JP3178566B2 - 高周波フィルタ - Google Patents
高周波フィルタInfo
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- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は集積回路や多層基板への
組み込みに適する高周波フィルタに関する。
組み込みに適する高周波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】フィルタは一般に低域通過フィルタを基
本としているので、以下、低域通過フィルタを例として
説明する。低域通過フィルタは送受信装置において不要
波を除去するために重要な回路の一つである。図７
（ａ）および（ｂ）は従来のマイクロ波集積回路におけ
る低域通過フィルタの構成例である。図７（ａ）は分布
定数線路を用いて構成したもので、３１および３２は入
出力端子、３３，３５および３７は低インピーダンス伝
送線路、３４および３６は高インピーダンス伝送線路で
ある。１／４波長伝送線路を縦続接続して構成し、高低
インピーダンスで順次インピーダンス変換していくこと
により、低域通過フィルタ特性を実現している。この等
価回路は図７（ｂ）で表される。図７（ｂ）は低域通過
フィルタの一般的表現であり、集中定数インダクタ
（Ｌ）およびキャパシタ（Ｃ）を用いた集中定数低域通
過フィルタとして実現されている。さらに場合に応じ
て、キャパシタを先端開放伝送線路（オープンスタブ）
にしたり、インダクタを高インピーダンス伝送線路にす
ることにより、細かく性能が調整される。ここで、図７
（ａ）と（ｂ）において概略対応する要素は同じ番号を
付している。
本としているので、以下、低域通過フィルタを例として
説明する。低域通過フィルタは送受信装置において不要
波を除去するために重要な回路の一つである。図７
（ａ）および（ｂ）は従来のマイクロ波集積回路におけ
る低域通過フィルタの構成例である。図７（ａ）は分布
定数線路を用いて構成したもので、３１および３２は入
出力端子、３３，３５および３７は低インピーダンス伝
送線路、３４および３６は高インピーダンス伝送線路で
ある。１／４波長伝送線路を縦続接続して構成し、高低
インピーダンスで順次インピーダンス変換していくこと
により、低域通過フィルタ特性を実現している。この等
価回路は図７（ｂ）で表される。図７（ｂ）は低域通過
フィルタの一般的表現であり、集中定数インダクタ
（Ｌ）およびキャパシタ（Ｃ）を用いた集中定数低域通
過フィルタとして実現されている。さらに場合に応じ
て、キャパシタを先端開放伝送線路（オープンスタブ）
にしたり、インダクタを高インピーダンス伝送線路にす
ることにより、細かく性能が調整される。ここで、図７
（ａ）と（ｂ）において概略対応する要素は同じ番号を
付している。
【０００３】図８は並列共振回路（一般には帯域阻止フ
ィルタ）を利用した低域通過フィルタの例で、簡易かつ
小型で、特定の周波数では図７のフィルタよりも大きな
減衰を実現できるものである。４１および４２は入出力
端子である。４３はインダクタ（Ｌ）、４４はキャパシ
タ（Ｃ）でこれらの反共振周波数ｆ0 付近で非常に大き
な減衰量を呈する。４５および４６は並列容量（Ｃs ）
で、周波数が高くなるにしたがってインピーダンスが小
さくなる。その結果、図９に示すように、反共振周波数
ｆ0 以下では信号が通過しやすく、ｆ0 以上では信号通
過量が抑圧されることになり、低域通過フィルタとな
る。
ィルタ）を利用した低域通過フィルタの例で、簡易かつ
小型で、特定の周波数では図７のフィルタよりも大きな
減衰を実現できるものである。４１および４２は入出力
端子である。４３はインダクタ（Ｌ）、４４はキャパシ
タ（Ｃ）でこれらの反共振周波数ｆ0 付近で非常に大き
な減衰量を呈する。４５および４６は並列容量（Ｃs ）
で、周波数が高くなるにしたがってインピーダンスが小
さくなる。その結果、図９に示すように、反共振周波数
ｆ0 以下では信号が通過しやすく、ｆ0 以上では信号通
過量が抑圧されることになり、低域通過フィルタとな
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、マイク
ロ波集積回路、特にモノリシックマイクロ波集積回路に
上記図７の低域通過フィルタを適用した場合、幾つかの
問題点があった。図７（ａ）は全長が１／４波長の数倍
の回路長となり、また幅広の低インピーダンス線路を必
要とし、周波数に反比例して占有面積が大きくなるとい
う欠点があった。そのため、ミリ波より低い周波数帯で
は実用上適用困難であった。
ロ波集積回路、特にモノリシックマイクロ波集積回路に
上記図７の低域通過フィルタを適用した場合、幾つかの
問題点があった。図７（ａ）は全長が１／４波長の数倍
の回路長となり、また幅広の低インピーダンス線路を必
要とし、周波数に反比例して占有面積が大きくなるとい
う欠点があった。そのため、ミリ波より低い周波数帯で
は実用上適用困難であった。
【０００５】図７（ｂ）ではインダクタを形成する金属
導体の幅が一般的に１０ないし２０ミクロンと狭いため
インダクタの損失の影響が大きく、通過帯域内で周波数
増加と共に損失が増加する、また、阻止域減衰性能の向
上を目的として段数を増加するとこの傾向が顕著にな
り、遮断周波数設計値（１／π√ＬＣ）に近づくにつれ
て許容できない通過損失を呈するという欠点があった。
導体の幅が一般的に１０ないし２０ミクロンと狭いため
インダクタの損失の影響が大きく、通過帯域内で周波数
増加と共に損失が増加する、また、阻止域減衰性能の向
上を目的として段数を増加するとこの傾向が顕著にな
り、遮断周波数設計値（１／π√ＬＣ）に近づくにつれ
て許容できない通過損失を呈するという欠点があった。
【０００６】図８の低域通過フィルタでは、並列容量
（Ｃs ）が大きい程阻止域減衰量を大きくできる反面、
該並列容量の影響により、インダクタ（Ｌ）とキャパシ
タ（Ｃ）で決まるノッチ周波数（１／２π√ＬＣ）より
もずっと低い通過周波数帯域しか得られなかった。これ
は固定の並列容量を使用していることによる。つまり、
図７、図８の低域通過フィルタはモノリシック集積回路
においては形状が大きい、または周波数選択性が低いと
いう欠点があった。本発明はこれらの欠点を解決し、周
波数選択性に優れた小型高周波フィルタを提供すること
にある。
（Ｃs ）が大きい程阻止域減衰量を大きくできる反面、
該並列容量の影響により、インダクタ（Ｌ）とキャパシ
タ（Ｃ）で決まるノッチ周波数（１／２π√ＬＣ）より
もずっと低い通過周波数帯域しか得られなかった。これ
は固定の並列容量を使用していることによる。つまり、
図７、図８の低域通過フィルタはモノリシック集積回路
においては形状が大きい、または周波数選択性が低いと
いう欠点があった。本発明はこれらの欠点を解決し、周
波数選択性に優れた小型高周波フィルタを提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段とその作用】この発明の高
周波フィルタは、１０分の一波長程度、またはそれ以下
の長さを有する微小電気長伝送線路複数個を網目状また
は線状または両形状の組合わせの形状に接続された第１
の多端子対回路と、該第１の多端子対回路と同様の構成
を有する第２の多端子対回路とを有し、該両端子対間で
複数組の端子間にインダクタ又はキャパシタより成る回
路を接続し、第１の多端子対回路の一端子を入力端子
（又は出力端子）とし、第２の多端子対回路の一端子を
出力端子（又は入力端子）としたことを特徴とする。
周波フィルタは、１０分の一波長程度、またはそれ以下
の長さを有する微小電気長伝送線路複数個を網目状また
は線状または両形状の組合わせの形状に接続された第１
の多端子対回路と、該第１の多端子対回路と同様の構成
を有する第２の多端子対回路とを有し、該両端子対間で
複数組の端子間にインダクタ又はキャパシタより成る回
路を接続し、第１の多端子対回路の一端子を入力端子
（又は出力端子）とし、第２の多端子対回路の一端子を
出力端子（又は入力端子）としたことを特徴とする。
【０００８】本発明では、第１、第２多端子対回路が波
長に対して十分に短い微小伝送線路複数個を網目状また
は線状（カスケード状）または両形状の組合せの形状に
接続した構造（以下周期構造と言う）をなしており、そ
の特性は周波数が高くなるに従って、点（集中定数）か
ら分布定数に移行する。また、多端子対回路間で複数組
の端子間に接続するインダクタおよびキャパシタの組み
合わせにより低域通過フィルタ、帯域通過フィルタ等が
実現できる。一部の端子間にインダクタＬ、を接続し、
他の端子間にキャパシタＣ、を接続した構成では低域通
過フィルタとなる。
長に対して十分に短い微小伝送線路複数個を網目状また
は線状（カスケード状）または両形状の組合せの形状に
接続した構造（以下周期構造と言う）をなしており、そ
の特性は周波数が高くなるに従って、点（集中定数）か
ら分布定数に移行する。また、多端子対回路間で複数組
の端子間に接続するインダクタおよびキャパシタの組み
合わせにより低域通過フィルタ、帯域通過フィルタ等が
実現できる。一部の端子間にインダクタＬ、を接続し、
他の端子間にキャパシタＣ、を接続した構成では低域通
過フィルタとなる。
【０００９】この低域通過フィルタを例に作用を説明す
る。ＬＣ反共振周波数よりも低い周波数では該伝送線路
周期構造を点と見做すことができるので、単純な並列接
続ＬＣ共振回路となり、通過帯域ではロスが小さく、比
較的平坦な特性にすることができる。ＬＣ反共振周波数
では入出力端子間のインピーダンスが非常に大きく（無
限大）なるので、この付近では信号が大幅に減衰し、Ｌ
Ｃ反共振周波数よりも高い周波数領域では、周期構造の
効果により実効的に対地間に周波数特性を有する容量が
生じ、かつ、該容量値（＝ａ／［１−ｂω2 ］；ａ，ｂ
は定数で、１＞ｂω2）が周波数ωの増加に伴って急速
に増加する等の効果を生じるので、阻止域において従来
の図７または図８の低域通過フィルタ以上に信号の通過
を抑圧することができる。
る。ＬＣ反共振周波数よりも低い周波数では該伝送線路
周期構造を点と見做すことができるので、単純な並列接
続ＬＣ共振回路となり、通過帯域ではロスが小さく、比
較的平坦な特性にすることができる。ＬＣ反共振周波数
では入出力端子間のインピーダンスが非常に大きく（無
限大）なるので、この付近では信号が大幅に減衰し、Ｌ
Ｃ反共振周波数よりも高い周波数領域では、周期構造の
効果により実効的に対地間に周波数特性を有する容量が
生じ、かつ、該容量値（＝ａ／［１−ｂω2 ］；ａ，ｂ
は定数で、１＞ｂω2）が周波数ωの増加に伴って急速
に増加する等の効果を生じるので、阻止域において従来
の図７または図８の低域通過フィルタ以上に信号の通過
を抑圧することができる。
【００１０】本発明では、周波数増加に伴って減衰域の
信号抑圧効果が増大することから、通過帯域を広く保ち
つつ阻止域減衰量を大きくできるので周波数選択性の良
い小型フィルタとなり、従来例の欠点を克服することが
できる。端子間をインダクタ・キャパシタ直列回路で接
続した帯域通過フィルタの場合にも該容量の周波数依存
性が保持される。
信号抑圧効果が増大することから、通過帯域を広く保ち
つつ阻止域減衰量を大きくできるので周波数選択性の良
い小型フィルタとなり、従来例の欠点を克服することが
できる。端子間をインダクタ・キャパシタ直列回路で接
続した帯域通過フィルタの場合にも該容量の周波数依存
性が保持される。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明低域通過フィルタの第１の実
施例の構成を示す図である。図において、１０および１
１は入出力端子、１および２は微小伝送線路を田の字形
に組み合わせた周期構造を有する４端子対回路（端子
名：Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ；およびａ；ｂ；ｃ；ｄ）である。
ここで、微小伝送線路の特性インピーダンスをＺ、物理
長をＩ、電気長２π×Ｉ／λg （λg は波長）をθとす
る。微小伝送線路とは、物理長Ｉ≪λg （波長）または
電気長θ≪πを意味するが、ここではＩ≒λg ／１０又
はＩ＜λg ／１０とする。３および４はそれぞれ端子Ａ
−ａ間、端子Ｃ−ｃ間に接続されるキャパシタ（Ｃp
）、５および６はそれぞれ端子Ｂ−ｂ間、端子Ｄ−ｄ
間に接続されるインダクタ（Ｌp ）である。
施例の構成を示す図である。図において、１０および１
１は入出力端子、１および２は微小伝送線路を田の字形
に組み合わせた周期構造を有する４端子対回路（端子
名：Ａ；Ｂ；Ｃ；Ｄ；およびａ；ｂ；ｃ；ｄ）である。
ここで、微小伝送線路の特性インピーダンスをＺ、物理
長をＩ、電気長２π×Ｉ／λg （λg は波長）をθとす
る。微小伝送線路とは、物理長Ｉ≪λg （波長）または
電気長θ≪πを意味するが、ここではＩ≒λg ／１０又
はＩ＜λg ／１０とする。３および４はそれぞれ端子Ａ
−ａ間、端子Ｃ−ｃ間に接続されるキャパシタ（Ｃp
）、５および６はそれぞれ端子Ｂ−ｂ間、端子Ｄ−ｄ
間に接続されるインダクタ（Ｌp ）である。
【００１２】本発明の回路は破線に関して対称であるか
ら、二等分定理を用いて図２に示す等価格子回路で表す
ことができる。ここで、ショートインピーダンスＺs お
よびオープンインピーダンスＺf はそれぞれ次の（１）
式、（２）式で表される。上記二等分定理は、例えば
“伝送回路網およびフィルタ Ｐ８０〜８４ ”「矢崎
銀作 他著 電子通信学会発行 昭和４７年１０月発
行」に記載されている、周知の理論による。
ら、二等分定理を用いて図２に示す等価格子回路で表す
ことができる。ここで、ショートインピーダンスＺs お
よびオープンインピーダンスＺf はそれぞれ次の（１）
式、（２）式で表される。上記二等分定理は、例えば
“伝送回路網およびフィルタ Ｐ８０〜８４ ”「矢崎
銀作 他著 電子通信学会発行 昭和４７年１０月発
行」に記載されている、周知の理論による。
【００１３】
【数１】 ここで、ωは角周波数、ｋ＝１＋３θ／ＺＣp ωであ
る。（１）式第１項はインダクタンス（３／４）Ｚθ／
ωとキャパシタンス２Ｃp の並列共振回路Ｎ1 、第２項
はインダクタンスＬp ／２とキャパシタンス２ｋＣp の
並列共振回路Ｎ2である。（２）式はインダクタンス
（３／４）Ｚθ／ωとキャパシタンス６θ／Ｚωの直列
共振回路であり、使用周波数帯域では、２＞９θ2 とす
る。低い周波数領域ではキャパシタンス６θ／Ｚωで近
似できる。後に具体例で説明するように、並列共振回路
Ｎ2 の共振周波数は並列共振回路Ｎ1 の共振周波数に比
べて数分の一である。ここで、θ／ωは一定値であり、
微小伝送線路２０を伝ぱんする電磁波の速度をｖg とす
ると、 θ／ω＝Ｉ／ｖg である。
る。（１）式第１項はインダクタンス（３／４）Ｚθ／
ωとキャパシタンス２Ｃp の並列共振回路Ｎ1 、第２項
はインダクタンスＬp ／２とキャパシタンス２ｋＣp の
並列共振回路Ｎ2である。（２）式はインダクタンス
（３／４）Ｚθ／ωとキャパシタンス６θ／Ｚωの直列
共振回路であり、使用周波数帯域では、２＞９θ2 とす
る。低い周波数領域ではキャパシタンス６θ／Ｚωで近
似できる。後に具体例で説明するように、並列共振回路
Ｎ2 の共振周波数は並列共振回路Ｎ1 の共振周波数に比
べて数分の一である。ここで、θ／ωは一定値であり、
微小伝送線路２０を伝ぱんする電磁波の速度をｖg とす
ると、 θ／ω＝Ｉ／ｖg である。
【００１４】さらに、これをπ型等価回路に変形すると
図３となる。２１は図２の並列共振回路Ｎ2 に相当する
回路、２２は図３の並列共振回路Ｎ1 に相当する回路、
２３は格子型からπ型等価回路に変更の結果生じるイン
ダクタ、２４および２５の直列共振回路は動作周波数帯
域内では並列容量として動作する。並列共振回路２２の
共振周波数（並列共振回路Ｎ1 と同じ共振周波数を有す
る）よりもずっと低い周波数領域においては、図３の回
路のノッチ周波数ωn は並列共振回路２１とインダクタ
２３でなる並列共振回路で決まる。インダクタ２３とキ
ャパシタ２ｋＣp の並列回路のアダミッタンスＹは、
図３となる。２１は図２の並列共振回路Ｎ2 に相当する
回路、２２は図３の並列共振回路Ｎ1 に相当する回路、
２３は格子型からπ型等価回路に変更の結果生じるイン
ダクタ、２４および２５の直列共振回路は動作周波数帯
域内では並列容量として動作する。並列共振回路２２の
共振周波数（並列共振回路Ｎ1 と同じ共振周波数を有す
る）よりもずっと低い周波数領域においては、図３の回
路のノッチ周波数ωn は並列共振回路２１とインダクタ
２３でなる並列共振回路で決まる。インダクタ２３とキ
ャパシタ２ｋＣp の並列回路のアダミッタンスＹは、
【００１５】
【数２】 であるから、これとインダクタＬp ／２とが共振する角
周波数ωn は１／√ＬpＣp である。つまり、本発明実
施例のノッチ周波数ωn は、（２）式に基づいて、図１
の３から６のＬp とＣp との共振周波数に殆ど等しい。
通過域はこのωnより低周波側にある。
周波数ωn は１／√ＬpＣp である。つまり、本発明実
施例のノッチ周波数ωn は、（２）式に基づいて、図１
の３から６のＬp とＣp との共振周波数に殆ど等しい。
通過域はこのωnより低周波側にある。
【００１６】図３の両端の直列共振回路２４および２５
のインピーダンスＺf は、（２）式より、
のインピーダンスＺf は、（２）式より、
【００１７】
【数３】 であり、電気長θは周波数に比例するから、容量Ｃf は
周波数が増加して、９θ 2 →２に接近しつつ急速に増加
する。θ／ωは一定値であるので、Ｃf はθの２次函数
の逆数で表される。したがって、低域通過フィルタの通
過域周波数およびノッチ周波数付近まで並列容量がほぼ
一定となり、ノッチ周波数より高い周波数領域で該並列
容量が増加するように２端子対回路（微小伝送線路周期
構造）１，２を設計すれば、ノッチ周波数付近まで通過
域を広げ、阻止域では減衰量を大きくすることができ
る。つまり、周波数選択性を向上できる。なお、該容量
Ｃf はＬp 、Ｃp とは無関係である。
周波数が増加して、９θ 2 →２に接近しつつ急速に増加
する。θ／ωは一定値であるので、Ｃf はθの２次函数
の逆数で表される。したがって、低域通過フィルタの通
過域周波数およびノッチ周波数付近まで並列容量がほぼ
一定となり、ノッチ周波数より高い周波数領域で該並列
容量が増加するように２端子対回路（微小伝送線路周期
構造）１，２を設計すれば、ノッチ周波数付近まで通過
域を広げ、阻止域では減衰量を大きくすることができ
る。つまり、周波数選択性を向上できる。なお、該容量
Ｃf はＬp 、Ｃp とは無関係である。
【００１８】以下具体例によって動作を説明する。図１
を構成する各要素のパラメータを次のように設定する。 Ｉ＝０．４５ｍｍ、Ｚ＝３０Ω、Ｌp ＝３ｎＨ、Ｃp ＝
０．３ｐＦ、εr ＝３．３ ここで、εr は微小伝送線路を形成する基板の比誘電率
である。これらの定数を使用すると図３より図４が得ら
れる。図４のパラメータ値より、本実施例における先の
説明が了解できる。図５において、実線は図４の低域通
過フィルタの周波数特性、破線は並列容量値Ｃf を２ｐ
Ｆに固定した従来例の周波数特性である。本発明により
周波数選択性が大幅に向上していることが分る。
を構成する各要素のパラメータを次のように設定する。 Ｉ＝０．４５ｍｍ、Ｚ＝３０Ω、Ｌp ＝３ｎＨ、Ｃp ＝
０．３ｐＦ、εr ＝３．３ ここで、εr は微小伝送線路を形成する基板の比誘電率
である。これらの定数を使用すると図３より図４が得ら
れる。図４のパラメータ値より、本実施例における先の
説明が了解できる。図５において、実線は図４の低域通
過フィルタの周波数特性、破線は並列容量値Ｃf を２ｐ
Ｆに固定した従来例の周波数特性である。本発明により
周波数選択性が大幅に向上していることが分る。
【００１９】なお、（４）式の容量Ｃf はインダクタＬ
p やキャパシタＣp と無関係に決まるので、他のフィル
タを実現する場合にも発生し、利用することができる。他の実施例 図６は、本発明低域通過フィルタの第２の実施例の構成
を示す図である。図において、１および２は田の字形の
微小伝送線路周期構造を有する２端子対回路、３および
４はキャパシタ、５および６はインダクタである。これ
らは図１に記載したものと同一であるので同じ符号を付
している。７は誘電体膜、８は接地導体、９ａないし９
ｄは該接地導体を一部除去した部分で、この部分を介し
て２端子対回路１および２の各端子が接続される。１２
は誘電体基板あるいは半導体基板である。誘電体膜７は
該誘電体基板あるいは半導体基板１２上に形成または貼
り合わされている。上記のインダクタ５，６およびキャ
パシタ３，４は該誘電体膜７上に形成してもよいし、該
基板１２上に形成してもよい。 （ａ）本実施例の構成によれば、微小伝送線路周期構造
の２端子対回路が上下に形成されているのでインダクタ
ＬおよびキャパシタＣの接続が容易である。つまり、端
子間の距離は極めて小さく、Ｌ又はＣで接続する際に不
要な引き回し線を用いる必要がない。したがって、端子
間接続の部分に伝送線路特性や、ストレーＣ、浮遊イン
ダクタンス、寄生抵抗などを考慮する必要がなく、第１
の実施例で示した解析通りの性能を実現するのに適して
いる。 （ｂ）また、誘電体膜７を１０ミクロン程度の薄膜で実
現すれば、例えば微小伝送線路の特性インピーダンスを
３０Ωとした場合、該線路幅を２０ミクロンないし４０
ミクロンと細く実現できるので、線路交差部寸法を波長
に対して十分に小さくできる。したがって、設計誤差を
なくすることができる。 （ｃ）さらに、該周期構造において、信号の流れる経路
が複数並列になっているので伝送線路導体の損失による
低域通過フィルタ通過域の挿入損失を大幅に抑圧するこ
とができる。
p やキャパシタＣp と無関係に決まるので、他のフィル
タを実現する場合にも発生し、利用することができる。他の実施例 図６は、本発明低域通過フィルタの第２の実施例の構成
を示す図である。図において、１および２は田の字形の
微小伝送線路周期構造を有する２端子対回路、３および
４はキャパシタ、５および６はインダクタである。これ
らは図１に記載したものと同一であるので同じ符号を付
している。７は誘電体膜、８は接地導体、９ａないし９
ｄは該接地導体を一部除去した部分で、この部分を介し
て２端子対回路１および２の各端子が接続される。１２
は誘電体基板あるいは半導体基板である。誘電体膜７は
該誘電体基板あるいは半導体基板１２上に形成または貼
り合わされている。上記のインダクタ５，６およびキャ
パシタ３，４は該誘電体膜７上に形成してもよいし、該
基板１２上に形成してもよい。 （ａ）本実施例の構成によれば、微小伝送線路周期構造
の２端子対回路が上下に形成されているのでインダクタ
ＬおよびキャパシタＣの接続が容易である。つまり、端
子間の距離は極めて小さく、Ｌ又はＣで接続する際に不
要な引き回し線を用いる必要がない。したがって、端子
間接続の部分に伝送線路特性や、ストレーＣ、浮遊イン
ダクタンス、寄生抵抗などを考慮する必要がなく、第１
の実施例で示した解析通りの性能を実現するのに適して
いる。 （ｂ）また、誘電体膜７を１０ミクロン程度の薄膜で実
現すれば、例えば微小伝送線路の特性インピーダンスを
３０Ωとした場合、該線路幅を２０ミクロンないし４０
ミクロンと細く実現できるので、線路交差部寸法を波長
に対して十分に小さくできる。したがって、設計誤差を
なくすることができる。 （ｃ）さらに、該周期構造において、信号の流れる経路
が複数並列になっているので伝送線路導体の損失による
低域通過フィルタ通過域の挿入損失を大幅に抑圧するこ
とができる。
【００２０】図５に示した図１の実施例の特性は伝送線
路損失分を入れて計算したものであるが、実測値もほぼ
同じである。注目すべきは、通過域でロスが小さく、フ
ラットな特性となっていること及び等価容量Ｃf の周波
数特性によって周波数の高い減衰域のロスが従来の特性
より増大していることである。誘電体膜７を誘電体基板
に置き換えた構成においても上記（ａ）〜（ｃ）の利点
を保持できる。この場合、および上記の誘電体膜７を使
用した場合、低域通過フィルタの構成そのものが入出力
端子を誘電体基板の上下に配置する構成となっているの
で、異なる回路を２層誘電体基板の上下面に形成するこ
とができる。例えば、上面に高周波回路を形成し下面に
低周波回路を形成すれば、受信機や送信機をコンパクト
に構成することを可能にする。
路損失分を入れて計算したものであるが、実測値もほぼ
同じである。注目すべきは、通過域でロスが小さく、フ
ラットな特性となっていること及び等価容量Ｃf の周波
数特性によって周波数の高い減衰域のロスが従来の特性
より増大していることである。誘電体膜７を誘電体基板
に置き換えた構成においても上記（ａ）〜（ｃ）の利点
を保持できる。この場合、および上記の誘電体膜７を使
用した場合、低域通過フィルタの構成そのものが入出力
端子を誘電体基板の上下に配置する構成となっているの
で、異なる回路を２層誘電体基板の上下面に形成するこ
とができる。例えば、上面に高周波回路を形成し下面に
低周波回路を形成すれば、受信機や送信機をコンパクト
に構成することを可能にする。
【００２１】以上述べた実施例では、第１、第２の多端
子対回路（微小伝送線路周期構造）を田の字状に形成し
た２端子対回路としているが、しかしこの発明は、この
場合に限らず複数の微小伝送線路を任意の網目状に接続
したり、カスケード状にしたり、或いは両形状を組合せ
た形状の多端子回路を用いても同様にフィルタを構成で
きる。
子対回路（微小伝送線路周期構造）を田の字状に形成し
た２端子対回路としているが、しかしこの発明は、この
場合に限らず複数の微小伝送線路を任意の網目状に接続
したり、カスケード状にしたり、或いは両形状を組合せ
た形状の多端子回路を用いても同様にフィルタを構成で
きる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、微小伝送
線路周期構造を有する第１、第２多端子対回路の端子間
にインダクタ又はキャパシタなどより成る回路を接続す
ることによって、低周波領域では、ＬＣ並列共振回路に
近い特性になり、その反共振周波数より比較的低い通過
域のロスを小さく、ほぼ平坦にすることができ、また高
周波数域では、等価容量Ｃf の周波数依存性によって、
容量値を周波数と共に増大させることができるので、阻
止域の減衰量を大きくすることができる。従って、周波
数選択性に優れた小形高周波フィルタを提供できる。
線路周期構造を有する第１、第２多端子対回路の端子間
にインダクタ又はキャパシタなどより成る回路を接続す
ることによって、低周波領域では、ＬＣ並列共振回路に
近い特性になり、その反共振周波数より比較的低い通過
域のロスを小さく、ほぼ平坦にすることができ、また高
周波数域では、等価容量Ｃf の周波数依存性によって、
容量値を周波数と共に増大させることができるので、阻
止域の減衰量を大きくすることができる。従って、周波
数選択性に優れた小形高周波フィルタを提供できる。
【００２３】また、周期構造の回路を上下に積み重ねた
多層構成とすることにより、更にコンパクトにできると
共に上下の端子間をＬ又はＣよりなる回路で短距離に配
線でき、従って設計性が良くなる効果が得られる。さら
に、複数の微小伝送線路が占める面の寸法はやはり波長
に対して十分小さいので、従来の高周波フィルタに比べ
て小型に実現することができる。
多層構成とすることにより、更にコンパクトにできると
共に上下の端子間をＬ又はＣよりなる回路で短距離に配
線でき、従って設計性が良くなる効果が得られる。さら
に、複数の微小伝送線路が占める面の寸法はやはり波長
に対して十分小さいので、従来の高周波フィルタに比べ
て小型に実現することができる。
【図１】本発明の実施例を示す原理的な構成図。
【図２】図１の実施例の格子型等価回路図。
【図３】図１の実施例のπ型等価回路図。
【図４】図１の実施例の具体的設計例で、π型等価回路
で表示した図。
で表示した図。
【図５】図４の周波数特性を、図８の従来例の特性と比
較して示した図。
較して示した図。
【図６】本発明の他の実施例の構成を示す図。
【図７】従来の高周波帯の低域通過フィルタの構成を示
す図。
す図。
【図８】従来の高周波帯の他の低域通過フィルタの構成
を示す図。
を示す図。
【図９】図８の従来の高周波帯の低域通過フィルタの特
性例を示す図。
性例を示す図。
Claims (1)
- 【請求項１】 １０分の一波長程度、またはそれ以下の
長さを有する微小電気長伝送線路複数個を網目状または
カスケード状または該両形状の組み合わせの形状に接続
してなる第１の多端子対回路と、該第１の多端子対回路
と同様の構成を有する第２の多端子対回路とを有し、該
両端子対間で複数組の端子間にインダクタ又はキャパシ
タより成る回路を接続し、第１の多端子対回路の一端子
を入力端子又は出力端子とし、第２の多端子対回路の一
端子を出力端子又は入力端子としたことを特徴とする高
周波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17813993A JP3178566B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 高周波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17813993A JP3178566B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 高周波フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0738306A JPH0738306A (ja) | 1995-02-07 |
| JP3178566B2 true JP3178566B2 (ja) | 2001-06-18 |
Family
ID=16043330
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17813993A Expired - Lifetime JP3178566B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 高周波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3178566B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101690275B1 (ko) | 2014-03-11 | 2016-12-30 | 김진국 | 감전전류 차단 기능이 있는 형광램프 대체형 led램프 구동장치 및 그 구동장치를 탑재한 led램프. |
-
1993
- 1993-07-19 JP JP17813993A patent/JP3178566B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101690275B1 (ko) | 2014-03-11 | 2016-12-30 | 김진국 | 감전전류 차단 기능이 있는 형광램프 대체형 led램프 구동장치 및 그 구동장치를 탑재한 led램프. |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0738306A (ja) | 1995-02-07 |
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