必要であるが、シリーズの容量Ｃを実現するためにも必要である（後述の（３）差動信号のシリーズＣの構造の説明を参照されたい）。

発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタの等価回路を図４に示す。

発明の実施の形態１に係る平衡高域通過フィルタの特性例を図５に示す。図５は次のような条件下のシミュレーション結果である。

（ａ）第１誘電体基板８Ｕの誘電率９．８、厚み０．１ｍｍ
（ｂ）第２誘電体基板８Ｌの誘電率７．２、厚み０．２ｍｍ
（ｃ）線路２，３を１．２ｍｍ角の導体とする。
（ｄ）線路２と３の間隔を０．１ｍｍとする。
（ｅ）線路５を０．１ｍｍ幅、０．４ｍｍの長さとする。
（ｆ）ビア７用の方形パッドは０．５ｍｍ角とし、ビア７は円形の直径０．３ｍｍのビアとする。
（ｇ）線路６はビア７用パッドから０．１ｍｍ幅で取り出され、左右とも１．７ｍｍの長さとして中心対称面ＳＰ上で短絡されるとする。

図５によれば良好な高域通過フィルタ特性が得られている。
なお、集中定数を分布定数線路に変換する方法は、後述の（２）差動信号のシャントＬの構造、及び、（３）差動信号のシリーズＣの構造の説明を参照されたい。

図１乃至図３では４結合線路は２個しか示されていないが、４結合線路は３個以上あってもよい。その場合、短絡される面は第１層と第２層で交互となり、すべての接続点から線路が引き出され、ビアを介して第３層で短絡される。図６に４結合線路を３個備えるフィルタの構造例を示す。第１層の線路３，３に隣接して線路３１，３１が設けられ、第２層の線路４，４に隣接して線路４１，４１が設けられ、第３層にシャントのインダクタ用線路６１が設けられる。線路３，３と線路３１，３１は符号Ｓ１の個所で短絡される。シャントのインダクタに接続するための線路５１は短絡点Ｓ１から引き出される。下側の端子１は８Ｕの下面に構成される。

発明の実施の形態２．
発明の実施の形態２に係る平衡低域通過フィルタの構造の例を図７に示す。
図７（ａ）は低域通過フィルタの上面図、図７（ｂ）は図７（ａ）のａ−ａ’矢視断面図を示す。１１は１対の高インピーダンス線路、１２は１対の低インピーダンス線路、１３は１対の高インピーダンス線路、１４と１５は差動信号用入力端子また差動信号用出力端子である。１６は１２の低インピーダンス線路を取り囲む一体化された導体、１７は誘電体基板である。

図７のフィルタは、誘電体基板１７の一方の表面に線路１１乃至１３が設けられている。線路１１乃至１３、端子１４及び１５は、誘電体基板１７に垂直な面ＳＰに対称に配置されている。線路１２に対向する他方の表面に導体１６が設けられているが、線路１１及び１３に対向する部分には導体は設けられていない。図７のフィルタは、誘電体基板１７の片面に、幅の狭い２結合線路１１と、幅広の２結合線路１２と、幅の狭い２結合線路１３が縦続接続された構造をもつ。

図７から判るように発明の実施の形態２に係る平衡低域通過フィルタは次のような構造を備えている。

（８）誘電体基板１７に垂直な対称面ＳＰを考える。誘電体基板１７の一方の面（表面、上面）に線路幅の狭い２結合線路１１、１１と、線路幅の広い２結合線路１２、１２と、線路幅の狭い２結合線路１３、１３とが対称面ＳＰに対して互いに対称に配置されている。
（９）２結合線路１１、１１、２結合線路１２、１２及び２結合線路１３、１３は縦続接続されている。
（１０）２結合線路１２、１２に対向する誘電体基板１７の他方の面（下面）には、２結合線路１２、１２を覆うに十分な大きさの導体１６が設けられている。
（１１）２結合線路１１、１１と２結合線路１３、１３に対向する部分には導体は設けられていない。

図７の線路１１と１３はシリーズのインダクタＬを構成し、線路１２はシャントの容量Ｃを構成する。したがって、図７のフィルタは、図１５（ｄ）のフィルタを分布定数線路で実現したものと言える。

図８は、図７の低域通過フィルタの等価回路を示す。

図９は、図７の低域通過フィルタの特性例を示す。
なお、集中定数を分布定数線路に変換する方法は、後述の（１）差動信号のシャントＣの構造、及び、（４）差動信号のシリーズＬの構造の説明を参照されたい。

＜集中定数を分布定数線路に変換するための計算式＞

（１）差動信号のシャントＣの構造
図１０は差動回路のシャントＣを示す。図１０（ａ）は集中定数で表した構成、図１０（ｂ）と（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したもので、それぞれ上面図とａ−ａ’矢視断面図である。４１は差動信号の入出力端子、４２はシャントＣの上面電極、４３はシャントＣの下面電極を表す。下面電極４３はその中央で短絡されている（発明の実施の形態２の説明参照）。４４は誘電体基板を表す。
集中定数で表した図１０（ａ）のＺ行列は以下のように与えられる。

一方（ｂ）、（ｃ）の構造の左右対称なマイクロストリップ結合線路のＺ行列は以下のように求められる。

これのＺ行列は下の式の係数で与えられる。Ｚｏは結合線路の奇モードのインピーダンス、βｏは奇モードの位相定数、ｄは結合線路の線路長を示す。

従ってβｏＬ＜＜１の場合、差動Ｚ行列はすべての項は１次近似で―ｊＺｏ／（βｏｄ）になる。
これが上のＣのＺ行列と一致するには

となる。ここでｖｏは奇モードの速度である。すなわち奇モードの特性インピーダンスが小さくなるほど容量は大きくなる。

Ｃとして近似がよいのはβｏｄ＜＜１の範囲になるため、長さの短い結合線路がよい。またこの場合、容量値は線路長が短いと小さくなるので、線路幅を大きくして奇モードのインピーダンスを小さくし容量値を一定の値に保つことができる。ここで、通常の容量では線路幅と長さで容量が決まるが、発明の実施の形態に係る差動信号のシリーズＣでは、奇モードのインピーダンスは線路間隔を近づけることでも小さくすることができることから、左右線路間隔を短くしても容量を大きくできるという特徴を有する。

（２）差動信号のシャントＬの構造
図１１は差動回路シャントＬの構造を示す。図１１（ａ）は集中定数で表した構成、図１１（ｂ）と（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したもので、それぞれ上面図とａ−ａ’矢視断面図である。５１は差動信号の入出力端子、５２はインダクタンスを構成する線路、５３は誘電体基板を示す。

端子側からＬの中間の仮想グランドを見たインピーダンスは、図１１（ａ）の集中定数回路の場合ｊωＬであるが、分布定数線路で見た場合先端短絡のスタブと考えられる。このインピーダンスはｊｔａｎβＬで与えられ、βｄ＜＜１の場合ｊβｄとなる。従ってＬ＝βｄ／ω＝ｄ／ｖ（周波数によらず一定）となる。ここでｖは単線路での伝播速度である。

（３）差動信号のシリーズＣの構造
図１２は差動回路シリーズＣの構造を示す。図１２（ａ）は集中定数で表した構成、図１２（ｂ）と（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したものである。６１，６２は差動信号の入出力端子である。入出力端子６１は４結合線路の第１面にある２結合線路６３に接続されており、入出力端子６２は同じく第２面の２結合線路６４に接続されている。６５は誘電体基板を示す。

集中定数回路（ａ）のＹ行列は以下のように与えられる。

一方分布定数線路で構成された図１２（ｂ）、（ｃ）の４結合線路で６３は上側開放、６４は下側開放と端子条件を設定することで差動信号のＹ行列は以下のように与えられる。

ここでＺｅ＞＞Ｚｏとすることで

線路長Ｌを短くしてβｅｄ＜＜１とすると

これが集中定数の値と一致するには

となり周波数に依存する値となる。

実用化するためには、分布定数線路によるシリーズＣの値が周波数に依存しないようにする必要がある。そこで図１３（ａ）（ｂ）に示す構造を提案する。

図１３は本発明の実施の形態に係る差動のシリーズＣを実現する方法と実現された容量値を示す。図１３（ａ）はシリーズＣの上面図を示し、同図（ｂ）は本シリーズＣの断面図、同図（ｃ）は本シリーズＣの容量値の例を示す。８１は第１面に構成された差動入出力端子、８２は第２面に構成された差動入出力端子、８３は第１面に構成された２結合線路、８４は第２面に構成された２結合線路を示す。８５は第１の誘電体、８６は第２の誘電体を示す。図１３のシリーズＣを図１２の構造と比較すると、第２層の２結合線路を第２の誘電体で覆う点に特徴があることが判る。

実際の構造で厳密に電磁界シミュレーションでＣの値を求めた例を図１３に示す。第１の導体８３と第２の導体８４は各１．０ｍｍ角とし、その間隔を０．２ｍｍとする。第１の誘電体８５が誘電率９．８で厚み０．１ｍｍとし、第２の誘電体８６が誘電率７．２で誘電体厚み０．２ｍｍとする。この構造でＹパラメタの虚部からＣｅｆｆ＝Ｉｍ（Ｙ）／ωの式で実効的なＣの値を求めたものは、３ＧＨｚ程度まではほぼ一定の容量値を示しＣとして実用可能なことがわかった。これは寸法をさらに小型化することにより容量値は下がるもののより高周波まで一定の容量値を示す。これらのことから、本発明の実施の形態の構造によりシリーズのＣも実現することができる。

（４）差動信号のシリーズＬの構造
図１４は差動回路シリーズＬの構造を示す。図１４（ａ）は集中定数で表した構成、図１４（ｂ）と（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したものである。７１は差動信号の入出力端子、７２は差動のインダクタンスを構成する２結合線路、７３は誘電体基板を示す。
図１４（ａ）の集中定数回路のＹ行列は以下のように与えられる。

一方分布定数線路で構成された図１４（ｂ）、（ｃ）のマイクロストリップ型２結合線路の差動信号に対するＹ行列は以下のように与えられる。

βｏＬ＜＜１の場合は

従って平衡モード集中定数Ｌと近似できるのは

すなわち奇モードのアドミタンスが小さいほどインダクタンスは大きい。
接地が近くにない平衡２線路では奇モードのアドミタンスが小さくなり効率よくインダクタンスを大きくできる。

以上から、理論的にシリーズＬ，シャントＣは実現できることがわかり、差動信号用低域通過フィルタは実現できる。実際図７の構成で低域通過フィルタを構成すると図９のような低域通過フィルタの特性が実現できる。

一方、シャントＬは実現できるが、シリーズＣは理論上は周波数に依存する値となって実現できない。しかし、図１３の構造を提案し、これに基づき電磁界シミュレーションを行ったところ実用上差し支えない程度に周波数に依存しないシリーズＣを実現できることがわかった。上述のようにシリーズＣを要する高域通過フィルタは電磁界シミュレーションでは可能なことがわかったので、これを用いて差動信号用高域通過フィルタを実現できる。その具体的構造については発明の実施の形態１で既に説明した。

以上述べたように、上述の構造を採用することにより、マイクロ波帯でも特性のよい差動信号用フィルタを作製することができる。

なお、発明の実施の形態２に係る低域通過フィルタは誘電体1層の上に構成したが、下層に誘電体があっても、線路幅、線路間隔等の寸法を調整することで実現できる。従って発明の実施の形態２に係る低域通過フィルタ、発明の実施の形態１に係る高域通過フィルタを同一基板上に集積することもできる。またこの場合低域通過フィルタのシャントＣの下部電極（図７の１６）に４結合線路の短絡点近傍から引き出される１対の線路を接続することでビアを介さずシャントＬを構成することもできる。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

図１（ａ）は発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの上面図、図１（ｂ）はａ−ａ’矢視断面図である。 図２（ａ）は発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの第２層の上面図、図２（ｂ）は発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの第３層の上面図である。 発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの斜視組立図である。 発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの集中定数等価回路である。 発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタの特性例である。 発明の実施の形態１に係る差動信号用高域通過フィルタを２つ縦続接続した場合の上面図である。 図７（ａ）は発明の実施の形態２に係る差動信号用低域通過フィルタの上面図、図７（ｂ）はａ−ａ’矢視断面図である。 発明の実施の形態２に係る差動信号用低域通過フィルタの集中定数等価回路である。 発明の実施の形態２に係る差動信号用低域通過フィルタの特性例である。 差動回路のシャントＣの説明図である。図１０（ａ）は集中定数で表した構成、図１０（ｂ）及び（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図である。 差動回路のシャントＬの説明図である。図１１（ａ）は集中定数で表した構成、図１１（ｂ）及び（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図である。 差動回路のシリーズＣの説明図である。図１２（ａ）は集中定数で表した構成、図１２（ｂ）及び（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路のシリーズＣの説明図である。図１３（ａ）及び（ｂ）はシリーズＣを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図、図１３（ｃ）はその特性例を示すグラフである。 差動回路のシリーズＬの説明図である。図１４（ａ）は集中定数で表した構成、図１４（ｂ）及び（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図である。 集中定数で表した不平衡フィルタ、平衡フィルタの説明図である。

符号の説明

１ 差動信号の入出力端子
２ 第１層に形成された導体（２結合線路）
３ 第１層に形成された導体（２結合線路）
４ 第２層に形成された導体（２結合線路）
５ 導体４を線路６に接続するための線路
６ シャントＬを構成する線路
７ 線路５を線路６に接続するためのビア
８Ｕ 第１の誘電体基板
８Ｌ 第２の誘電体基板
１１ １対の高インピーダンス線路
１２ １対の低インピーダンス線路
１３ １対の高インピーダンス線路
１４ 差動信号用入力端子また差動信号用出力端子
１５ 差動信号用入力端子また差動信号用出力端子
１６ 導体
１７ 誘電体基板

Claims (2)

1. 第１誘電体基板と第２誘電体基板が積層され、
   前記第１誘電体基板の表面に第１の２結合線路及び第２の２結合線路が配置され、前記第１の２結合線路と前記第２の２結合線路は縦続接続され、
   前記第１誘電体基板と前記第２誘電体基板の間の面に、前記第１の２結合線路及び第２の２結合線路にそれぞれ対向して第３の２結合線路及び第４の２結合線路が配置され、前記第３の２結合線路と前記第４の２結合線路は縦続接続され、
   各２結合線路を構成する複数の導体は、それぞれ前記第１誘電体基板及び前記第２誘電体基板に垂直な対称面に対して対称に配置され、
   前記第２誘電体基板の他方の面に、前記対称面に対して対称にインダクタ用線路が配置され、
   前記第１の２結合線路と前記第２の２結合線路の縦続接続個所は開放され、
   前記第３の２結合線路と前記第４の２結合線路の縦続接続個所は短絡され、
   前記第３の２結合線路と前記第４の２結合線路の短絡点の近傍には接続線路が接続され、前記接続線路は前記インダクタ用線路に接続されていることを特徴とする高周波差動信号用フィルタ。
2. 平衡低域通過フィルタであって、
   誘電体基板の一方の面に第１の２結合線路、第２の２結合線路、及び、第３の２結合線路が形成され、各２結合線路を構成する複数の導体は、それぞれ前記誘電体基板に垂直な対称面に対して対称に配置され、
   前記第１の２結合線路、前記第２の２結合線路及び前記第３の２結合線路は縦続接続され、
   前記第２の２結合線路の幅は、前記第１の２結合線路と前記第３の２結合線路よりも広く、
   前記第２の２結合線路に対向する前記誘電体基板の他方の面には、前記第２の２結合線路を覆うに十分な大きさの導体が設けられ、
   前記第１の２結合線路と前記第３の２結合線路に対向する前記誘電体基板の他方の面には導体が設けられていないものであって、
   前記第２の２結合線路とこれに対向する前記導体はシャントの容量を構成することを特徴とする高周波差動信号用フィルタ。

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