KR100588233B1 - 양방향 직류/교류 전압 레귤레이터 - Google Patents

양방향 직류/교류 전압 레귤레이터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 콘트롤러, 입력 회로, 그리고 출력 회로를 가지는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터를 제공한다. 상기 입력 회로와 출력 회로는 서로 대칭으로 연결되고, 각각의 회로는 두 개의 단자(AC1, AC2; AC3, AC4)로 이루어지며, 두 단자 사이에 커패시터(C2a; C2b)가 연결된다. 커패시터(C2a; C2b)와 병렬로, 콘트롤러에 의해 제어되는 스위칭 네트워크(S1; S2)와 인덕터(L1; L2)가 직렬 연결된다. 각각의 스위칭 네트워크(S1; S2)는 병렬이 아닌 두 개의 브랜치를 가지고, 각각의 브랜치는 단방향으로만 전류를 흐르게하며, 스위칭 수단으로 이루어진다. 각각의 스위칭 네트워크의 양 브랜치가 스위칭 수단을 포함하기 때문에, 장치는 양방향 전력 흐름을 가능하게 하는 커패서티를 보유하는 교류/직류 레귤레이터/변압기로 만들어질 수 있다.

Description

양방향 직류/교류 전압 레귤레이터{BI-DIRECTIONAL AC OR DC VOLTAGE REGULATOR}
본 발명은 전원의 전기장에 관한 것이고, 특히 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터에 관한 것이다.
주전압(교류 230V)을 감소된 교류 전압으로 강하시키는 기존의 AC 가변 변압기는 와이퍼 블레이드가 권선을 따라 위치함에 따라 교류 전압 입력 단자와 교류 출력 단자로 이루어지고, 이 교류 전압 입력 단자 사이에 유도 권선이 연결되며, 상기 선택가능한 전압에서 권선으로부터 전력을 끌어낸다. 와이퍼는 고리형이나 원통형으로 형성되는 권선 사이에서 회전하는 회전 와이퍼이다. 와이퍼를 자동 구동하기 위하여 와이퍼는 서보 모터에 의해 구동될 수 있어서, 제어 신호에 따라 출력 전압을 변화시킬 수 있다.
그러나, 기존 교류 가변 변압기는 무겁고 덩치가 크며 와이퍼 블레이드 움직임에 대해 저조한 반응 시간을 보인다. 또한, 주전원 상에서 출력 단자로 피드백될 때 잡음을 생성한다.
변압 및 전압 조절을 위해 DC 전원 시스템에서 사용되는 장치는 쿡(Cuk) 변환기이다. 이러한 장치는 1993년의 National Aerospace and Electronics Conference로부터의 "Topologies of Bidirectional PWM DC-DC Power Converters" 논문과 미국 특허 4,186,437 호에 설명되어 있다. 도 1에 도시되는 바와 같이 쿡 변환기 기조 구조는 입력 및 출력 초크 인덕턴스 L1, L2, 에너지 전송 커패시터 C1, 출력 완화 커패시터 C2, 다이오드 D1, 그리고 스위칭 트랜지스터 Q1을 포함하는 회로로 이루어진다.
작동 구간 중 트랜지스터 Q1이 전도하는 시간의 전파에 따라, 이 배열은 주어진 입력 전압에 대해 DC 출력 전압이 상승되거나 강하되게 할 수 있다. 이 비는 트랜지스터의 듀티 사이클로 알려져 있다.
트랜지스터 Q1이 오프상태일 때의 제 1 시간 구간에서, 다이오드 D1은 순방향으로 바이어스되고, 커패시터 C1은 인덕터 L1을 통해 양의 방향으로 충전된다. 제 2 시간 구간에서, 트랜지스터 Q1은 온 상태로 되고, 커패시터 C1은 다이오드 D1 사이에 연결되어 바이어스를 역전시킨다. 그러므로, 커패시터 C1은 부하와 출력 인덕턴스 L2를 통해 방전되고, 출력 커패시터 C2를 음전위로 충전시킨다. 트랜지스터 Q1이 다시 오프 상태로 될 때 회로 작동이 반복된다.
DC 출력 전압 Vout은 다수의 매개변수에 따라 좌우된다. 먼저, 입력 전압 Vin은 변환기 출력 단자 사이의 전압에 영향을 미친다. 모든 다른 매개변수가 일정하게 유지되고 입력 전압 Vin만 증가할 경우, 변환기의 DC 출력 전압은 또한 증가할 것이다. 앞서 논의한 바와 같이, 트랜지스터 Q1의 전도의 듀티 사이클(δ)은 DC 출력 전압 Vout에 영향을 미치는 또다른 매개변수이다. 높은 듀티 사이클(δ)은 출력 단자에서 상승된 전압을 보여주고, 낮은 듀티 사이클(δ)은 입력 전압(δ)보다 작은 출력 전압 Vout을 생성할 것이다. 변환기 성능을 제어하는 잔여 중요 매개변수는 변환기 회로 효율(ε)이다.
입력 신호와 출력 신호간 전압 관계는 다음과 같이 나타난다.
Vout/Vin = δε/(1-δ)
도 2-4에 도시되는 변환기의 추가 확장은 앞서 언급한 것과 유사한 작동을 가진다.
도 2는 공통핵에 의해 입/출력 초크 인덕터 L1, L2가 연결되는 쿡 변환기를 도시한다. 변환기의 기본적인 DC-DC 변환 성질은 그대로 유지하면서 변환기 크기, 중량, 그리고 부품수를 감소시키는 것과 같이 변환기를 이러한 방식으로 발전시키는 여러 장점이 있다. 또한, 초크 인덕턴스 L1, L2의 자기적 연결에 의해 리플 전류 크기에 주목할만한 감소가 이루어진다는 사실을 알 수 있다.
도 3은 출력 및 입력 전압 Vout과 Vin 사이에 갈바닉 고립을 제공하기 위해 쿡 변환기에 고립 변압기 TX1이 삽입되는 방법을 도시한다. 변압기 TX1이 두 에너지 전송 커패시터 C1a, C1b에 의해 고립될 경우, 어떤 DC 변압기 핵 자기화도 일어날 수 없다.
도 4에 도시되는 쿡 변환기는 입/출력 인덕턴스 L1, L2와 고립 변압기 TX1의 연결을 가진다. 이 변환기는 기존 작동 방식은 그대로 유지하면서 앞서 기술된 특징과 같은 장점을 가진다.
지금까지 기술된 쿡 변환기는 DC 전압/전류 변환만을 허용하고, 한방향으로만 전력을 이동시킨다. 발명을 완전히 이해하기 위해서, 쿡 변환기의 추가적으로 가능한 확장이 아래에 기술되고, 이는 도 5와 6을 참고로 한다.
도 5에 도시되는 변환기가 쿡 변환기 기본 구조와 유사하고 본질적으로는 DC 레귤레이터이지만, 추가적 부품, 제 2 트랜지스터 Q2, 그리고 제 2 다이오드 D2는 변환기의 양방향 작동을 허용한다. 트랜지스터 베이스에 공급되는 제어 신호는 트랜지스터 각각을 서로 반대상(anti-phase)으로 온/오프 스위칭한다.
제 1 트랜지스터 Q1이 오프 상태이고 제 2 트랜지스터 Q2가 온 상태인 제 1 시간 구간에서, 제 1 다이오드 D1은 순방향으로 바이어스되고, 에너지 전송 커패시터 C1은 입력 인덕터 L1을 통해 양의 방향으로 충전된다.
제 1 트랜지스터 Q1이 온 상태이고 제 2 트랜지스터 Q2가 오프 상태인 제 2 시간 구간에서, 에너지 전송 커패시터 C1은 제 1 다이오드 D1 사이에 연결되어, 바이어스를 역전시킨다. 그러므로, 에너지 전송 커패시터 C1은 출력 부하와 인덕턴스 L2를 통해 방전되고, 이 과정에서 출력 커패시턴스 C2b를 음전위로 충전시킨다.
앞서 기술된 회로 작동은 쿡 변환기 기본 구조와 유사하다. 그러나, 도 5의 변환기는 입/출력 면에서 대칭이고, 그러므로 양방향으로 전력을 이동시킬 수 있다.
앞서 기술한 바와 같이, 갈바닉 고립을 제공하기 위해 고립 변압기 TX1이나, 리플 감소를 위해 입출력 초크 인덕턴스 L1, L2를 연결하는 공통핵으로 만들어져 이용될 수 있다. 도 6은 도 5의 회로에 고립 변압기 TX1 등이 추가되어 도시된다.
쿡 변환기 기술은 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 독점적으로 사용되었고, 전력 흐름 방면에서 일방성을 가진다. 기존 분야의 추가적인 예는 미국 특허 5,321,537 호에 제시되고, 상기 공개 내용은 직류 전기 신호에 대해 갈바닉 고립 장치로 사용되는 복합 쿡-형 회로이다.
본 출원은 재생성 부하 전류를 수용할 수 있도록 양방향 전력 흐름을 가능하게 하는 장치를 제공하는 문제를 제기한다. 선호되는 태양에서, 발명은 교류/직류 전압 레귤레이터/변환기를 제공하고, 이 레귤레이터/변환기는 기존 철/구리 교류 변압기와 기능적으로 유사하지만, 기존 수단에 비해 양호한 성능을 가지면서 중량, 크기, 비용을 절감시키는 고체 상태 제어의 이점을 가진다.
발명의 제 1 태양에 따라, 콘트롤러, 입력 회로, 그리고 출력 회로를 가지는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터가 제공된다. 상기 입/출력 회로는 서로 대칭으로 서로에 충전적 연결되고, 이때 각각의 회로는 두 개의 단자로 이루어지고, 두 개의 단자 사이에 커패시터가 연결되며, 커패시터와 병렬로 콘트롤러에 의해 제어되는 스위칭 네트워크와 인덕터의 직렬 연결이 이루어진다.
이때 각각의 스위칭 네트워크는 병렬식이 아닌 두 개의 브랜치를 가지고, 각각의 브랜치는 단방향으로만 전류를 흐르게하는 스위칭 수단을 포함한다.
이때, 콘트롤러는 폐회로 구성시 스위칭 네트워크로 전류를 흐르게하는 입력 회로의 스위칭 수단을 고주파에서 작동시키고, 동시에, 출력 회로의 반대로 정렬된 스위칭 수단을 작동시켜서, 입력 회로의 고주파 작동 스위칭 수단에 대해 반대의 스위칭 상태에 놓이게 한다.
한쌍의 에너지 전송 커패시터와 연계된 고립 변압기는 입력 회로 및 출력 회로 사이에 삽입되어, 자기적/충전적으로 연결된다(선호됨). 또한, 입력 회로 및 출력 회로는 단일 에너지 전송 커패시터를 사용하여 충전적으로만 연결될 수도 있다.
출력 회로에 입력 회로를 연결하기 위해 변압기가 사용될 때, 주어진 입력 전압에 대해 필요한 출력 전압 범위를 구축할 수 있도록 감김 수가 선택될 수 있다.
본 발명의 추가적인 실시예에서, 입력 회로의 인덕터는 출력 회로의 인덕터에 자기적으로 연결된다.
각각의 스위칭 수단은 정렬 다이오드와 트랜지스터의 직렬 연결을 포함한다(선호됨).
콘트롤러는 스위칭 네트워크를 통해 어떤 스위칭 수단이 전류를 흐르도록 하는 지를 구축하기 위해 입력 전압의 극성을 감시한다(선호됨).
삭제
출력 전압 범위 내에서 실제 출력 전압을 변화시키기 위해 고주파에서 작동하는 입력 및 출력 회로의 트랜지스터 듀티 사이클이 변화할 수 있다(선호됨).
고주파에서 작동하지 않는 트랜지스터들은 폐회로 상태로 유지된다.
도 1의 쿡 변환기 기본 구조의 네트워크 도면.
도 2는 입력 및 출력 초크 인덕턴스가 자기적으로 연결되는 특징을 가지는 도 1에 도시되는 변환기의 확장 도면.
도 3은 고립 변압기가 입력 단자 및 출력 단자간에 삽입되는 특징을 가지는 쿡변환기 기본 구조의 추가 확장 도면.
도 4는 도 2와 3에 도시되는 회로의 조합 도면.
도 5는 양방향으로 전력을 이동시키는 쿡 변환기 기본 구조의 수정도.
도 6은 고립 변압기가 입력 단자 및 출력 단자간에 삽입되는 도 5의 변환기 확장도.
도 7은 고립 변압기를 통해 입력 및 출력 회로가 연결되는 특징을 가지는 발 명에 따르는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터/변압기 도면.
도 8은 스위칭 네트워크에서 약간 다른 점을 가지는 발명에 따르는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터/변압기 도면. 이때, 입력 및 출력 회로는 커패시터를 통해 직접 연결된다.
도 1-6은 본 명세서의 배경 기술 단락에서 앞서 기술된 바 있다.
도 7에서, 발명에 따르는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터/변압기는 서로 대칭인 입력 회로와 출력 회로를 포함한다. 레귤레이터/변압기가 입력 단자 및 출력 단자에 대해 완전히 대칭이면, 전력은 양방향 특성을 레귤레이터/변압기에 부여하는 어떤 방향으로도 전력이 이동할 수 있다. 이와 같이, 입력 및 출력 단자는 상호교환될 수 있다. 레귤레이터/변압기는 교류 입력을 예로 들어 먼저 기술될 것이다.
두 회로가 대칭이므로, 두 회로 중 하나 내의 부품 배열만 설명하면 된다. 이는 레귤레이터/변압기 구조의 완전한 이해를 돕기 위해 충분하다.
입력 회로는 두 개의 단자 AC1과 AC2를 가지고, AC1과 AC2 사이에 커패시터 C2a가 연결되며, 커패시터 C2a와 병렬로 초크 인덕터 L1이 에너지 전송 커패시터 C1a와 직렬 연결되고, 입력 및 출력 회로를 자기적으로 연결하는 고립 변압기 TX1의 권선에 상기 커패시터 C1a가 연결된다. 두 개의 다이오드 D1, D2 및 두 개의 트랜지스터 Q1, Q2로 이루어지는 스위칭 네트워크 S1은 회로의 변압기 권선/단자 AC2 정션과 인덕터 L1/커패시터 C1a 정션 사이에 연결된다.
먼저, 단자 AC1이 단자 AC2에 대해 양의 값을 가지며 부하 전류가 부하 전압과 동상인 구간을 고려할 필요가 있다. 트랜지스터 Q2와 Q3는 온 상태로 유지되고, 그러므로, 다이오드 D2, D3와 연계하여, 양방향 전류 경로를 제공한다. 이 구간에서, 트랜지스터 Q1과 Q4는 콘트롤러로부터의 고주파 제어 신호에 따라 고주파에서 교대로 스위칭된다. 이 교대적인 고주파의 제 1 시간 구간에서, 트랜지스터 Q1은 오프이고 트랜지스터 Q4는 온이다. 이 구간에서 다이어드 D4는 순방향으로 바이어스되고, 에너지 전달 커패시터 C1a, C1b는 초크 인덕터 L1을 통해 충전된다. 교대적인 고주파의 제 2 시간 구간에서, 트랜지스터 Q1, Q4의 스위칭 상태는 역전된다. 이런 현상이 발생하면, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 방전하여, 인덕턴스 L2를 통해 출력 부하를 통해 전류를 공급하고, 출력 커패시터 C2b를 충전한다. 트랜지스터 Q1이 오프되고 트랜지스터 Q4가 다시 온될 때 회로 작동이 반복된다.
둘째로, 단자 AC1이 단자 AC2에 대해 양의 값을 가지고 부하 전류가 부하 전압과 다른 위상을 가질 경우의 구간을 고려할 필요가 있다. 트랜지스터 Q2와 Q3는 온 상태로 유지되고, 그러므로 다이오드 D2와 D3에 연계하여, 양방향 전류 경로를 제공한다. 이 구간에서, 트랜지스터 Q1, Q4는 콘트롤러로부터의 고주파 제어 신호에 따라 고주파에서 교대로 스위칭된다. 이 교대 고주파에서의 제 1 시간 구간에서, 트랜지스터 Q4는 오프이고, 트랜지스터 Q1은 온이다. 이 구간에서 다이오드 D1은 순방향으로 바이어스되고, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 초크 인덕터 L2를 통해 충전된다. 교대적인 고주파의 제 2 시간 구간에서, 트랜지스터 Q1, Q4의 스위칭 상태가 역전된다. 이런 현상이 발생하면, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 방 전되고, 인덕턴스 L1을 통해 입력 단자를 따라 전류를 운반하고, 입력 커패시터 C2a를 충전한다. 트랜지스터 Q4가 오프되고 트랜지스터 Q1이 다시 온될 때 회로 작동이 반복된다.
셋째로, 단자 AC1이 단자 AC2에 대해 음의 값을 가지고 부하 전류가 부하 전압과 동상일 때의 구간을 고려할 필요가 있다. 트랜지스터 Q1과 Q4는 온 상태로 유지되고, 그러므로 다이오드 D1과 D4에 연계하여 양방향 전류 경로를 제공한다. 이 구간에서, 트랜지스터 Q2와 Q3는 콘트롤러로부터의 고주파 제어 신호에 따라 고주파에서 교대로 스위칭된다. 이 교대적인 고주파의 제 1 시간 구간동안, 트랜지스터 Q2는 오프이고 트랜지스터 Q3는 온이다. 이 구간에서, 다이오드 D3는 순방향으로 바이어스되고, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 초크 인덕터 L1을 통해 충전된다. 교대적인 고주파의 제 2 시간 구간에서, 트랜지스터 Q2와 Q3의 스위칭 상태가 역전된다. 이런 현상이 발생하면, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 방전되고, 인덕턴스 L2를 통해 출력 부하로 전류를 운반하며, 출력 커패시터 C2b를 충전한다. 트랜지스터 Q2가 오프되고 Q3가 온될 때 회로 작동이 반복된다.
네 번째로, 단자 AC1이 단자 AC2에 대해 음의 값을 가지고 부하 전류가 부하 전압과 이상인 구간을 고려할 필요가 있다. 트랜지스터 Q1과 트랜지스터 Q4가 온 상태로 유지되고, 그러므로 다이오드 D1과 D4에 연계하여, 양방향 전류 경로를 제공한다. 이 구간에서, 트랜지스터 Q2와 Q3는 콘트롤러로부터의 고주파 제어 신호에 따라 고주파에서 교대로 스위칭된다. 이 교대적인 고주파의 제 1 시간 구간동안, 트랜지스터 Q3는 오프이고, 트랜지스터 Q2는 온이다. 이 구간에서, 다이오드 D2는 순방향으로 바이어스되고, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 초크 인덕터 L2를 통해 충전된다. 교대적인 고주파의 제 2 시간 구간동안, 트랜지스터 Q2와 Q3의 스위칭 상태가 역전된다. 이런 현상이 발생하면, 에너지 전송 커패시터 C1a와 C1b는 방전되어, 인덕턴스 L1을 통해 입력 단자로 전류를 내보내고, 입력 커패시터 C2a를 충전시킨다. 트랜지스터 Q3가 오프되고 트랜지스터 Q2가 다시 켜질 때 회로 작동이 반복된다.
출력 단자 AC3와 AC4 간의 출력 전압 Vout이 S1과 S2의 고주파 스위칭 듀티 사이클과 입력 전압 Vin에 따라 좌우된다. 그러므로 입력 전압 진폭 Vin이 사인파형일 경우, 출력 전압 Vout은 고립 변압기 TX1의 감김비와 S1, S2의 고주파 스위칭 듀티 사이클에 따라 비례하게 변한다.
트랜지스터 쌍이 앞서 기술된 방식으로 스위칭될 때, 변압기 TX1의 감김비와 제어 신호의 듀티 사이클에 비례하게 교류 전압을 변압시킬 수 있다. 추가적으로, 고주파 제어 신호 소스의 개선은 트랜지스터 쌍을 교대로 제어하면서, 조화 뒤틀림 교정, 조화 합성, 또는 고속 제어 조절로 하여금 회로의 전압 강하, 주전압 변동, 그리고 부하 변화를 보상하게할 것이다. 제어 신호의 주파수는 교류 입력 주파수에서 교류 입력 주파수보다 몇십, 몇백배 큰 크기까지 범위를 가지는 것이 선호된다. 가령, 500 Hz로부터 250 KHz까지일 수 있다.
완전히 동일한 회로와 콘트롤러가 직류 입력으로부터 조절된 DC 출력을 생성할 것이라는 것을 앞서의 설명으로부터 쉽게 이해할 수 있다. 전력은 변환기를 통해 양방향으로 흐를 수 있고, 이는 교류 전원이나 직류 전원에 사용되는 지 여하에 관계가 없다.
도 7에서, 각각의 스위칭 네트워크 S1과 S2의 두 브랜치가 트랜지스터-다이오드 정션에 연결되는 한쌍의 직렬 연결 트랜지스터와 다이오드 Q1-D2, Q2-D1으로 도시된다. 이 구조는 Q1 및 D1, 그리고 Q2 및 D2의 집적 회로 부조립체의 사용을 가능하게 한다. 그러나, 도 7의 트랜지스터-다이오드 단방향 스위칭 수단은 도 8의 수단과 동일하고, 도 8에서는 두 분리된 브랜치가 각각의 스위칭 네트워크에 대해 도시된다.
도 8에서, 입력 회로 및 출력 회로가 연결되는 것으로 도시된다. 이 연결은 도 7의 고립 변압기 TX1과 커패시터 C1a, C1b에 의해서가 아니라, 양 회로의 인덕터(L1, L2)/스위칭 네트워크(S1;S2) 정션 간에 연결되는 커패시터 C1에 의해 이루어진다. 그리고 양 회로의 스위칭 네트워크(S1;S2)/단자(AC2;AC4) 정션의 직접 연결에 의해 이루어진다. 도 8의 회로는 도 7의 회로의 상승/강하 기능을 상실한다. 이 기능은 고립 변압기 TX1의 감김비 선택에 의해 달성된다. 그러나, 도 7를 참조로 기술되는 것과 같이 양방향 교류/직류 전압 조절 및 듀티 사이클 제어에 의해 상승 및 강하를 일으킬 수 있다.

Claims (10)

  1. 콘트롤러, 입력 회로 및 출력 회로를 가지는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터로서, 상기 입력 회로 및 출력 회로는 서로 충전적으로 연결되고, 서로 대칭이며, 각각의 회로는 두 개의 단자(AC1, AC2; AC3, AC4)로 이루어지고, 두 단자 사이에는 커패시터(C2a, C2b)가 연결되며, 커패시터(C2a; C2b)와 병렬로 콘트롤러에 의해 제어되는 스위칭 네트워크(S1; S2)와 인버터(L1; L2)가 직렬 연결되며,
    이때, 각각의 스위칭 네트워크(S1; S2)는 병렬이 아닌 두 개의 브랜치를 가지고, 각각의 브랜치는 단방향으로만 전류를 흐르게하는 스위칭 수단(Q1, Q2; Q3, Q4)을 포함하며,
    상기 콘트롤러는 폐회로 구성시 스위칭 네트워크(S1)로 전류를 흐르게하는 입력 회로의 스위칭 수단(Q1 또는 Q2)을 고주파에서 작동시키고, 동시에, 출력 회로의 반대로 정렬된 스위칭 수단(Q4 또는 Q3)을 작동시켜서, 입력 회로의 고주파 작동 스위칭 수단(Q1 또는 Q2)에 대해 반대의 스위칭 상태에 놓이게 하는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  2. 제 1 항에 있어서, 입력 회로 및 출력 회로의 충전적 연결은 아래의 사항에 의해 제공되는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
    a) 양 회로의 인덕터(L1; L2)/스위칭 네트워크(S1; S2) 정션 사이에 연결되는 커패시터(C1).
    b) 양 회로의 스위칭 네트워크(S1; S2)/단자(AC2; AC4) 정션의 연결.
  3. 제 1 항에 있어서, 두 회로의 충전적 연결은 직렬 네트워크로 이루어지며, 상기 직렬 네트워크는 고립 변압기(TX1)의 권선과 커패시터(C1a; C1b)로 이루어지며, 상기 직렬 네트워크는 각각의 회로의 스위칭 네트워크(S1; S2) 사이에 병렬로 연결되어, 각각의 회로가 고립 변압기(TX1)의 다른 권선에 연결되고,
    각각의 직렬 네트워크의 커패시터(C1a; C1b) 단자는 인덕터(L1; L2)/스위칭 네트워크(S1; S2) 정션에 연결되고, 각각의 직렬 네트워크의 감김 단자는 스위칭 네트워크(S1; S2)/단자(AC2; AC4) 정션에 연결되는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  4. 제 3 항에 있어서, 주어진 입력 전압에 대해 필요한 출력 전압 범위를 얻을 수 있도록 변압기(TX1)의 감김비가 선택되는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  5. 제 1 항 내지 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 입력 회로의 인덕터(L1)는 출력 회로의 인덕터(L2)에 자기적으로 연결되는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  6. 제 1 항에 있어서, 각각의 스위칭 수단은 직렬 연결 트랜지스터(Q1; Q2; Q3; Q4)와 정렬 다이오드(D2, D1; D4, D3)로 이루어지는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  7. 제 1 항 또는 6 항에 있어서, 폐회로가 이루어질 경우 어떤 쌍의 스위칭 수단(입력 회로의 Q1, D2 또는 Q2, D1, 그리고 출력 회로의 Q4, D3 또는 Q3, D4)이 스위칭 수단(S1, S2)을 따라 전류를 각각 흐르게하는 지를 구축하도록 콘트롤러가 입력 전압의 극성을 감시하는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  8. 제 7 항에 있어서, 출력 전압 범위 내에서 실제 출력 전압을 변화시키도록 고주파에서 작동되는 출력 회로의 스위칭 수단(Q4 또는 Q3)과 입력 회로의 스위칭 수단(Q1 또는 Q2)의 듀티 사이클이 변화되는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
  9. 제 8 항에 있어서, 고주파에서 콘트롤러에 의해 작동하지 않는 상기 입력 회로의 스위칭 수단(Q2 또는 Q1)과 출력 회로의 스위칭 수단(Q4 또는 Q3)이 폐회로 상태를 유지하는 것을 특징으로 하는 양방향 교류/직류 전압 레귤레이터.
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