JP4285861B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は受信装置、特にスペクトラム拡散信号の受信装置に関する。
スペクトラム拡散通信方式は、マルチパスによる周波数選択性フェージングに強く、また、干渉あるいは妨害波の影響を受けにくい等の種々の利点を有するため、例えばCDMAによる通信等に好適に利用することができる。本発明は、このようなスペクトラム拡散信号を受信して送信元のデータを再生するための受信装置、とりわけ該受信装置の中で、受信したアナログ信号を、A/D変換器により、ディジタル信号に変換する際のサンプリングのために設けられるサンプリング同期回路について述べる。
【0002】
【従来の技術】
図10はアイパターンとサンプリング同期の関係を示す図(その1)、
図11は同図(その2)である。
受信装置の入力段で受信したアナログ受信信号を復調例えば直交復調して得られた受信復調信号を観測することによって得られるアイパターンは、図10に示すようにその“目”が十分開くべきことはもとより、前述のA/D変換器において、その受信復調信号をサンプリングするときのサンプリングタイミングが完全に該アイパターンの最大開口点に同期していることを要する。
【0003】
図10においては、一連のサンプリングパルスPs は、アイパターンEに同期している。すなわち、アイパターンEの中心付近に発生するサンプリングパルスPsoが、該中心の位置にほぼ一致しており、アイパターンEのほぼ中央を打ち抜いている理想状態を図10は表している。
ところが実際には、伝送路の種々の状況に起因して、図10のような理想状態を常に維持することができず、図11に示すように、サンプリングパルスPs は、アイパターンEに同期していない。すなわち、アイパターンEの中心付近に発生するサンプリングパルスPsoは、その中心に対し、位相Δpだけタイミングずれを生じている。このような場合、ナイキストフィルタ(図7)では、符号間干渉が零となる点でサンプリングが行えず、データの誤り率が増大してしまう。かくして、受信装置において、サンプリングパルスPs のアイパターンに対するサンプリング同期をとることはきわめて基本的な動作である。
【0004】
上記の誤り率を低減する従来の第1の手法は、サンプリングパルスの周波数をより高くする、というものである。この第1の手法では、符号間干渉が零となる点(アイパターンEの中心)からの位相ずれを微小なものにすることができる。また従来の第2の手法は、アイパターンを長時間の観測のもとにメモリに記憶しておき、その記憶結果からアイパターンの最大開口点を割り出す、というものである。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の第1の手法では、サンプリング周波数を高くすることから、既述のサンプリング同期回路の動作周波数が高まり、従って、その処理量が増大してしまうという問題がある。すなわち簡単かつ安価な受信装置を実現することができない。
【0006】
また上記従来の第2の手法では、メモリの使用量が増加してしまうという問題がある。さらに加えて、雑音の影響や、マルチパスフェージングの影響(特に移動体受信装置の場合)によって、上記符号間干渉が零となる点を求めることが困難になる。
したがって本発明は、サンプリング周波数を増大させることなく、また、メモリの使用量を増大させることなく、サンプリングパルスによるサンプリングが、符号間干渉が丁度零になる点で行うことができるようにした受信装置を提供することを目的とするものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
図1は本発明の基本構成を示す図である。
本図に示すとおり、本発明の受信装置10は、基本的に、送信側からの受信信号Sr を復調する復調部11と、その復調信号をディジタル信号Dr に変換するA/D変換部12と、A/D変換部12にA/D変換のためのサンプリングパルスPs を印加するサンプリング同期回路13とを含んで構成される。そして、データ復調部14において目的とする復調データDout が再生される。
【0008】
このうち本発明は主としてサンプリング同期回路13について言及するものである。該回路13は、図10に表したように、アイパターンEの中心付近に発生するサンプリングパルスPsoを生成するものであり、これにより符号間干渉を最小にする。
本発明の特徴をなすサンプリング同期回路13は、図1に示すとおり、マッチドフィルタ21と、粗同期検出手段22と、精同期検出手段23と、サンプリングパルス生成手段24とからなる。ここに、
マッチドフィルタ21は、上記ディジタル信号Dr を受けてフィルタ出力を生成して送出する。
【0009】
粗同期検出手段22は、送出された上記フィルタ出力を入力として、サンプリングパルスPs の分周パルスに相当する同期クロックCLKの発生周期毎に、ディジタル信号Dr のインパルス応答が、そのフィルタ出力に存在することを検出する。
精同期検出手段23は、送出された上記フィルタ出力を入力として、そのフィルタ出力が、上記インパルス応答の特性に一致していることを検出する。
【0010】
サンプリングパルス生成手段24は、粗同期検出手段22からの検出出力に基づき、上記同期クロックCLKに対するサンプリングパルスPs の粗い同期を行い、さらに精同期検出手段23からの検出出力に基づき、サンプリングパルスPs を符号間干渉の最も少ない位置に導く微細制御を行って、A/D変換部12に当該サンプリングパルスを出力する。
【0011】
本発明は、好適には、スペクトラム拡散信号(Sr )の拡散符号の相関特性を上記マッチドフィルタ21により得て、この相関特性に基づき、粗いけれども迅速な同期引き込みを粗同期検出手段22で行うと共に、微細な同期引き込みを精同期検出手段23で行うようにしたものである。
【0012】
【発明の実施の形態】
図2は図1の構成をさらに具体的に示す図である。なお全図を通じて同一の構成要素には、同一の参照番号また記号を付して示す。
図2において、復調部11は、受信信号Sr を局部発振器27からの出力と混合するミキサ26およびミキサ26の出力からアナログのベースバンド信号Sb を抽出するローパスフィルタ28として示されている。
【0013】
上記ベースバンド信号Sb を受けてA/D変換部12は、サンプリングパルスPs のタイミングで、これをディジタル信号Dr に変換し、これを一方においてデータ復調部14へ送出し、他方においてマッチドフィルタ21へ送出する。このとき、マッチドフィルタ21は、ディジタル信号Dr の絶対値をとる絶対値演算回路31をその入力に備える。この絶対値演算回路31は、ディジタル信号Dr を、図10に示す+1側か−1側かいずれか一方にそろえて、マッチドフィルタ21に印加する。これは、マッチドフィルタ21において、既述のインパルス応答を出力するために相関値を計算する上で、極性を一方に統一しておいた方が処理がし易いからである。
【0014】
また図2において、絶対値演算回路31の右側に図示する分周器32は、図1において述べたように、サンプリングパルスPs の分周パルスに相当する同期クロックCLKを生成するのに用いられる。この場合、受信信号Sr がスペクトラム拡散信号であるとき、その同期クロックCLKは、該スペクトラム拡散信号をなす拡散符号パターンの周期と同一の周期を有するクロックである。なお、以下の説明では、上記同期クロックCLKが、上記拡散符号パターンの周期と同一の周期を有するクロックであるものとする。拡散符号パターンとは、例えば1010011等の1または0の拡散符号からなる一連のパターン(PNパターン)のことである。スペクトラム拡散通信方式においては、周知のとおり、送信側で所定の拡散符号パターンにより送信データを変調し、受信側ではその拡散符号パターンと同一の拡散符号パターンを用いて、例えば図1のデータ復調部14内で、当該受信信号を復調する。この拡散符号パターンは“1010011”“1010011”“1010011”…のように一定の周期で繰り返し現れる。上述の拡散符号パターンの周期とは、この繰り返しの周期のことである。なお図1に示す本発明のサンプリング同期回路13は、受信信号Sr がスペクトラム拡散信号でないときにも応用できる。このため、上記の拡散符号パターンの周期に相当するパルスを、総称的に同期クロックCLKと称している。
【0015】
図2において、図1のサンプリングパルス生成手段24は、電圧制御発振器(VCO)34とその電圧制御を行う電圧制御回路33として示されている。この電圧制御回路33は、粗同期検出手段22からの検出出力に応じて、参照電圧かまたは精同期検出手段23からの検出出力を、択一的に電圧制御発振器34に印加し、これより、図10に示す理想的なサンプリングパルスPs をA/D変換部12に与える。以下、一層詳しく回路構成ならびにその動作について説明する。
【0016】
図3は粗同期検出手段22の具体的構成例を示す図である。
概括的に言うと、この粗同期検出手段22は、拡散符号パターンの周期毎のインパルス応答に対する同期の状態を検出する。そして同期捕捉または同期外れの第1の状態では第1の論理(例えばL)を出力し、同期確立または同期従属の第2の状態では第2の論理(例えばH)を出力する。
【0017】
上記のHおよびLは、本図の右端にH/Lとして示されている。論理Lすなわち上記第1の状態では同期が確立していないものと判断されているので、予め定めたデフォルトとしての電圧(上記参照電圧)をもって、電圧制御発振器(VCO)34の発振出力を決定し、これをサンプリングパルスPs とする。
一方、論理Hすなわち上記第2の状態では同期が確立したものと判断されたので、後に詳述する精同期検出手段23からの検出出力をもって、VCO34の発振出力を決定し、これをサンプリングパルスPs とする。このときのPs のアイパターンEに対する位相は、前述の図10に示すとおりである。
【0018】
さらに図3を詳しく説明すると、粗同期検出手段22は、その中核の構成要素として、拡散符号パターンの周期に同期して同期クロックCLKを発生するPLL回路38を有する。このPLL回路38は、該拡散符号パターンの周期を表す信号を入力とし、これに常に追従して位相同期した上記同期クロックCLKを出力する。
【0019】
上記の、拡散符号パターンの周期を表す信号は、PLL回路38の前段のレベル比較回路36より与えられる。レベル比較回路36は、前述したマッチドフィルタ21(図2)からのフィルタ出力を入力とする。
レベル比較回路36は、所定のしきい値を超えるフィルタ出力のみを上記のインパルス応答とみなしてこれを抽出しPLL回路38に印加する。
【0020】
図4はPLL回路38の動作を説明するための図である。
本図において、横軸は時間tであり、マッチドフィルタ21からのフィルタ出力Fout は図示するような波形である。なお分かり易いようにアナログ波形で表す。
このフィルタ出力Fout の中で、前述したインパルス応答は山形のピークのIPで表されている。一連のインパルス応答は、一定の周期すなわち前述した拡散符号パターンの周期Tで現れる。フィルタ出力Fout の中で、一定の周期Tで、所定のしきい値を超える山形のピークが連続して検出できれば、これはインパルス応答IPであるものと判定できる。その所定のしきい値は図4において、THとして示されている。
【0021】
PLL回路38は、一定の周期の入力パルスがあれば、これと全く同一の位相および周波数の出力パルスを送出するものであるから、PLL回路38から該出力パルスが得られた、ということは、フィルタ出力Fout の中からインパルス応答IPを検出したことを意味する。このインパルス応答IPは山形のピークを有することから、しきい値THを一方の入力とし他方にフィルタ出力Fout を入力としてこれらのレベル比較をする。レベル比較回路36によって、そのインパルス応答IPを検出することができる。
【0022】
しかしながら、図4に示した波形は理想の波形であり、伝送路の状況等によって、ノイズが重畳したり、また、本図のFout が全体に図中の上方あるいは下方にシフトする。このため、図4に示すしきい値THを予め定めた固定値にしておくことはできない。
そこで図3に示すとおり、粗同期検出手段22は、所定のしきい値を発生するカウンタ回路37を備える。このカウンタ回路37は、図4に示すように予め定めた最大値(MAX)から徐々に下降するような所定のしきい値THを出力するダウンカウント機能を備える。そして、この所定のしきい値THがフィルタ出力Fout を初めて超えたとき(t1)のレベル比較回路36からの出力によりそのダウンカウント機能を停止させるようにする。つまり、t1でのしきい値THを以後そのまま保持し、t2,t3…にてそれぞれ該回路36より、インパルス応答を示す出力を得る。
【0023】
また上述した伝送路の状況等は時々刻々変動する。このため、実際にはインパルス応答が存在するのにあたかもこれが存在しないかのような状況に一時的になったり、逆に、インパルス応答が存在しないのにあたかもこれが存在するかのような状況に一時的になったりすることがある。これでは、粗同期検出手段22の検出出力が確定しない。
【0024】
そこで、図3に示すとおり、粗同期検出手段22は、保護回路39を備え同期クロックに対して前方保護および後方保護処理を加えて前述の第1の論理Lおよび第2の論理Hをそれぞれ確定するようにする。その確定を示す信号を保持するために、例えばSRフリップフロップFFが設けられる。
なお、前方保護として例えば3段、後方保護として例えば5段の保護段とすることができる。
【0025】
かくして、粗同期検出手段22により、アイパターンEの中心とサンプリングパルスPs との間のおおまかな位相同期を検出することができる。この検出はきわめて迅速に完了することができる。
次に図2に示す精同期検出手段23について詳しく説明する。
図5は精同期検出手段23の具体的構成例を示す図である。
【0026】
この精同期検出手段23は、サンプリングパルスPs の連続3パルスの発生タイミングにそれぞれ対応するフィルタ出力Fout の値を順次格納するシフトレジスタ41と、隣接するフィルタ出力Fout の値の間の差をそれぞれ求めて、インパルス応答IPの最大点に対する該連続3パルスのずれ量を誤差関数として出力する誤差関数発生回路42とを有し、この誤差関数発生回路42の出力をサンプリングパルス生成手段33に対する制御入力とするものである。上記の最大点および誤差関数についてもう少し詳しく説明する。
【0027】
図6は精同期検出手段23の動作原理を説明するための図で(a)はインパルス応答、(b)は誤差関数を示す図である。
図6の(a)は、マッチドフィルタ21(図2)のフィルタ出力Fout におけるインパルス応答の部分(図4のIP参照)を示す。このインパルス応答IPの値は、サンプリングパルスPs に同期してサンプリングされ、シフトレジスタ41に順次格納される。
【0028】
このサンプリングは、3連続サンプリングパルスPs について行う。今仮に、該サンプリングパルスPs の位相がアイパターンEの中心に対し進みとなる位相ずれがあったとすると、図5のシフトレジスタ41には、3つのインパルス応答値(c,b,a)が格納される。cはインパルス応答の最大点である。
逆に、該サンプリングパルスPs の位相がアイパターンEの中心に対し遅れとなる位相ずれがあったとすると、図5のシフトレジスタ41には、3つのインパルス応答値(e,d,c)が格納される。
【0029】
そして、該サンプリングパルスPs の位相がアイパターンEの中心に丁度一致し、完全に同期がとれた状態であったとすると、図6のシフトレジスタ41には、3つのインパルス応答値(d,c,b)が格納される。
したがって、上記(c,b,a)の態様ならば、これを上記(d,c,b)の態様に−シフトするように、図2のVCO34を制御すればよいし、上記(e,d,c)の態様ならば、これを上記(d,c,b)の態様に+シフトするようにVCO34を制御すればよい。
【0030】
そこで上記のようにVCO34を制御すべく、図6の(b)のような誤差関数ERを生成する。ERの値は、cのときに0(零)となるようにし、d→eとずれる毎にほぼリニアに正側に変化する。逆にb→aとずれる毎にほぼリニアに負側に変化する。原理的には、この誤差関数ERの値をもってVCO34に対する制御電圧とすれば、目的とする位相のサンプリングパルスPs が得られる。このための誤差関数発生回路42は、例えば前述の図5に示すごとく構成することができる。
【0031】
図5を参照すると、誤差関数発生回路42は、シフトレジスタ41に格納された前述の連続3パルスにそれぞれ対応する各フィルタ出力Fout の値の隣接相互間の第1の差および第2の差をそれぞれ算出する第1の減算器43および第2の減算器44と、これら第1および第2の減算器の各出力の和を算出する加算器45と、から構成される。
【0032】
図6も参照すると、cに対しbおよびdが左右対称になるときは、加算器45の出力は0(図6の(b))となる。位相ずれが−側のときまたは+側のときは、図6の(b)のような出力が加算器45から得られる。
さらにまた、図5に示すとおり、誤差関数発生回路42は、加算器45の出力に対し、サンプリングパルス生成手段24(図2)での適正動作に必要なバイアス電圧を付与するバイアス電圧付与回路46と、このバイアス電圧付与回路46の出力を平均化するループフィルタ(LPF)47とを有する。サンプリングパルス生成手段24内のVCO34に与えるべき制御電圧は、サンプリングパルスPs の標準的な周波数にほぼ等しい電圧レベルとなるべきである。つまり図6の(b)に示した0レベルはそのような電圧レベルにほぼ等しいレベルでなければならない。
【0033】
このような電圧レベルが、上述のバイアス電圧であり、このバイアス電圧を図5において“基準電圧”として表す。また図5のハープフィルタ47はノイズ等による瞬時的な変動を抑えた制御電圧をサンプリングパルス生成手段24に送る。
このサンプリングパルス生成手段24は、図2に示すとおり、サンプリングパルスPs を生成する電圧制御発振器(VCO)34を含んでいる。
【0034】
サンプリングパルス生成手段24は、電圧制御発振器34を制御する電圧制御回路33を備える。この電圧制御回路33は、既に述べたように、拡散符号パターン(PNパターン)の周期(T)毎のインパルス応答IPに対する同期の状態を検出し、同期捕捉または同期外れの第1の状態で第1の論理(L)を出力し、同期確立または同期従属の第2の状態では第2の論理(H)を出力する既述の粗同期検出手段22が、第1の論理(L)を出力するときは、予め定めた“参照電圧”(図示)を電圧制御出力とする。
【0035】
粗同期検出手段22が上記第1の状態である第1の論理(L)を出力しているときは、図4に示す山形のピーク(インパルス応答IP)を捕捉していないので、精同期手段23からの出力はまだ使えない。そこでこのような状態では、上記参照電圧をデフォルト値としてVCO34に印加する。
一方電圧制御回路33は、粗同期検出手段22が、第1の論理(L)を出力するときは、精同期検出手段23からの検出出力を電圧制御出力とし、この検出出力は、図5で述べたとおりインパルス応答IPの最大点に対するサンプリングパルスの連続3パルスのずれ量を表す誤差関数ERの値である。
【0036】
上述のとおり、電圧制御回路33は粗同期検出手段22の検出出力がLであるかHであるかに応じて、“参照電圧”か精同期検出手段23の検出出力かのいずれか一方を選択するものであり、図2ではこれを切換スイッチとして表している。
以上の説明は、送信側からの送信信号が直交変調(I/Q)によるものか否かを特に意識することなく、行ってきたが、以下の説明は、その送信信号が直交変調信号である場合に限定して、行う。つまり、図1の受信信号Sr が直交変調された信号であり、これを復調する復調部11は、直交復調部である。
【0037】
図7は図2の構成を直交復調形受信装置に適用したときの具体例を示す図である。
本図においては、図2に示した各構成要素を同相側(Iチャネル側)とみなして、それぞれの参照番号に、21i ,22i ,23i …のごとく、iを付して示す。一方、これらの各構成要素にそれぞれ対応する直交側(Qチャネル側)各構成要素の参照番号には、21q ,22q ,23q …のごとく、qを付して示す。
【0038】
そうして見ると、この直交復調形受信装置10においては、同相側(13i )とほぼ同一構成の直交側サンプリング同期回路13q がさらに配置されると共に、選択手段50が新たに設けられることになる。なお、本図では、通常のπ/2移相器29やナイキストフィルタ(N・F)も示されている。
かくして図7の受信装置は、概括的に、以下のように構成される。
【0039】
まず復調部11は、送信側からの直交変調された受信信号Sr を直交復調するものである。そしてサンプリング同期回路13は、同相側サンプリング同期回路13i および直交側サンプリング同期回路13q から構成される。
これらの同期回路13i ,13q は、電圧制御発振器(VCO)34として同相側電圧制御発振器(VCO)34i および直交側電圧制御発振器34q をそれぞれ含み、前述した動作と全く同じ動作をする。
【0040】
さらに、これらの電圧制御発振器34i ,34q のいずれか一方からの発振出力を選択して前記A/D変換器をなす同相側A/D変換部12i および直交側A/D変換部13q へのサンプリングパルスPs とする選択手段50を設ける。この選択手段50は、同相側および直交側のうち、より信頼性の高い側のVCO(34)からの発振出力をもって、上記のサンプリングパルスPs とし、A/D変換部13i および13q に出力するものである。
【0041】
図8は選択手段50の具体的構成例を示す図である。
図示するとおり、選択手段50は、図7に示す、粗同期検出手段22i および22q からの各検出出力(H/L)と、電圧制御発振器(VCO)34i および34q からの各発振出力と、また必要に応じてA/D変換部12i および12q からの各ディジタル信号DriおよびDrqと、を入力として、これらの入力による判断結果に基づく選択処理によって、A/D変換部12i および12q に、選択されたサンプリングパルスPs を送り出す。
【0042】
すなわち、各々、拡散符号パターン(PNパターン)の周期T毎の前記インパルス応答IPに対する同期の状態を検出し、同期捕捉または同期外れの第1の状態で第1の論理Lを出力し、同期確立または同期従属の第2の状態では第2の論理Hを出力する、同相側粗同期検出手段22i および直交側粗同期検出手段22q をそれぞれ同相側サンプリング同期回路13i および直交側サンプリング同期回路13q 内に備えるときに、
選択手段50は、同相側および直交側粗同期検出手段22i ,22q の各々からの上記第1の論理Lおよび第2の論理Hに応じて、同相側電圧制御発振器(VCO)34i または直交側電圧制御発振器34q からの発振出力を選択して、同相側および直交側A/D変換部12i ,12q へのサンプリングパルスPs とする選択部51を備えるものとする。選択部51は切換スイッチ51′と協働し、スイッチの切換動作を行う。
【0043】
図9は選択部51における選択処理を表す論理テーブルである。なおこの選択部51はソフトウェアで実現してもよいし、あるいはハードウェアなら簡単なロジックゲートで構成してもよい。このロジックゲートは図9に従って形成される。
粗同期検出手段22i および22q の各検出出力が(L,L)、(L,H)、および(H,L)のときは、選択部51はこれらの検出出力のみに基づいて判定を行うが、(H,H)となったとき、すなわち伝送路の状況等が非常に良いときは、さらに電力比較部52からの比較結果も加味して、VCO34i または34q からの発振出力の選択を行う。
【0044】
上記(L,L)、(L,H)および(H,L)のときはそれぞれ図9に示すとおりの判定を行う。(L,L)のときは、同相側も直交側も信頼性が低いので、どちらを選択してもよい。(L,H)および(H,L)のときは、Hを出力している側(IまたはQ)のVCO発振出力を選択する。
このときの状況をまとめると、(i)選択部51は、同相側および直交側粗同期検出手段22i および22q の各々から共に第1の論理Lが出力されているとき、同相側または前記直交側電圧制御発振器34i ,34q からのいずれか一方の発振出力を選択し、また
(ii)選択部51は、同相側および直交側粗同期検出手段22i および22q の一方から第1の論理Lが出力され他方から第2の論理Hが出力されているとき、第2の論理Hを出力する側の電圧制御発振器34i または34q からの発振出力を選択する。
【0045】
上記の各検出出力が図9の(H,H)のときは、前述のとおり、電力比較部52からの比較結果に従う。(H,H)のとき、すなわち同相側も直交側も共に無線伝送路の状況が良好であるときは、ディジタル信号DriおよびDrqのうちより一層電力の大きい方の側(IまたはQ)を選択する。電力の大きい方が確からしさが大になるからである。
【0046】
すなわち選択手段50は上記の電力比較部52を備え、直交復調後の同相側の受信信号Driおよび直交側の受信信号Drqをそれぞれ入力として、各該受信信号の電力を算出し、その電力の大小に応じた選択制御信号を選択部51へ印加するようにする。
そして該電力比較部52は、同相側および直交側粗同期検出手段22i ,22q の各々から共に第2の論理Hが出力されているときに、同相側または直交側電圧制御発振器(VCO)34i ,34q からの各発振出力のうち、電力が大きい側の発振出力を選択部51に選択せしめるようにしている。
【0047】
このため図8に示すとおり、同相側のディジタル信号Driの電力を積分器53によって算出し、他方、直交側のディジタル信号Drqの電力を積分器54に算出する。
【0048】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、比較的単純なディジタル回路で、A/D変換部12に対するサンプリングパルスPs によるサンプリングを、符号間干渉が丁度零になる点で行うことが可能となり、サンプリング周波数を高くしたり、あるいは、メモリ量を増大させるといった従来の手法(既述)を用いる必要がなくなる。
【0049】
この場合、粗同期検出手段22の存在により、完全同期への引き込みを急速に、したがって短時間で行うことができる。また上記ディジタル回路での演算処理もこのように短時間のうちに完了するから、電力消費の低減という観点からも有利である。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の基本構成を示す図である。
【図2】図1の構成をさらに具体的に示す図である。
【図3】粗同期検出手段22の具体的構成例を示す図である。
【図4】PLL回路38の動作を説明するための図である。
【図5】精同期検出手段23の具体的構成例を示す図である。
【図6】精同期検出手段23の動作原理を説明するための図で(a)はインパルス応答、(b)は誤差関数を示す図である。
【図7】図2の構成を直交復調形受信装置に適用したときの具体例を示す図である。
【図8】選択手段50の具体的構成例を示す図である。
【図9】選択部51における選択処理を表す論理テーブルである。
【図10】アイパターンとサンプリング同期の関係を示す図(その1)である。
【図11】アイパターンとサンプリング同期の関係を示す図(その2)である。
【符号の説明】
10…受信装置
11…復調部
12…A/D変換部
13…サンプリング同期回路
14…データ復調部
21…マッチドフィルタ
22…粗同期検出手段
23…精同期検出手段
24…サンプリングパルス生成手段
31…絶対値演算回路
32…分周器
33…電圧制御回路
34…電圧制御発振部器(VCO)
36…レベル比較回路
37…カウンタ回路
38…PLL回路
39…保護回路
41…シフトレジスタ
42…誤差関数発生回路
43…第1の減算器
44…第2の減算器
45…加算器
46…バイアス付与回路
47…ループフィルタ
50…選択手段
51…選択部
51′…切替スイッチ
52…電力比較部
53,54…積分器
Claims (20)
- 送信側からの受信信号を復調する復調部と、その復調信号をディジタル信号に変換するA/D変換部と、該A/D変換部にA/D変換のためのサンプリングパルスを印加するサンプリング同期回路とを含んでなる受信装置において、
前記サンプリング同期回路は、
前記ディジタル信号を受けてフィルタ出力を生成して送出するマッチドフィルタと、
送出された前記フィルタ出力を入力として、前記サンプリングパルスの分周パルスに相当する同期クロックの発生周期毎に、前記ディジタル信号のインパルス応答が、前記フィルタ出力に存在することを検出する粗同期検出手段と、
送出された前記フィルタ出力に含まれるインパルス応答の特性を示す3連続のインパルス応答値について、そのうちの最大点をなすインパルス応答値に対して左右対称になるインパルス応答値を検出する精同期検出手段と、
前記粗同期検出手段からの検出出力に基づき、前記同期クロックに対する前記サンプリングパルスの粗い同期を行い、さらに前記精同期検出手段からの検出出力に基づき、該サンプリングパルスを符号間干渉の最も少ない位置に導く微細制御を行って、前記A/D変換部に当該サンプリングパルスを出力するサンプリングパルス生成手段と、を有してなることを特徴とする受信装置。 - 前記受信信号がスペクトラム拡散信号であるとき、前記同期クロックは該スペクトラム拡散信号をなす拡散符号パターンの周期と同一の周期を有する請求項1に記載の受信装置。
- 前記マッチドフィルタは、ディジタル信号の絶対値をとる絶対値演算回路をその入力に備える請求項1に記載の受信装置。
- 前記粗同期検出手段は、前記拡散符号パターンの周期毎の前記拡散符号パターンの周期毎の前記インパルス応答に対する同期の状態を検出し、同期捕捉または同期外れの第1の状態では第1の論理を出力し、同期確立または同期従属の第2の状態では第2の論理を出力する請求項2に記載の受信装置。
- 前記粗同期検出手段は、前記拡散符号パターンの周期に同期して同期クロックを発生するPLL回路を有する請求項4に記載の受信装置。
- 前記粗同期検出手段は、所定のしきい値を超える前記フィルタ出力のみを前記インパルス応答とみなしてこれを抽出し前記PLL回路に印加するレベル比較回路を有する請求項5に記載の受信装置。
- 前記粗同期検出手段は、前記所定のしきい値を発生するカウンタ回路を有し、該カウンタ回路は予め定めた最大値から徐々に下降するような所定のしきい値を出力するダウンカウント機能を備え、かつ、該所定のしきい値が前記フィルタ出力を初めて超えたときの前記レベル比較回路からの出力により前記ダウンカウント機能を停止させる請求項6に記載の受信装置。
- 前記粗同期検出手段は、前記同期パルスに対して前方保護および後方保護処理を加えて前記第1の論理および前記第2の論理をそれぞれ確定する保護回路を有する請求項5に記載の受信装置。
- 前記精同期検出手段は、前記サンプリングパルスの連続3パルスの発生タイミングにそれぞれ対応する前記フィルタ出力の値を順次格納するシフトレジスタと、隣接する該フィルタ出力の値の間の差をそれぞれ求めて、前記インパルス応答の最大点に対する該連続3パルスのずれ量を誤差関数として出力する誤差関数発生回路とを有し、該誤差関数発生回路の出力を前記サンプリングパルス生成手段に対する制御入力とする請求項2に記載の受信装置。
- 前記誤差関数発生回路は、前記シフトレジスタに格納された前記連続3パルスにそれぞれ対応する各前記フィルタ出力の値の隣接相互間の第1の前記差および第2の前記差をそれぞれ算出する第1の減算器および第2の減算器と、該第1および第2の減算器の各出力の和を算出する加算器と、を有する請求項9に記載の受信装置。
- 前記誤差関数発生回路は、前記加算器の出力に対し、前記サンプリングパルス生成手段での適正動作に必要なバイアス電圧を付与するバイアス電圧付与回路と、該バイアス電圧付与回路の出力を平均化するループフィルタとを有する請求項10に記載の受信装置。
- 前記サンプリングパルス生成手段は、前記サンプリングパルスを生成する電圧制御発振器を含んでなる請求項2に記載の受信装置。
- 前記サンプリングパルス生成手段は、前記電圧制御発振器を制御する電圧制御回路を備え、該電圧制御回路は、
前記拡散符号パターンの周期毎の前記インパルス応答に対する同期の状態を検出し、同期捕捉または同期外れの第1の状態で第1の論理を出力し、同期確立または同期従属の第2の状態では第2の論理を出力する前記粗同期検出手段が、該第1の論理を出力するときは、予め定めた参照電圧を電圧制御出力とする請求項12に記載の受信装置。 - 前記サンプリングパルス生成手段は、前記電圧制御発振器を制御する電圧制御回路を備え、該電圧制御回路は、
前記粗同期検出手段が、前記第1の論理を出力するときは、前記精同期検出手段からの前記検出出力を前記電圧制御出力となし、該検出出力は、前記インパルス応答の最大点に対する前記サンプリングパルスの連続3パルスのずれ量を表す誤差関数の値である請求項13に記載の受信装置。 - 前記復調部が、前記送信側からの直交変調された受信信号を直交復調するとき、
前記サンプリング同期回路は、同相側サンプリング同期回路および直交側サンプリング同期回路から構成されると共にこれらの同期回路は、前記電圧制御発振器として同相側電圧制御発振器および直交側電圧制御発振器をそれぞれ含み、
さらにこれらの電圧制御発振器のいずれか一方からの発振出力を選択して前記A/D変換器をなす同相側A/D変換部および直交側A/D変換部への前記サンプリングパルスとする選択手段を有する請求項12に記載の受信装置。 - 各々、前記拡散符号パターンの周期毎の前記インパルス応答に対する同期の状態を検出し、同期捕捉または同期外れの第1の状態で第1の論理を出力し、同期従属の第2の状態では第2の論理を出力する、同相側粗同期検出手段および直交側粗同期検出手段をそれぞれ前記同相側サンプリング同期回路および直交側サンプリング同期回路内に備え、
ここに、前記選択手段は、前記同相側および直交側粗同期検出手段の各々からの前記第1の論理および第2の論理に応じて、前記同相側電圧制御発振器または前記直交側電圧制御発振器からの前記発振出力を選択して前記同相側および直交側A/D変換部への前記サンプリングパルスとする選択部を有する請求項15に記載の受信装置。 - 前記選択部は、前記同相側および直交側粗同期検出手段の各々から共に前記第1の論理が出力されているとき、前記同相側または前記直交側電圧制御発振器からのいずれか一方の前記発振出力を選択する請求項16に記載の受信装置。
- 前記選択部は、前記同相側および直交側粗同期検出手段の一方から前記第1の論理が出力され他方から前記第2の論理が出力されているとき、該第2の論理を出力する側の電圧制御発振器からの前記発振出力を選択する請求項16に記載の受信装置。
- 前記選択手段は、直交復調後の前記同相側の受信信号および前記直交側の受信信号をそれぞれ入力として、各該受信信号の電力を算出し、その電力の大小に応じた選択制御信号を前記選択部へ印加する電力比較部を有する請求項16に記載の受信装置。
- 前記電力比較部は、前記同相側および直交側粗同期検出手段の各々からともに前記第2の論理が出力されているときに、前記同相側または前記直交側電圧制御発振器からの各前記発振出力のうち、前記電力が大きい側の発振出力を前記選択部に選択せしめる請求項19に記載の受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32671999A JP4285861B2 (ja) | 1999-11-17 | 1999-11-17 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32671999A JP4285861B2 (ja) | 1999-11-17 | 1999-11-17 | 受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001144650A JP2001144650A (ja) | 2001-05-25 |
JP4285861B2 true JP4285861B2 (ja) | 2009-06-24 |
Family
ID=18190920
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32671999A Expired - Fee Related JP4285861B2 (ja) | 1999-11-17 | 1999-11-17 | 受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4285861B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5238980B2 (ja) * | 2009-10-28 | 2013-07-17 | 有限会社アール・シー・エス | 瞬時に同期を確立しかつ保持できる同期発振器 |
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1999
- 1999-11-17 JP JP32671999A patent/JP4285861B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001144650A (ja) | 2001-05-25 |
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A621 | Written request for application examination |
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|
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