JP4246914B2 - 双方向のａｃ又はｄｃ電圧制御器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力供給分野に関し、特に、これに限定する意図ではないが、双方向交流又は直流電圧制御器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
主電圧例えば２３０ボルト交流を、ある低電圧交流に降圧する通常の交流可変変圧器（バリアック:variac)は、誘導巻線が接続される交流電圧入力端子、および、該誘導巻線からそれに沿ったワイパブレードが何処に位置するかによって選択した電圧値を取り出す出力端子、を有する。ワイパは通常、実質上円筒形あるいはリング形状に形成された巻線を横切って回転する。ワイパは、それを制御信号に応じて自動駆動して出力電圧を変えるために、サーボモータで駆動されることもある。
【０００３】
しかしながら、通常の可変変圧器は、高重量，大型，ワイパブレードを駆動する時応答が遅く電気ノイズを発生しこれが主電源に帰還しまた出力端子に流れる、等の問題がある。
【０００４】
直流電力系で電圧値を変えかつ制御するコンバータ（Cuk converter）があり、そのようなコンバータが米国特許第４，１８６，４３７号明細書にて説明され、しかもIEEE National Aerospace and Electronics Conference が発行した「双方向ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジー」(Topologies of Bidirectional PWM DC-DC Power Converters)との論文に説明されている。基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)は、図１に示すように、入力および出力チョークインダクタＬ１およびＬ２，エネルギ伝達コンデンサＣ１，出力平滑化コンデンサＣ２，ダイオードＤ１およびスイッチングトランジスタＱ１を備える電気回路である。このコンバータは、動作一周期の間のトランジスタＱ１の導通時間比に対応して、与えられた入力電圧において直流電圧を昇圧又は降圧することができる。この時間比はトランジスタのデューティサイクルとして知られている。
【０００５】
トランジスタＱ１がオフの第１期間では、ダイオードＤ１が順方向バイアスされて、コンデンサＣ１が、インダクタＬ１を通して正方向に充電される。第２期間では、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１はダイオードＤ１の逆方向接続であり、負荷および出力インダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を負電位に充電する。このような回路動作がトランジスタＱ１が再びオフに変わる時に再度繰返される。
【０００６】
出力電圧Ｖoutは、多くのパラメータに依存する。第１に、入力電圧Ｖinは当然のことながらコンバータの出力端子間に現われる電圧値に影響を及ぼす。他のすべてのパラメータが一定に維持され、しかも入力電圧Ｖinが上昇すると、コンバータの直流出力電圧は上昇する。すでに言及したように、トランジスタＱ１の導通デューティサイクル（δ）は、直流出力電圧Ｖoutに影響する他のパラメータである。高デューティサイクル（δ）は出力端子の電圧を高くすることができ、低デューティサイクル（δ）は入力電圧Ｖinより値が小さい出力電圧Ｖoutにすることができる。コンバータの出力に影響する残りの主なパラメータは、コンバータ回路効率（ε）である。
【０００７】
出力信号と入力信号の間の電圧の関係は、次のように表されている：
Ｖout／Ｖin＝δε／（１−δ）。
【０００８】
図２から図４に示す上述のタイプのコンバータは、上述の動作と同様な動作をする。
【０００９】
図２に示すコンバータでは、入力および出力チョークインダクタＬ１およびＬ２は１つの共通コアで結合されている。この態様の改善には明らかに利点、すなわち、コンバータ形状，重量および部品数の低減、があるが、このコンバータの基本的なＤＣ／ＤＣ変換特性は変わらない。更に、チョークインダクタＬ１およびＬ２の磁気結合によってリップル電流値がかなり減少するということが示された。
【００１０】
図３は、出力電圧Ｖoutと入力電圧Ｖinとの間を電気絶縁するために上述のコンバータに絶縁トランスＴＸ１を用い得ることを示す。
【００１１】
図４に示すコンバータは、入力および出力インダクタＬ１およびＬ２を結合し、しかも絶縁トランスＴＸ１を用いたものである。このコンバータは上述の形態による上述の利点を有する。
【００１２】
上述のコンバータは、直流の電圧または電流変換のみが可能であり、しかも、一方向のみの電力供給である。本発明を十分に理解するために、更に、上述のコンバータ（Cuk converters）の更なる可能な拡張(possible extension)を、図５および図６を参照して説明する。
【００１３】
図５に示すコンバータは、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に類似であって、本質的にはＤＣレギュレータであるが、追加の要素、第２トランジスタＱ２および第２ダイオードＤ２、がコンバータの双方向の動作ができるようにしている。
【００１４】
トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給される制御信号が、各トランジスタを相対的に逆位相で、オンおよびオフに交互に切換える。
【００１５】
第１時間区間(interval)の間は、第１トランジスタＱ１がオフで第２トランジスタＱ２がオンであり、第１ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１が、入力インダクタL１を通して正方向に充電される。
【００１６】
第２時間区間の間は、第１トランジスタＱ１がオンで第２トランジスタＱ２がオフであり、エネルギ伝送コンデンサＣ１が第１ダイオードＤ１に並列に接続されてそれを逆バイアスする。これによって、エネルギ伝送コンデンサＣ１は出力負荷およびインダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を逆極性電位に充電する。
【００１７】
上述の回路動作は、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に類似である。しかしながら、図５に示すコンバータは、入力側と出力側とが対称であるので、どちらの方向にも電力を伝送できる。
【００１８】
すでに説明したように、リップルを低減するために入力および出力インダクタＬ１およびＬ２を結合する共通コアを用いることができ、および／又は、電気絶縁する絶縁トランスＴＸ１を用いることができる。図６は、そのような絶縁トランスＴＸ１を、図５に示す回路に加えた回路を示す。
【００１９】
コンバータ（Cuk converter）技術は専ら直流入力を直流出力に変換するのに用いられ、電力の伝送に関しては本質的に単方向であった。従来例のもう１つが米国特許明細書第５，３２１，５９７号明細書にあり、この明細書は、直流電気信号用の電気絶縁装置として主に用いられる複雑なコンバータのような回路(a complex Cuk-like circuit)を開示している。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
本出願は、回生負荷(regenerative load)電流に適合しうるように双方向電力伝送ができる装置を提供する問題（problem）に関する。好ましい面において、本発明は、通常の鉄／銅−交流変圧器に機能が類似するが固体電気制御により重量，寸法およびコストを低減ししかも動作が従来のものよりも改善された交流（ＡＣ）又は直流（ＤＣ）電圧制御器又は変換器を提供する。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
電圧制御を用いて、ＡＣ入力を電圧変換し、又は、いずれの極性のＤＣ入力でも電圧変換する、ＡＣ電圧制御およびＤＣ電圧制御のいずれも可能なＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって：
１対の入力端子 (AC1,AC2)の端子間にコンデンサ(C2a)を接続し、該コンデンサ(C2a)に並列に、第１インダクタ(L1)と第１スイッチング回路 (S1)との直列回路を接続した、入力回路；
１対の出力端子 (AC3,AC4) の端子間にコンデンサ(C2b)を接続し、該コンデンサ(C2b)に並列に、第２インダクタ(L2)と第２スイッチング回路 (S2)との直列回路を接続した、出力回路；および、
前記入力回路と出力回路を容量結合する少なくとも１個のコンデンサ (C1,C1a,C1b) ；を備え、
前記第１スイッチング回路 (S1) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q1;Q2)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q1,D2;Q2,D1)を有し；
前記第２スイッチング回路 (S2) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q3;Q4)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q3,D4;Q2,D3)を有し；
コントローラが、前記２つのスイッチング回路 (S1,S2) の、合計４分岐の可制御スイッチング手段 (Q1,Q2,Q3,Q4) の、前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)を高周波数で開，閉することによって、閉のとき第１スイッチング回路(S1)に電流を流し、しかも前記出力回路の逆方向のスイッチング手段(Q4 又は Q3)を前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)の高周波スイッチングとは逆のスイッチング状態となるように高周波数で閉，開する；
ＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
【００２２】
【発明の実施の形態】
好ましい態様では、絶縁トランスを、一対のエネルギ伝送コンデンサと共に前記入力および出力回路の間に介挿して、それらの回路間を磁気結合および容量結合することができる。あるいは、単一のエネルギ伝送コンデンサのみで、入力回路と出力回路とを容量結合することもできる。
【００２３】
入力回路を出力回路に結合するために変圧器を用いる場合には、与えられる入力電圧で所要の出力電圧を発生するように巻線比を選択してもよい。
【００２４】
本発明の別の実施例では、入力回路のインダクタが、出力回路のインダクタに磁気的に結合される。
【００２５】
各スイッチング手段は、トランジスタとダイオードの順方向直列接続を実質上含むのが好ましい。
【００２６】
コントローラが、入力電圧の極性を監視して、閉にするときには、スイッチング手段のどちらでスイッチング回路に電流を流すかを設定するのが好ましい。
【００２７】
高周波数で動作する入力回路および出力回路のトランジスタのデューティサイクルを変えて出力電圧範囲内で実出力電圧を変更できるのが好ましい。
【００２８】
高周波数で駆動されないトランジスタは、閉に保持するのが好ましい。
【００２９】
【実施例１】
図７を参照すると、本発明による双方向ＡＣまたはＤＣ電圧制御器／変圧器は、入力回路とそれと対称な出力回路とを備える。該制御器／変圧器は入力および出力端子に関して十分に対称であるので、電力はどちらの方向にも流れることができ、該制御器／変圧器に双方向特性を与えている。したがって、入力および出力端子は入れ変えできる。この制御器／変圧器を、ＡＣ入力に関して最初に説明する。
【００３０】
２回路が対称であるので、それらの一方の要素(components)の組体を説明するだけでよい。これはこの制御器／変圧器の構成を十分に理解するのに十分である。
【００３１】
入力回路は２端子ＡＣ１およびＡＣ２を有し、それらの間にコンデンサＣ２ａが接続され、このコンデンサＣ２ａに並列にチョークインダクタＬ１が接続され、このインダクタＬ１はエネルギ伝送コンデンサＣ１ａに直列に接続され、このコンデンサＣ１ａは絶縁トランスＴＸ１の巻線に接続され、該トランスＴＸ１は入力および出力回路を磁気的に結合する。２個のダイオードＤ１およびＤ２ならびに２個のトランジスタＱ１およびＱ２を有するスイッチング回路Ｓ１が、インダクタＬ１／コンデンサＣ１ａ間接続点と、変圧器巻線／端子ＡＣ２間接続点との間に接続されている。
【００３２】
第１に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と同相である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１およびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ４がオンである。この区間の間、ダイオードＤ４が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ１がオフに切換りトランジスタＱ４がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３３】
第２に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と位相ずれである時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１およびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ４がオフ、トランジスタＱ１がオンである。この区間の間、ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して電流を流出させ、入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ４がオフに切換りトランジスタＱ１がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３４】
第３に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と同相である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２およびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ２がオフ、トランジスタＱ３がオンである。この区間の間、ダイオードＤ３が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ２がオフに切換りトランジスタＱ３がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３５】
第４に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と位相ずれである時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２およびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ２がオンである。この区間の間、ダイオードＤ２が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ２を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して電流を送り出して入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ３がオフに切換りトランジスタＱ２がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３６】
出力端子ＡＣ３およびＡＣ４の間に現われる出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinと、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサイクルに依存する。したがって、仮に入力電圧の振幅Ｖinが正弦波であると、出力電圧Ｖoutは、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサイクルおよび絶縁トランスＴＸ１の巻線比に対応して、入力電圧に比例して変化する。
【００３７】
対のトランジスタが上述のようにスイッチされると、ＡＣ電圧を制御信号のデューティサイクルとトランスＴＸ１の巻線比に比例した電圧に変圧することが可能である。加えて、対のトランジスタを交互に制御する高周波制御信号源を精密に作ることにより、調波歪(harmonic distortion)の矯正，調波の合成(synthesis of harmonics)および／または回路内電圧降下，主電源電圧の動揺および負荷変動を補償する高速制御器制御ができる。
【００３８】
上述の説明から、全く同一の回路とコントローラが、ＤＣ入力から規制したＤＣ出力(regulated DC output)を生成するということが、容易に理解されよう。ＡＣ電源に用いようがＤＣ電源に用いようが、電力は、コンバータの中をどちらの方向にも流れることができる。
【００３９】
図７において、各スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の２分岐は、一対の直列接続されたトランジスタとダイオード、例えばそれらのトランジスタ−ダイオード接続点で接続された、Ｑ１−Ｄ２およびＱ２−Ｄ１、として示した。この組合せ(topography)は、Ｑ１とＤ１およびＱ２とＤ２のＩＣ副組体(integrated circuit sub-assemblies)の使用を可能にする。機能上は、しかしながら、図７のトランジスタ−ダイオード単方向スイッチング手段は、各スイッチング回路に２つのディスクリート分岐を示す図８に示すものと全く同一である。
【００４０】
【実施例２】
図８においては、入力回路と出力回路が、図７のコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂおよび絶縁トランスＴＸ１によってではなく、両回路の、インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）／スイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）間の接続点の間に介挿されたコンデンサＣ１によって結合され；しかも両回路のスイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）／端子（Ａｃ２；ＡＣ４）間の接続点で直接に接続されている。
【００４１】
図８に示す回路は、図７の回路では絶縁トランスＴＸ１の巻線比の選択で実現できる昇圧／降圧機能を持たないが、デューティサイクルの制御で昇圧又は降圧をすることができ、しかも双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御を、図７を参照した、絶縁トランスＴＸ１以外の説明のように、行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)の回路図である。
【図２】 図１に示すコンバータの１つの拡張態様、入力および出力チョークインダクタを磁気的に結合した態様、を示す。
【図３】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)のもう１つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
【図４】 図２および図３に示す回路の一結合態様を示す。
【図５】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に対する１つの変形態様、双方向に電力を流すことができる態様、を示す。
【図６】 図５のコンバータの１つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
【図７】 本発明の第１実施例のＡＣ又はＤＣ電圧制御器の、入力および出力回路を絶縁トランスで結合した態様、を示す。
【図８】 本発明の第２実施例のＡＣ又はＤＣ電圧制御器の、スイッチング回路の形態を少し異にしたもの、入力および出力回路を１つのコンデンサで直接に結合した態様、を示す。
【符号の説明】
Ｌ１，Ｌ２：チョークインダクタ Ｑ１〜Ｑ４：トランジスタ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード ＴＸ１：絶縁トランス
ＡＣ１〜ＡＣ４：端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力供給分野に関し、特に、これに限定する意図ではないが、双方向交流又は直流電圧制御器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
主電圧例えば２３０ボルト交流を、ある低電圧交流に降圧する通常の交流可変変圧器（バリアック:variac)は、誘導巻線が接続される交流電圧入力端子、および、該誘導巻線からそれに沿ったワイパブレードが何処に位置するかによって選択した電圧値を取り出す出力端子、を有する。ワイパは通常、実質上円筒形あるいはリング形状に形成された巻線を横切って回転する。ワイパは、それを制御信号に応じて自動駆動して出力電圧を変えるために、サーボモータで駆動されることもある。
【０００３】
しかしながら、通常の可変変圧器は、高重量，大型，ワイパブレードを駆動する時応答が遅く電気ノイズを発生しこれが主電源に帰還しまた出力端子に流れる、等の問題がある。
【０００４】
直流電力系で電圧値を変えかつ制御するコンバータ（Cuk converter）があり、そのようなコンバータが米国特許第４，１８６，４３７号明細書にて説明され、しかもIEEE National Aerospace and Electronics Conference が発行した「双方向ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジー」(Topologies of Bidirectional PWM DC-DC Power Converters)との論文に説明されている。基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)は、図１に示すように、入力および出力チョークインダクタＬ１およびＬ２，エネルギ伝達コンデンサＣ１，出力平滑化コンデンサＣ２，ダイオードＤ１およびスイッチングトランジスタＱ１を備える電気回路である。このコンバータは、動作一周期の間のトランジスタＱ１の導通時間比に対応して、与えられた入力電圧において直流電圧を昇圧又は降圧することができる。この時間比はトランジスタのデューティサイクルとして知られている。
【０００５】
トランジスタＱ１がオフの第１期間では、ダイオードＤ１が順方向バイアスされて、コンデンサＣ１が、インダクタＬ１を通して正方向に充電される。第２期間では、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１はダイオードＤ１の逆方向接続であり、負荷および出力インダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を負電位に充電する。このような回路動作がトランジスタＱ１が再びオフに変わる時に再度繰返される。
【０００６】
出力電圧Ｖoutは、多くのパラメータに依存する。第１に、入力電圧Ｖinは当然のことながらコンバータの出力端子間に現われる電圧値に影響を及ぼす。他のすべてのパラメータが一定に維持され、しかも入力電圧Ｖinが上昇すると、コンバータの直流出力電圧は上昇する。すでに言及したように、トランジスタＱ１の導通デューティサイクル（δ）は、直流出力電圧Ｖoutに影響する他のパラメータである。高デューティサイクル（δ）は出力端子の電圧を高くすることができ、低デューティサイクル（δ）は入力電圧Ｖinより値が小さい出力電圧Ｖoutにすることができる。コンバータの出力に影響する残りの主なパラメータは、コンバータ回路効率（ε）である。
【０００７】
出力信号と入力信号の間の電圧の関係は、次のように表されている：
Ｖout／Ｖin＝δε／（１−δ）。
【０００８】
図２から図４に示す上述のタイプのコンバータは、上述の動作と同様な動作をする。
【０００９】
図２に示すコンバータでは、入力および出力チョークインダクタＬ１およびＬ２は１つの共通コアで結合されている。この態様の改善には明らかに利点、すなわち、コンバータ形状，重量および部品数の低減、があるが、このコンバータの基本的なＤＣ／ＤＣ変換特性は変わらない。更に、チョークインダクタＬ１およびＬ２の磁気結合によってリップル電流値がかなり減少するということが示された。
【００１０】
図３は、出力電圧Ｖoutと入力電圧Ｖinとの間を電気絶縁するために上述のコンバータに絶縁トランスＴＸ１を用い得ることを示す。
【００１１】
図４に示すコンバータは、入力および出力インダクタＬ１およびＬ２を結合し、しかも絶縁トランスＴＸ１を用いたものである。このコンバータは上述の形態による上述の利点を有する。
【００１２】
上述のコンバータは、直流の電圧または電流変換のみが可能であり、しかも、一方向のみの電力供給である。本発明を十分に理解するために、更に、上述のコンバータ（Cuk converters）の更なる可能な拡張(possible extension)を、図５および図６を参照して説明する。
【００１３】
図５に示すコンバータは、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に類似であって、本質的にはＤＣレギュレータであるが、追加の要素、第２トランジスタＱ２および第２ダイオードＤ２、がコンバータの双方向の動作ができるようにしている。
【００１４】
トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給される制御信号が、各トランジスタを相対的に逆位相で、オンおよびオフに交互に切換える。
【００１５】
第１時間区間(interval)の間は、第１トランジスタＱ１がオフで第２トランジスタＱ２がオンであり、第１ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１が、入力インダクタL１を通して正方向に充電される。
【００１６】
第２時間区間の間は、第１トランジスタＱ１がオンで第２トランジスタＱ２がオフであり、エネルギ伝送コンデンサＣ１が第１ダイオードＤ１に並列に接続されてそれを逆バイアスする。これによって、エネルギ伝送コンデンサＣ１は出力負荷およびインダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を逆極性電位に充電する。
【００１７】
上述の回路動作は、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に類似である。しかしながら、図５に示すコンバータは、入力側と出力側とが対称であるので、どちらの方向にも電力を伝送できる。
【００１８】
すでに説明したように、リップルを低減するために入力および出力インダクタＬ１およびＬ２を結合する共通コアを用いることができ、および／又は、電気絶縁する絶縁トランスＴＸ１を用いることができる。図６は、そのような絶縁トランスＴＸ１を、図５に示す回路に加えた回路を示す。
【００１９】
コンバータ（Cuk converter）技術は専ら直流入力を直流出力に変換するのに用いられ、電力の伝送に関しては本質的に単方向であった。従来例のもう１つが米国特許明細書第５，３２１，５９７号明細書にあり、この明細書は、直流電気信号用の電気絶縁装置として主に用いられる複雑なコンバータのような回路(a complex Cuk-like circuit)を開示している。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
本出願は、回生負荷(regenerative load)電流に適合しうるように双方向電力伝送ができる装置を提供する問題（problem）に関する。好ましい面において、本発明は、通常の鉄／銅−交流変圧器に機能が類似するが固体電気制御により重量，寸法およびコストを低減ししかも動作が従来のものよりも改善された交流（ＡＣ）又は直流（ＤＣ）電圧制御器又は変換器を提供する。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
電圧制御を用いて、ＡＣ入力を電圧変換し、又は、いずれの極性のＤＣ入力でも電圧変換する、ＡＣ電圧制御およびＤＣ電圧制御のいずれも可能なＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって：
１対の入力端子 (AC1,AC2)の端子間にコンデンサ(C2a)を接続し、該コンデンサ(C2a)に並列に、第１インダクタ(L1)と第１スイッチング回路 (S1)との直列回路を接続した、入力回路；
１対の出力端子 (AC3,AC4) の端子間にコンデンサ(C2b)を接続し、該コンデンサ(C2b)に並列に、第２インダクタ(L2)と第２スイッチング回路 (S2)との直列回路を接続した、出力回路；および、
前記入力回路と出力回路を容量結合する少なくとも１個のコンデンサ (C1,C1a,C1b) ；を備え、
前記第１スイッチング回路 (S1) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q1;Q2)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q1,D2;Q2,D1)を有し；
前記第２スイッチング回路 (S2) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q3;Q4)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q3,D4;Q2,D3)を有し；
コントローラが、前記２つのスイッチング回路 (S1,S2) の、合計４分岐の可制御スイッチング手段 (Q1,Q2,Q3,Q4) の、前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)を高周波数で開，閉することによって、閉のとき第１スイッチング回路(S1)に電流を流し、しかも前記出力回路の逆方向のスイッチング手段(Q4 又は Q3)を前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)の高周波スイッチングとは逆のスイッチング状態となるように高周波数で閉，開する；
ＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
【００２２】
【発明の実施の形態】
好ましい態様では、絶縁トランスを、一対のエネルギ伝送コンデンサと共に前記入力および出力回路の間に介挿して、それらの回路間を磁気結合および容量結合することができる。あるいは、単一のエネルギ伝送コンデンサのみで、入力回路と出力回路とを容量結合することもできる。
【００２３】
入力回路を出力回路に結合するために変圧器を用いる場合には、与えられる入力電圧で所要の出力電圧を発生するように巻線比を選択してもよい。
【００２４】
本発明の別の実施例では、入力回路のインダクタが、出力回路のインダクタに磁気的に結合される。
【００２５】
各スイッチング手段は、トランジスタとダイオードの順方向直列接続を実質上含むのが好ましい。
【００２６】
コントローラが、入力電圧の極性を監視して、閉にするときには、スイッチング手段のどちらでスイッチング回路に電流を流すかを設定するのが好ましい。
【００２７】
高周波数で動作する入力回路および出力回路のトランジスタのデューティサイクルを変えて出力電圧範囲内で実出力電圧を変更できるのが好ましい。
【００２８】
高周波数で駆動されないトランジスタは、閉に保持するのが好ましい。
【００２９】
【実施例１】
図７を参照すると、本発明による双方向ＡＣまたはＤＣ電圧制御器／変圧器は、入力回路とそれと対称な出力回路とを備える。該制御器／変圧器は入力および出力端子に関して十分に対称であるので、電力はどちらの方向にも流れることができ、該制御器／変圧器に双方向特性を与えている。したがって、入力および出力端子は入れ変えできる。この制御器／変圧器を、ＡＣ入力に関して最初に説明する。
【００３０】
２回路が対称であるので、それらの一方の要素(components)の組体を説明するだけでよい。これはこの制御器／変圧器の構成を十分に理解するのに十分である。
【００３１】
入力回路は２端子ＡＣ１およびＡＣ２を有し、それらの間にコンデンサＣ２ａが接続され、このコンデンサＣ２ａに並列にチョークインダクタＬ１が接続され、このインダクタＬ１はエネルギ伝送コンデンサＣ１ａに直列に接続され、このコンデンサＣ１ａは絶縁トランスＴＸ１の巻線に接続され、該トランスＴＸ１は入力および出力回路を磁気的に結合する。２個のダイオードＤ１およびＤ２ならびに２個のトランジスタＱ１およびＱ２を有するスイッチング回路Ｓ１が、インダクタＬ１／コンデンサＣ１ａ間接続点と、変圧器巻線／端子ＡＣ２間接続点との間に接続されている。
【００３２】
第１に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と同相である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１およびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ４がオンである。この区間の間、ダイオードＤ４が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ１がオフに切換りトランジスタＱ４がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３３】
第２に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と位相ずれである時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１およびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ４がオフ、トランジスタＱ１がオンである。この区間の間、ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して電流を流出させ、入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ４がオフに切換りトランジスタＱ１がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３４】
第３に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と同相である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２およびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ２がオフ、トランジスタＱ３がオンである。この区間の間、ダイオードＤ３が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ２がオフに切換りトランジスタＱ３がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３５】
第４に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と位相ずれである時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２およびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ２がオンである。この区間の間、ダイオードＤ２が順方向バイアスされてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ２を通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して電流を送り出して入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ３がオフに切換りトランジスタＱ２がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３６】
出力端子ＡＣ３およびＡＣ４の間に現われる出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinと、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサイクルに依存する。したがって、仮に入力電圧の振幅Ｖinが正弦波であると、出力電圧Ｖoutは、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサイクルおよび絶縁トランスＴＸ１の巻線比に対応して、入力電圧に比例して変化する。
【００３７】
対のトランジスタが上述のようにスイッチされると、ＡＣ電圧を制御信号のデューティサイクルとトランスＴＸ１の巻線比に比例した電圧に変圧することが可能である。加えて、対のトランジスタを交互に制御する高周波制御信号源を精密に作ることにより、調波歪(harmonic distortion)の矯正，調波の合成(synthesis of harmonics)および／または回路内電圧降下，主電源電圧の動揺および負荷変動を補償する高速制御器制御ができる。
【００３８】
上述の説明から、全く同一の回路とコントローラが、ＤＣ入力から規制したＤＣ出力(regulated DC output)を生成するということが、容易に理解されよう。ＡＣ電源に用いようがＤＣ電源に用いようが、電力は、コンバータの中をどちらの方向にも流れることができる。
【００３９】
図７において、各スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の２分岐は、一対の直列接続されたトランジスタとダイオード、例えばそれらのトランジスタ−ダイオード接続点で接続された、Ｑ１−Ｄ２およびＱ２−Ｄ１、として示した。この組合せ(topography)は、Ｑ１とＤ１およびＱ２とＤ２のＩＣ副組体(integrated circuit sub-assemblies)の使用を可能にする。機能上は、しかしながら、図７のトランジスタ−ダイオード単方向スイッチング手段は、各スイッチング回路に２つのディスクリート分岐を示す図８に示すものと全く同一である。
【００４０】
【実施例２】
図８においては、入力回路と出力回路が、図７のコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂおよび絶縁トランスＴＸ１によってではなく、両回路の、インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）／スイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）間の接続点の間に介挿されたコンデンサＣ１によって結合され；しかも両回路のスイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）／端子（Ａｃ２；ＡＣ４）間の接続点で直接に接続されている。
【００４１】
図８に示す回路は、図７の回路では絶縁トランスＴＸ１の巻線比の選択で実現できる昇圧／降圧機能を持たないが、デューティサイクルの制御で昇圧又は降圧をすることができ、しかも双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御を、図７を参照した、絶縁トランスＴＸ１以外の説明のように、行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)の回路図である。
【図２】 図１に示すコンバータの１つの拡張態様、入力および出力チョークインダクタを磁気的に結合した態様、を示す。
【図３】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)のもう１つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
【図４】 図２および図３に示す回路の一結合態様を示す。
【図５】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に対する１つの変形態様、双方向に電力を流すことができる態様、を示す。
【図６】 図５のコンバータの１つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
【図７】 本発明の第１実施例のＡＣ又はＤＣ電圧制御器の、入力および出力回路を絶縁トランスで結合した態様、を示す。
【図８】 本発明の第２実施例のＡＣ又はＤＣ電圧制御器の、スイッチング回路の形態を少し異にしたもの、入力および出力回路を１つのコンデンサで直接に結合した態様、を示す。
【符号の説明】
Ｌ１，Ｌ２：チョークインダクタ Ｑ１〜Ｑ４：トランジスタ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード ＴＸ１：絶縁トランス
ＡＣ１〜ＡＣ４：端子
Claims (9)
- 電圧制御を用いて、ＡＣ入力を電圧変換し、又は、いずれの極性のＤＣ入力でも電圧変換する、ＡＣ電圧制御およびＤＣ電圧制御のいずれも可能なＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって：
１対の入力端子 (AC1,AC2)の端子間にコンデンサ(C2a)を接続し、該コンデンサ(C2a)に並列に、第１インダクタ(L1)と第１スイッチング回路 (S1)との直列回路を接続した、入力回路；
１対の出力端子 (AC3,AC4) の端子間にコンデンサ(C2b)を接続し、該コンデンサ(C2b)に並列に、第２インダクタ(L2)と第２スイッチング回路 (S2)との直列回路を接続した、出力回路；および、
前記入力回路と出力回路を容量結合する少なくとも１個のコンデンサ (C1,C1a,C1b) ；を備え、
前記第１スイッチング回路 (S1) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q1;Q2)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q1,D2;Q2,D1)を有し；
前記第２スイッチング回路 (S2) は、それぞれに可制御スイッチング手段(Q3;Q4)がありそれぞれが単方向のみに電流を流すことができる逆並列の２分岐(Q3,D4;Q2,D3)を有し；
コントローラが、前記２つのスイッチング回路 (S1,S2) の、合計４分岐の可制御スイッチング手段 (Q1,Q2,Q3,Q4) の、前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)を高周波数で開，閉することによって、閉のとき第１スイッチング回路(S1)に電流を流し、しかも前記出力回路の逆方向のスイッチング手段(Q4 又は Q3)を前記入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)の高周波スイッチングとは逆のスイッチング状態となるように高周波数で閉，開する；
ＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 前記コントローラは、前記入力端子 (AC1,AC2) の入力電圧の極性を監視して、極性に対応して、前記入力回路のいずれのスイッチング手段 (Q1 又は Q2) を、第１スイッチング回路 (S1) に電流を流すために閉にするかを設定する、請求項１記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 高周波数で駆動される、入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)および出力回路のスイッチング手段(Q4又はQ3)のデューティサイクルは、実際の出力電圧を出力電圧範囲内で変えるように、変更できる、請求項１又は２記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 前記入力回路のスイッチング手段(Q1;Q2)の、閉に設定されなかったスイッチング手段 (Q2) 、ならびに、前記出力回路の、前記閉に設定されたスイッチング手段 (Q1) とは逆のスイッチング状態となるように閉，開されるスイッチング手段 (Q4) ではない方のスイッチング手段 (Q3) は、閉に保持される、請求項２に記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 各スイッチング回路 (S1;S2) の各分岐 (Q1,D2;Q2,D1;Q3,D4;Q4,D3)は、トランジスタ(Q1,Q2;Q3,Q4)とそれに順方向接続されたダイオードとの直列回路を含む、請求項１乃至４のいずれか１つに記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 前記入力回路と出力回路の容量結合が、
ａ）両回路の、インダクタ(L1;L2)／スイッチング回路(S1;S2)間接続点、の間に接続されたコンデンサ(C1)；および、
ｂ）両回路の、スイッチング回路(S1;S2)／端子(AC2;AC4)間接続点、どうしの接続；
によってなされた、
請求項１乃至５のいずれか１つに記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 前記入力回路と出力回路の容量結合が、各回路のスイッチング回路(S1;S2)に並列に接続された、コンデンサ(C1a;C1b)と絶縁トランス(TX1)の巻線との直列回路を含み、前記入力回路と出力回路のそれぞれは絶縁トランス(TX1)の異なった巻線に接続され、
各直列回路のコンデンサ(C1a;C1b)端子はインダクタ(L1;L2)／スイッチング回路(S1;S2)間接続点に接続され、各直列回路の巻線端子はスイッチング回路(S1;S2)／端子(AC2;AC4)間接続点に接続された、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 前記トランス(TX1)の巻線比は、所定の入力電圧に対して所要の出力電圧を発生するように設定された、請求項７記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 入力回路のインダクタ(L1)は、出力回路のインダクタ(L2)に磁気的に結合した、請求項１乃至８のいずれか１つに記載のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
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