JP4287831B2 - 高周波差動信号フィルタの構造 - Google Patents

Description

この発明は高周波差動信号フィルタの構造に関し、特にマイクロ波帯の広帯域フィルタを分布定数線路で実現するための構造に関する。

近年、データや画像等の大容量の通信のニーズが高まると同時に通信機器の相互接続が進んでいる。やがて、家電や普通の電話、時計や音楽プレーヤなどがネットワークで結ばれるばかりでなく、駅の自動券売機や飲料の自販機までもがネットワークにつながれ、車や電車の中からでもインターネットにアクセスできるような社会、いわゆるユビキタス社会の到来が言われている。ユビキタス社会の実現という点で見れば、場所を選ばず通信が行えるという長所をもつ無線通信が重要性を増している。

ところで、無線通信用の高周波回路として平衡回路や不平衡回路が知られている。平衡回路は高速で低消費電力の実現に有利であり、そのための差動信号伝送は半導体ＩＣでは一般的となっているが、パッケージ・モジュール・プリント基板上ではまだ一般的ではなく、もっぱら不平衡回路が用いられている。半導体ＩＣは平衡回路のインタフェースを持つため、半導体ＩＣとプリント基板上の外部回路を接続するために平衡不平衡変換回路（バラン：Ｂａｌｕｎ）を備える必要がある。

特開２００２−１９８７６５号公報（特願２００１−３３０８４４）：統合フィルタ・バラン（対応する米国特許第６，５４２，０５５） 特許文献１は、差動回路に用いることが可能な共振子ベースのフィルタを開示している。これは個別部品（集中定数）により構成されている。

半導体ＩＣ以外の外部回路も平衡回路で構成されていれば平衡不平衡変換回路が不要となり、装置の小型化や低価格化の点で有利なことは言うまでもない。ここで例えば、外部回路のひとつであるフィルタを平衡回路で構成することを考えてみる。

図１７（ａ）は不平衡高域通過フィルタの回路図を示し、同図（ｃ）は不平衡低域通過フィルタの回路図を示す。同図（ａ）に示すような片側接地の不平衡信号を取り扱う高域通過フィルタはシリーズ（series直列）の容量Ｃ１、Ｃ２とシャント（shunt短絡）のインダクタＬ１で構成できる。同図（ｃ）に示すような片側接地の不平衡信号を取り扱う低域通過フィルタはシリーズのインダクタＬ４，Ｌ５とシャントの容量Ｃ７で構成できる。

ところで、同図（ａ）（ｃ）のフィルタを平衡信号用のフィルタとするには、これらと同じフィルタを用意し、それぞれを同図（ａ）（ｃ）のフィルタの接地されていた部分に接続すればよい。同図（ａ）（ｃ）のフィルタを平衡信号用フィルタとして構成した回路図を同図（ｂ）（ｄ）に示す。同図（ｂ）（ｄ）の回路は対称に構成されている。同図（ｂ）の平衡高域通過フィルタはシリーズの容量Ｃ３乃至Ｃ６とシャントのインダクタＬ２及びＬ３で構成され、同図（ｄ）の平衡低域通過フィルタはシリーズのインダクタＬ６乃至Ｌ９とシャントの容量Ｃ８及びＣ９で構成される。

上記のようにシリーズの容量とインダクタ、シャントの容量とインダクタで構成される不平衡信号用フィルタが与えられれば、これを平衡信号用フィルタに変換して作製することができる。

高速伝送に用いられるような高周波帯では、個別部品は寄生の容量、インダクタンス、抵抗が悪影響を及ぼし、単純なインダクタＬ，容量Ｃではなくなって、高速伝送で使用されるマイクロ帯ではフィルタ特性が大きく劣化してしまう。そのために図１７で示すような集中定数を用いることができず、分布定数線路を用いる必要がある。しかし、集中定数回路において、特に容量Ｃを実現することが困難であった。また、具体的にどのような構造を用いて分布定数線路を用いた平衡回路用フィルタを作製すれば良いのか知られていなかった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、マイクロ波帯以上の高周波帯でも設計精度よく作製できる分布定数線路を用いた平衡回路用（差動信号用）フィルタを提供することを目的とし、特に、分布定数線路を用いて平衡回路用フィルタを作製するために好適な構造を提供することを目的とする。

この発明に係る高周波差動信号フィルタ用のシャントキャパシタ構造は、積層された第１誘電体６ａ及び第２誘電体６ｂと、前記第１誘電体と前記第２誘電体の間に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路２ａ，２ｂからなる２結合線路と、前記第１誘電体及び前記第２誘電体の前記２結合線路の設けられた面とは反対側の面に前記２結合線路を覆うようにそれぞれ設けられた電極３，４とを備えるものである。

この発明に係る高周波差動信号フィルタ用のシリーズキャパシタ構造は、積層された第１誘電体１６ａ及び第２誘電体１６ｂと、前記第１誘電体と前記第２誘電体の間に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路であってその途中に間隙が設けられた線路からなる２結合線路１２ａ、１２ｂと、前記第１誘電体及び前記第２誘電体の前記２結合線路の設けられた面とは反対側の面に前記２結合線路を覆うようにそれぞれ設けられた第１電極１３及び第２電極１４とを備え、前記第１電極及び前記第２電極それぞれに前記対称面の個所で間隙Ｇが設けられるとともに、前記第１電極と前記第２電極が短絡されている（ビア１５）ことを特徴とする。

この発明に係る高周波差動信号低域通過フィルタは、
積層された第１誘電体及び第２誘電体と、前記第１誘電体と前記第２誘電体の間に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体及び前記第２誘電体の前記２結合線路の設けられた面とは反対側の面に前記２結合線路を覆うようにそれぞれ設けられた電極とを備えるシャントキャパシタ２２と、
前記シャントキャパシタの前記２結合線路の両端にそれぞれ縦続接続された複数の高インピーダンス２結合線路２３，２５とを備えるものである。

この発明に係る帯域通過フィルタの構造は、
積層された第１誘電体及び第２誘電体と、前記第１誘電体と前記第２誘電体の間に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体及び前記第２誘電体の前記２結合線路の設けられた面とは反対側の面に前記２結合線路を覆うようにそれぞれ設けられた電極とを備えるシャントキャパシタ、及び、前記シャントキャパシタの前記２結合線路の両端にそれぞれ縦続接続された複数の高インピーダンス２結合線路を含む高周波差動信号低域通過フィルタ３４と、
前記第１誘電体と前記第２誘電体の間に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路であってその途中に間隙が設けられた線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体及び前記第２誘電体の前記２結合線路の設けられた面とは反対側の面に前記２結合線路を覆うようにそれぞれ設けられた第１電極及び第２電極とを備え、前記第１電極及び前記第２電極それぞれに前記対称面の個所で間隙が設けられるとともに、前記第１電極と前記第２電極が短絡されていることを特徴とするシリーズキャパシタ３２と、を備え、
前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記複数の高インピーダンス２結合線路の一方に前記シリーズキャパシタを縦続接続するとともに、
前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記第１誘電体に設けられた電極又は前記第２誘電体に設けられた電極のいずれか一方と、前記シリーズキャパシタの前記第１電極又は前記第２電極のいずれか一方の短絡点近傍を、高インピーダンス２結合線路からなるシャントインダクタ３３で接続したことを特徴とする。

本発明によれば、分布定数線路を用いて高周波差動信号用フィルタを作製することができる。

最初に、差動回路を構成するためのシャントキャパシタの構造とシリーズキャパシタの構造を説明し、次に、これらを含む差動信号用低域通過フィルタの構造と差動信号用帯域通過フィルタの構造を説明する。

＜差動回路用シャントキャパシタの構造＞
図１は、発明の実施の形態に係る差動回路用シャントキャパシタの構造を示す斜視図である。図面を見やすくするため、図１において誘電体の表示を省略している。図２は、図１のＡ−Ａ矢視断面図である。図２において、Ｌ１〜Ｌ３は導体を形成し得る面（層）を意味し、上から順番にＬ１（第１面）、Ｌ２（第２面）、Ｌ３（第３面）としている。第２面Ｌ２は２つの誘電体６ａと６ｂに挟まれている。ＳＰは誘電体６ａ，６ｂに垂直な平面であり、これを対称面として電極２が配置されている。面Ｌ１〜Ｌ３と対称面ＳＰは説明の便宜上図示したものであって、実際の構造には含まれない。図３は、図１及び図２の構造によるシャントキャパシタの概略等価回路である。

図１及び図２において、１は複数の電極（線路）２ａ，２ｂの両端にそれぞれ設けられた入出力端子である。２ａと２ｂは差動信号用の容量を構成する電極である。電極２ａと電極２ｂは第２面Ｌ２に対称面ＳＰに関して対称に設けられている。３は第１面Ｌ１上に少なくとも電極２ａと２ｂを覆うように設けられた電極である。４は第３面Ｌ３上に少なくとも電極２ａと２ｂを覆うように設けられた電極である。電極２ａと電極３は誘電体６ａを挟んでシャントの容量を構成するとともに、電極２ａと電極４は誘電体６ｂを挟んでシャントの容量を構成する。電極２ｂについても同様である。５は電極３と電極４を短絡するためのビアである。６ａと６ｂは誘電体である。

図１及び図２において、第２面Ｌ２の電極２ａ及び電極２ｂと第１面Ｌ１の電極３ならびに第３面Ｌ３の電極４とで差動信号のシャントの容量を構成するよう対向して設けられている。図１及び図２の例では、電極２ａと２ｂ，３，４の各電極面に垂直な対称面ＳＰが差動信号の仮想接地面となっている。電極３，４はビア５により一体化された電極であり、電極２ａ、電極３及び電極２ａと電極４で構成される上下の容量は、電極３，４を短絡するビア５により近似的に並列の容量を構成する。電極２ｂについても同様である（図３参照）。なお、電極３，４は仮想接地面に接続しているため同電位となるのでビア５はなくてもよい。

ところで、図１７に示すように片側接地の不平衡信号を取り扱う場合、集中定数で構成された低域通過フィルタはシリーズのインダクタとシャントの容量で（図１７（ｃ））、集中定数で構成された高域通過フィルタはシリーズの容量とシャントのインダクタで構成できる（図１７（ａ））。これらを、平衡信号を扱うフィルタとするには、同じ不平衡信号のフィルタを構成し接地されていた部分を接続することにより構成できる（図１７（ｂ）と（ｃ））。従ってシリーズの容量とインダクタ、シャントの容量とインダクタが構成できれば平衡信号のフィルタを作製することができる。

しかし集中定数のインダクタ、キャパシタは高周波になってくるとその大きさが波長に対して無視できなくなり分布定数線路として取り扱う必要がある。分布定数線路としてシャントの容量を実現した例（比較例）を図４に示す。図４（ａ）は集中定数で表した等価回路、図４（ｂ）と（ｃ）はそれを分布定数線路で実現した構造を示し、それぞれ上面図とａ−ａ’矢視断面図である。４１は差動信号の入出力端子、４２はシャントＣの上面電極、４３はシャントＣの下面電極を表す。下面電極４３はその中央で短絡されている。４４は誘電体基板を表す。

これに対し図１及び図２の構造では、第２面Ｌ２の電極２ａと第１面Ｌ１の電極３間の容量と、第２面Ｌ２の電極２ａと第３面Ｌ３の電極４間の容量が並列となるよう構成されている。電極２ｂについても同様である。すなわち、電極２ａと２ｂそれぞれの両面を使って容量を実現でき、しかもそれらをビア５によって短絡して並列接続できるので、同じ面積の電極を用いたときに図４の構造に比べて２倍の容量を得ることができる。

なお、図４の構造でも２倍の容量は、電極４２の面積を２倍にすることで得ることができるが、そのときの実効的な容量をシミュレーションで比較した結果を図５に示す。図５で２つのグラフを示すが、縦軸の容量のスケールが異なる点を除き両者は同じものである。

シミュレーションの条件は次のとおりである。
・発明の実施の形態（図１及び図２）の構造
２つの層の誘電体６ａ，６ｂはどちらも、比誘電率９．８、厚み０．１ｍｍである。複数の電極２ａ，２ｂの大きさはそれぞれ１ｍｍｘ０．６ｍｍである。電極２ａと２ｂの間隔は０．１ｍｍである。
・比較例（図４）の構造
誘電体４４の条件は発明の実施の形態と同じである。複数の電極４２は１ｍｍ角、複数の電極４２の間隔は０．１ｍｍである。

図５からわかるように、低周波での容量は発明の実施の形態の構造と比較例の構造とで同じであるが、本発明の実施の形態の構造の方がより高周波の領域まで容量の変動が小さいことがわかる。通常の回路では容量は使用帯域内ではほぼ一定である必要があり、本発明の実施の形態の構造の方がより広い帯域で使用できる。

図１及び図２の構造によれば、同じ面積の電極２を用いたときに容量を大きくできるだけでなく、その高周波特性を改善することができる。

＜差動回路用シリーズキャパシタの構造＞
図６は、発明の実施の形態に係る差動回路用シリーズキャパシタの構造を示す斜視図である。図面を見やすくするため、図６において誘電体の表示を省略している。図７は、図１のＢ−Ｂ矢視断面図である。図７の面（層）Ｌ１〜Ｌ３と対称面ＳＰは、図２の場合と同様の意味である。図８は、図６及び図７の構造によるシャントキャパシタの概略等価回路である。

図６及び図７において、１１は電極（線路）１２ａ，１２ｂにそれぞれ設けられた入出力端子である。１２ａ，１２ｂは差動信号用の容量を構成する第２面Ｌ２上の電極（線路）である。電極１２ａと１２ｂが対称面ＳＰに関し対称に配置されているのは図１及び図２の場合と同じであるが、図６及び図７においては、電極１２ａ、１２ｂの中間部にそれぞれに間隙（図６の符号Ｇ）が設けられている。つまり、一方の入出力端１１から他方の入出力端までの途中に間隙が設けられていて、電極１２ａ、１２ｂの入出力端１１，１１間は短絡していない。１３ａと１３ｂは第１面Ｌ１上の電極、１４ａと１４ｂは第３面Ｌ３上の電極でそれぞれ電極１２ａ，１２ｂとシリーズの容量を構成する。電極１３ａと１３ｂの間の対称面ＳＰの部分に間隙が設けられている。すなわち、電極１３ａと１３ｂは短絡していない。間隙の設けられている個所が対称面ＳＰであるから、電極１３ａと１３ｂは接地されていない。電極１４ａと１４ｂについても同様である。１５は電極１３ａと１４ａ、電極１３ｂと１４ｂをそれぞれ短絡するための複数のビアである。１６ａと１６ｂは誘電体である。

対称面ＳＰは差動信号に対し仮想接地面となっている。図６の奥側の２つの電極１２ａ、１２ｂと電極１３ａ、１３ｂの電極が対向して容量を構成する（図８のＣｂ，Ｃｆ）とともに、奥側の電極１２ａ，１２ｂと電極１４ａ，１４ｂの電極が対向して容量を構成する（図８のＣｄ，Ｃｈ）。同様に、手前の電極１２ａ、１２ｂも電極１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂと容量を構成する（図８のＣａ，Ｃｃ，Ｃｅ，Ｃｆ）。電極１３ａと１３ｂは、対称面ＳＰの部分で分離されているものの、対称面ＳＰに沿った前後方向で短絡されているため、２つの容量は直列に接続されていることになる（図８のＣａとＣｂ、ＣｃとＣｄ、ＣｅとＣｆ、ＣｇとＣｈ）。上下の１対の電極１３，１４はビアで各々連結されているため、１２と１３の容量、１２と１４の容量は左右の電極に各々について並列接続となっている（直列接続のＣａ＋Ｃｂと直列接続のＣｃ＋Ｃｄ、直列接続のＣｅ＋Ｃｆと直列接続のＣｇ＋Ｃｈ）。

このように、図６及び図７の構造は、第２面Ｌ２の電極１２ａ，１２ｂと第１面の電極１３ａ，１３ｂ間の容量と、電極１２ａ，１２ｂと第３面Ｌ３の電極１４ａ，１４ｂ間の容量が並列となるよう構成されている。

次に、図６及び図７の構造のシリーズ容量に関してその特性の説明をする。図９はシリーズの容量の周波数依存性に関して、本発明の実施の形態の構造の特性を示したものである。図９には、図６及び図７の構造から電極１３ａと１３ｂ又は１４ａと１４ｂの一方を取り去ったものを比較例として示した。

シミュレーションの条件は次のとおりである。
・発明の実施の形態（図６及び図７）の構造
２つの誘電体１６ａ、１６ｂはどちらも比誘電率９．８、厚み０．１ｍｍである。電極１２ａ（電極１２ａは２つの部分からなるがその一方の部分）の面積は０．６５ｍｍｘ０．３ｍｍである。電極１２ｂも同様である。電極１２ａと１２ｂの間隔は０．１ｍｍである。
・比較例の構造
片側にだけ電極をもつので図６及び図７と同じ容量を持たせるために、電極１２ａ，１２ｂの各部分の面積を約２倍とした。すなわち、第２面の電極１２ａ，１２ｂは０．６ｍｍ角である。電極１２ａと１２ｂの間隔は０．１ｍｍである。

図９からわかるように、低周波での容量は発明の実施の形態の構造と比較例の構造とで同じであるが、本発明の実施の形態の構造の方がより高周波の領域まで容量の変動が小さいことがわかる。通常の回路では容量は使用帯域内ではほぼ一定である必要があり、本発明の実施の形態の構造の方がより広い帯域で使用できる。

図６及び図７の構造によれば、同じ面積の電極１２を用いたときに容量を大きくできるだけでなく、その高周波特性を改善することができる。

＜差動信号用低域通過フィルタの構造＞
発明の実施の形態に係るシャントキャパシタを用いた低域通過フィルタを説明する。図１０は発明の実施の形態に係る低域通過フィルタの斜視図である。図１１は同平面図である。これらの図において誘電体の表示を省略している。図１２はその等価回路を示す。

図１０及び図１１において、２１は入出力端子、２２はシャント容量（図１及び図２に示したもの）、２３と２５は差動信号用のインダクタを構成する２結合線路、２４は片側のみに対向電極を有する容量（図４に示したもの）を示す。容量２４を構成する電極２４−１は第１面Ｌ１に設けられるが、インダクタ２３と２５や入出力端子２１は第２面Ｌ２に設けられる。

差動用シャント容量２２の前後にインダクタを構成する２結合線路２３，２５が接続され、２結合線路２３の入出力端子側２１にはシャントキャパシタ２４が接続されている。したがって、図１０及び図１１の低域通過フィルタは、奥側からインダクタ２５、容量２２、インダクタ２３及び容量２４の４つの回路要素が縦続接続された回路（４段の低域通過フィルタ）となる（図１２参照）。容量２２と２４、インダクタ２３と２５の値を適切に選ぶことで低域通過フィルタを実現できる。なお、容量２４の構造を、容量２２と同様の構造としてもよい。

次に図１０及び図１１の低域通過フィルタの特性について説明する。図１３はシミュレーションによる当該低域通過フィルタの特性例を示す。図１３では１０ＧＨｚを遮断周波数としている。

シミュレーションの条件は次のとおりである。
・図示しない上層の誘電体は誘電率９．８、誘電体厚み０．１ｍｍである。
・図示しない下層の誘電体は誘電率７．５、誘電体厚み０．０５ｍｍである。
・２結合線路２５は、線路間隔１ｍｍ、線路幅０．１ｍｍ、線路長０．９ｍｍである。
・シャント容量２２第２面Ｌ２の電極は０．４ｍｍ角である。
・２結合線路２３は、線路間隔１ｍｍ、線路幅０．１ｍｍ、線路長１．３ｍｍである。
・奥側（線路２５側）の入出力端子２１のインピーダンスは５０Ω、手前（線路２３側）の端子インピーダンスは１００Ωである。

図１３からわかるとおり、発明の実施の形態に係る低域通過フィルタでは１０ＧＨｚ帯を遮断周波数とする良好な低域通過特性が実現されている。

＜差動信号用帯域通過フィルタの構造＞
発明の実施の形態に係るシャントキャパシタとシリーズキャパシタを用いた帯域通過フィルタを説明する。図１４は発明の実施の形態に係る帯域通過フィルタの斜視図である。図１５は同平面図である。これらの図において誘電体の表示を省略している。

図１４及び図１５において、３１は第２面Ｌ２に構成された入出力端子、３２は上述のシリーズ容量、３３はシリーズ容量３２と低域通過フィルタ３４のビアを接続する線路、３４は上述の低域通過フィルタである。低域通過フィルタ３４のシャント容量の部分は対称面で短絡されているため、線路３３のインダクタンスの終端は接地されていることに相当する。

図１４及び図１５の帯域通過フィルタは、図１０及び図１１の低域通過フィルタと、図６及び図７のシリーズ容量を直列に接続するとともに、前記低域通過フィルタと前記シリーズ容量のビアの間を接続する１対の線路３３，３３を備えるものである。１対の線路はインダクタを構成する。当該インダクタの一端は接地された低域通過フィルタ３４のシャント容量の部分に接続されていることから、このインダクタは差動シャントインダクタとなる。当該差動シャントインダクタと前記シリーズ容量とが高域通過フィルタを構成する。

図１４及び図１５の構成は、低域通過フィルタと高域通過フィルタが縦続接続されたものであり、帯域通過フィルタになる。図１４及び図１５の構成では、シリーズ容量の中間から１対の線路３３が引き出され低域通過フィルタ３４のシャント容量の第３面Ｌ３の電極（第１面Ｌ１の電極でもよい）に接続されている。第３面Ｌ３（及び第１面Ｌ１）の電極は仮想グランド面となる対称面ＳＰと電気的に接続されているため、線路３３は仮想グランド面に設置されることとなりシャントのインダクタンスとなる。低域通過フィルタ３４に接続される回路３２，３３は、概ねシリーズＣ−シャントＬ−シリーズＣの構成ができ３段の高域通過フィルタが実現される。

次に図１４及び図１５の帯域通過フィルタの特性について説明する。図１６に３ＧＨｚから１０ＧＨｚを通過周波数とする帯域通過フィルタの特性例を示す。

シミュレーションの条件は次のとおりである。
・上層の誘電体は誘電率９．８、誘電体厚み０．１ｍｍである。
・下側の誘電体は誘電率７．５、誘電体厚み０．０５ｍｍである。
・低域通過フィルタ３４の条件は図１３の場合と同じである。
・電極３２の第２面の１対の電極のうち奥側のものは０．５ｍｍｘ０．３５ｍｍ、同手前のもの１対の電極は０．５ｍｍｘ０．４５ｍｍである。
・シャントのＬを構成する線路３３は線路幅０．１ｍｍ、線路間隔は２．７ｍｍ、引き出し点から、低域通過フィルタ３４のシャント容量への接続点までの線路長は２．１ｍｍである。
・奥側の端子３１のインピーダンスは差動５０Ω、手前の端子３１のインピーダンスは１００Ωである。

図１６からわかるとおり３ＧＨｚから１０ＧＨｚ帯を通過周波数とする良好な帯域通過フィルタが実現されている。

以上述べたように、本発明によれば、マイクロ波帯でも特性のよいシャント及びシリーズの容量及びこれらを用いた低域通過フィルタ、帯域通過フィルタを作製することができる。

本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。

発明の実施の形態に係る差動回路用シャントキャパシタの斜視図である。 図１のＡ−Ａ矢視断面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用シャントキャパシタの等価回路である。 差動回路用シャントキャパシタ（比較例）の説明図である。図４（ａ）は集中定数で表した構成、図４（ｂ）及び（ｃ）はそれを分布定数線路で実現したときの上面図及び断面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用シャントキャパシタの特性例を示すグラフである。 発明の実施の形態に係る差動回路用シリーズキャパシタの斜視図である。 図６のＢ−Ｂ矢視断面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用シリーズキャパシタの等価回路である。 発明の実施の形態に係る差動回路用シリーズキャパシタの特性例を示すグラフである。 発明の実施の形態に係る差動回路用低域通過フィルタの斜視図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用低域通過フィルタの平面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用低域通過フィルタの等価回路である。 発明の実施の形態に係る差動回路用低域通過フィルタの特性例を示すグラフである。 発明の実施の形態に係る差動回路用帯域通過フィルタの斜視図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用帯域通過フィルタの平面図である。 発明の実施の形態に係る差動回路用帯域通過フィルタの特性例を示すグラフである。 集中定数で表した不平衡フィルタ、平衡フィルタの説明図である。

符号の説明

１ 入出力端
２ ２結合線路
２ａ、２ｂ ２結合線路を構成する電極（線路）
３、４ 電極２ａ，２ｂに対向する電極
５ ビア
６ａ 第１誘電体
６ｂ 第２誘電体
１１ 入出力端
１２ ２結合線路
１２ａ，１２ｂ ２結合線路を構成する電極（線路）
１３ａ 電極２ａに対向する電極（第１電極）
１３ｂ 電極２ｂに対向する電極（第１電極）
１４ａ 電極２ａに対向する電極（第２電極）
１４ｂ 電極２ｂに対向する電極（第２電極）
１５ ビア
１６ａ 第１誘電体
１６ｂ 第２誘電体
２１ 入出力端
２２ シャントキャパシタ
２３ シリーズのインダクタとしての線路
２４ シャントキャパシタ
２５ シリーズのインダクタとしての線路
３１ 入出力端
３２ シリーズキャパシタ
３３ シャントのインダクタとしての線路
３４ 低域通過フィルタ
Ｇ 電極に設けられた間隙
Ｌ１〜Ｌ３ 第１面（第１層）〜第３面（第１層）
ＳＰ 対称面

Claims (4)

1. 積層された第１誘電体及び第２誘電体を含む高周波差動信号フィルタの構造であって、
   前記第１誘電体と前記第２誘電体の間を第２面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第１誘電体の面を第１面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第２誘電体の面を第３面とし、
   前記第２面に設けられ、前記第１誘電体及び前記第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路からなる２結合線路と、
   前記第１誘電体の前記第１面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極と、
   前記第２誘電体の前記第３面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極とを備え、
   前記２結合線路の前記複数の線路それぞれの両端に入出力端が設けられていることを特徴とする高周波差動信号フィルタ用のシャントキャパシタ構造。
2. 積層された第１誘電体及び第２誘電体を含む高周波差動信号フィルタの構造であって、
   前記第１誘電体と前記第２誘電体の間を第２面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第１誘電体の面を第１面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第２誘電体の面を第３面とし、
   前記第２面に設けられ、前記第１誘電体及び前記第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路であってその途中に間隙が設けられた線路からなる２結合線路と、
   前記第１誘電体の前記第１面に前記２結合線路を覆うように設けられた第１電極と、
   前記第２誘電体の前記第３面に前記２結合線路を覆うように設けられた第２電極とを備え、
   前記第１電極及び前記第２電極それぞれに前記対称面の個所で間隙が設けられるとともに、前記第１電極と前記第２電極が短絡され、
   前記２結合線路の前記複数の線路それぞれの両端に入出力端が設けられていることを特徴とする高周波差動信号フィルタ用のシリーズキャパシタ構造。
3. 積層された第１誘電体及び第２誘電体を含む高周波差動信号フィルタの構造であって、
   前記第１誘電体と前記第２誘電体の間を第２面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第１誘電体の面を第１面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第２誘電体の面を第３面とし、
   前記第２面に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体の前記第１面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極と、前記第２誘電体の前記第３面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極と備えるシャントキャパシタと、
   前記シャントキャパシタの前記２結合線路の一方の端に接続された第１の高インピーダンス２結合線路と、
   前記シャントキャパシタの前記２結合線路の他方の端に接続された第２の高インピーダンス２結合線路とを備え、
   前記シャントキャパシタに接続されていない、前記第１の高インピーダンス２結合線路及び前記第２の高インピーダンス２結合線路それぞれの端に入出力端が設けられていることを特徴とする高周波差動信号低域通過フィルタ。
4. 積層された第１誘電体及び第２誘電体を含む高周波差動信号フィルタの構造であって、
   前記第１誘電体と前記第２誘電体の間を第２面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第１誘電体の面を第１面とし、
   前記第２面とは反対側の前記第２誘電体の面を第３面とし、
   前記第２面に設けられ、前記第１誘電体及び第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体の前記第１面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極と、前記第２誘電体の前記第３面に前記２結合線路を覆うように設けられた電極と備えるシャントキャパシタと、前記シャントキャパシタの前記２結合線路の両端にそれぞれ縦続接続された複数の高インピーダンス２結合線路とを備える高周波差動信号低域通過フィルタと、
   前記第２面に設けられ、前記第１誘電体及び前記第２誘電体に垂直な対称面に関して互いに対称に配置された複数の線路であってその途中に間隙が設けられた線路からなる２結合線路と、前記第１誘電体の前記第１面に前記２結合線路を覆うように設けられた第１電極と、前記第２誘電体の前記第３面に前記２結合線路を覆うように設けられた第２電極とを備え、前記第１電極及び前記第２電極それぞれに前記対称面の個所で間隙が設けられるとともに、前記第１電極と前記第２電極が短絡されていることを特徴とするシリーズキャパシタとを備え、
   前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記複数の高インピーダンス２結合線路の一方に前記シリーズキャパシタを縦続接続するとともに、
   前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記第１面に設けられた電極と、前記シリーズキャパシタの前記第１面に設けられた第１電極の短絡点近傍を、高インピーダンス２結合線路からなるシャントインダクタで接続するか、又は、
   前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記第３面に設けられた電極と、前記シリーズキャパシタの前記第３面に設けられた第２電極の短絡点近傍を、高インピーダンス２結合線路からなるシャントインダクタで接続し、
   前記高周波差動信号低域通過フィルタの前記複数の高インピーダンス２結合線路の端に入出力端を設け、
   前記シリーズキャパシタの前記２結合線路の端に入出力端を設けたことを特徴とする帯域通過フィルタの構造。

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