JP2002507110A - 双方向のａｃ又はｄｃ電圧制御器 - Google Patents
双方向のａｃ又はｄｃ電圧制御器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回生負荷電流に適合しうるように双方向電力伝送可。固体電気制御により重量，寸法およびコストを低減ししかも動作を従来のものよりも改善する。
【解決手段】 コントローラ，入力回路および出力回路を有し、該入力回路と出力回路は容量結合により一方が他方に結合され、かつ一方が他方に対して対称であり、各回路は、２個の端子(AC1,AC2;AC3,AC4),それらの間に接続されたコンデンサ(C2a,C2b)，このコンデンサに並列の、インダクタ(L1;L2)と前記コントローラによって制御されるスイッチング回路(S1;S2)との直列回路、を備える。各スイッチング回路(S1;S2)は、逆並列の２分岐を有し、各分岐は、単方向のみに電流を流すことができるスイッチング手段を含む。各スイッチング回路の両分岐がスイッチング手段を備えるので、本装置は、双方向の電力伝送ができるＡＣ又はＤＣ電圧制御器に構成可である。
Description
【０００１】
本発明は、電力供給分野に関し、特に、これに限定する意図ではないが、双方
向交流又は直流電圧制御器に関する。
向交流又は直流電圧制御器に関する。
【０００２】
主電圧例えば２３０ボルト交流を、ある低電圧交流に降圧する通常の交流可変
変圧器（バリアック:variac)は、誘導巻線が接続される交流電圧入力端子、およ
び、該誘導巻線からそれに沿ったワイパブレードが何処に位置するかによって選
択した電圧値を取り出す出力端子、を有する。ワイパは通常、実質上円筒形ある
いはリング形状に形成された巻線を横切って回転する。ワイパは、それを制御信
号に応じて自動駆動して出力電圧を変えるために、サーボモータで駆動されるこ
ともある。
変圧器（バリアック:variac)は、誘導巻線が接続される交流電圧入力端子、およ
び、該誘導巻線からそれに沿ったワイパブレードが何処に位置するかによって選
択した電圧値を取り出す出力端子、を有する。ワイパは通常、実質上円筒形ある
いはリング形状に形成された巻線を横切って回転する。ワイパは、それを制御信
号に応じて自動駆動して出力電圧を変えるために、サーボモータで駆動されるこ
ともある。
【０００３】 しかしながら、通常の可変変圧器は、高重量，大型，ワイパブレードを駆動す
る時応答が遅く電気ノイズを発生しこれが主電源に帰還しまた出力端子に流れる
、等の問題がある。
る時応答が遅く電気ノイズを発生しこれが主電源に帰還しまた出力端子に流れる
、等の問題がある。
【０００４】 直流電力系で電圧値を変えかつ制御するコンバータ（Cuk converter）があり 、そのようなコンバータが米国特許第４，１８６，４３７号明細書にて説明され
、しかもIEEE National Aerospace and Electronics Conference が発行した「 双方向ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジー」(Topologies of Bidirecti
onal PWM DC-DC Power Converters)との論文に説明されている。基礎的なコンバ
ータ(a basic topology Cuk converter)は、図１に示すように、入力および出力
チョークインダクタＬ１およびＬ２，エネルギ伝達コンデンサＣ１，出力平滑化
コンデンサＣ２，ダイオードＤ１およびスイッチングトランジスタＱ１を備える
電気回路である。このコンバータは、動作一周期の間のトランジスタＱ１の導通
時間比に対応して、与えられた入力電圧において直流電圧を昇圧又は降圧するこ
とができる。この時間比はトランジスタのデューティサイクルとして知られてい
る。
、しかもIEEE National Aerospace and Electronics Conference が発行した「 双方向ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジー」(Topologies of Bidirecti
onal PWM DC-DC Power Converters)との論文に説明されている。基礎的なコンバ
ータ(a basic topology Cuk converter)は、図１に示すように、入力および出力
チョークインダクタＬ１およびＬ２，エネルギ伝達コンデンサＣ１，出力平滑化
コンデンサＣ２，ダイオードＤ１およびスイッチングトランジスタＱ１を備える
電気回路である。このコンバータは、動作一周期の間のトランジスタＱ１の導通
時間比に対応して、与えられた入力電圧において直流電圧を昇圧又は降圧するこ
とができる。この時間比はトランジスタのデューティサイクルとして知られてい
る。
【０００５】 トランジスタＱ１がオフの第１期間では、ダイオードＤ１が順方向バイアスさ
れて、コンデンサＣ１が、インダクタＬ１を通して正方向に充電される。第２期
間では、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１はダイオードＤ１の逆方向
接続であり、負荷および出力インダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コン
デンサＣ２を負電位に充電する。このような回路動作がトランジスタＱ１が再び
オフに変わる時に再度繰返される。
れて、コンデンサＣ１が、インダクタＬ１を通して正方向に充電される。第２期
間では、トランジスタＱ１がオンし、コンデンサＣ１はダイオードＤ１の逆方向
接続であり、負荷および出力インダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コン
デンサＣ２を負電位に充電する。このような回路動作がトランジスタＱ１が再び
オフに変わる時に再度繰返される。
【０００６】 出力電圧Ｖoutは、多くのパラメータに依存する。第１に、入力電圧Ｖinは当 然のことながらコンバータの出力端子間に現われる電圧値に影響を及ぼす。他の
すべてのパラメータが一定に維持され、しかも入力電圧Ｖinが上昇すると、コン
バータの直流出力電圧は上昇する。すでに言及したように、トランジスタＱ１の
導通デューティサイクル（δ）は、直流出力電圧Ｖoutに影響する他のパラメー タである。高デューティサイクル（δ）は出力端子の電圧を高くすることができ
、低デューティサイクル（δ）は入力電圧Ｖinより値が小さい出力電圧Ｖoutに することができる。コンバータの出力に影響する残りの主なパラメータは、コン
バータ回路効率（ε）である。
すべてのパラメータが一定に維持され、しかも入力電圧Ｖinが上昇すると、コン
バータの直流出力電圧は上昇する。すでに言及したように、トランジスタＱ１の
導通デューティサイクル（δ）は、直流出力電圧Ｖoutに影響する他のパラメー タである。高デューティサイクル（δ）は出力端子の電圧を高くすることができ
、低デューティサイクル（δ）は入力電圧Ｖinより値が小さい出力電圧Ｖoutに することができる。コンバータの出力に影響する残りの主なパラメータは、コン
バータ回路効率（ε）である。
【０００７】 出力信号と入力信号の間の電圧の関係は、次のように表されている： Ｖout／Ｖin＝δε／（１−δ）。
【０００８】 図２から図４に示す上述のタイプのコンバータは、上述の動作と同様な動作を
する。
する。
【０００９】 図２に示すコンバータでは、入力および出力チョークインダクタＬ１およびＬ
２は１つの共通コアで結合されている。この態様の改善には明らかに利点、すな
わち、コンバータ形状，重量および部品数の低減、があるが、このコンバータの
基本的なＤＣ／ＤＣ変換特性は変わらない。更に、チョークインダクタＬ１およ
びＬ２の磁気結合によってリップル電流値がかなり減少するということが示され
た。
２は１つの共通コアで結合されている。この態様の改善には明らかに利点、すな
わち、コンバータ形状，重量および部品数の低減、があるが、このコンバータの
基本的なＤＣ／ＤＣ変換特性は変わらない。更に、チョークインダクタＬ１およ
びＬ２の磁気結合によってリップル電流値がかなり減少するということが示され
た。
【００１０】 図３は、出力電圧Ｖoutと入力電圧Ｖinとの間を電気絶縁するために上述のコ ンバータに絶縁トランスＴＸ１を用い得ることを示す。
【００１１】 図４に示すコンバータは、入力および出力インダクタＬ１およびＬ２を結合し
、しかも絶縁トランスＴＸ１を用いたものである。このコンバータは上述の形態
による上述の利点を有する。
、しかも絶縁トランスＴＸ１を用いたものである。このコンバータは上述の形態
による上述の利点を有する。
【００１２】 上述のコンバータは、直流の電圧または電流変換のみが可能であり、しかも、
一方向のみの電力供給である。本発明を十分に理解するために、更に、上述のコ
ンバータ（Cuk converters）の更なる可能な拡張(possible extension)を、図５
および図６を参照して説明する。
一方向のみの電力供給である。本発明を十分に理解するために、更に、上述のコ
ンバータ（Cuk converters）の更なる可能な拡張(possible extension)を、図５
および図６を参照して説明する。
【００１３】 図５に示すコンバータは、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk conver
ter)に類似であって、本質的にはＤＣレギュレータであるが、追加の要素、第２
トランジスタＱ２および第２ダイオードＤ２、がコンバータの双方向の動作がで
きるようにしている。
ter)に類似であって、本質的にはＤＣレギュレータであるが、追加の要素、第２
トランジスタＱ２および第２ダイオードＤ２、がコンバータの双方向の動作がで
きるようにしている。
【００１４】 トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに供給される制御信号が、各トランジスタを
相対的に逆位相で、オンおよびオフに交互に切換える。
相対的に逆位相で、オンおよびオフに交互に切換える。
【００１５】 第１時間区間(interval)の間は、第１トランジスタＱ１がオフで第２トランジ
スタＱ２がオンであり、第１ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝
送コンデンサＣ１が、入力インダクタL１を通して正方向に充電される。
スタＱ２がオンであり、第１ダイオードＤ１が順方向バイアスされてエネルギ伝
送コンデンサＣ１が、入力インダクタL１を通して正方向に充電される。
【００１６】 第２時間区間の間は、第１トランジスタＱ１がオンで第２トランジスタＱ２が
オフであり、エネルギ伝送コンデンサＣ１が第１ダイオードＤ１に並列に接続さ
れてそれを逆バイアスする。これによって、エネルギ伝送コンデンサＣ１は出力
負荷およびインダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を逆極
性電位に充電する。
オフであり、エネルギ伝送コンデンサＣ１が第１ダイオードＤ１に並列に接続さ
れてそれを逆バイアスする。これによって、エネルギ伝送コンデンサＣ１は出力
負荷およびインダクタＬ２を通して放電し、このとき出力コンデンサＣ２を逆極
性電位に充電する。
【００１７】 上述の回路動作は、基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に
類似である。しかしながら、図５に示すコンバータは、入力側と出力側とが対称
であるので、どちらの方向にも電力を伝送できる。
類似である。しかしながら、図５に示すコンバータは、入力側と出力側とが対称
であるので、どちらの方向にも電力を伝送できる。
【００１８】 すでに説明したように、リップルを低減するために入力および出力インダクタ
Ｌ１およびＬ２を結合する共通コアを用いることができ、および／又は、電気絶
縁する絶縁トランスＴＸ１を用いることができる。図６は、そのような絶縁トラ
ンスＴＸ１を、図５に示す回路に加えた回路を示す。
Ｌ１およびＬ２を結合する共通コアを用いることができ、および／又は、電気絶
縁する絶縁トランスＴＸ１を用いることができる。図６は、そのような絶縁トラ
ンスＴＸ１を、図５に示す回路に加えた回路を示す。
【００１９】 コンバータ（Cuk converter）技術は専ら直流入力を直流出力に変換するのに 用いられ、電力の伝送に関しては本質的に単方向であった。従来例のもう１つが
米国特許明細書第５，３２１，５９７号明細書にあり、この明細書は、直流電気
信号用の電気絶縁装置として主に用いられる複雑なコンバータのような回路(a c
omplex Cuk-like circuit)を開示している。
米国特許明細書第５，３２１，５９７号明細書にあり、この明細書は、直流電気
信号用の電気絶縁装置として主に用いられる複雑なコンバータのような回路(a c
omplex Cuk-like circuit)を開示している。
【００２０】
本出願は、回生負荷(regenerative load)電流に適合しうるように双方向電力 伝送ができる装置を提供する問題（problem）に関する。好ましい面において、 本発明は、通常の鉄／銅−交流変圧器に機能が類似するが固体電気制御により重
量，寸法およびコストを低減ししかも動作が従来のものよりも改善された交流（
ＡＣ）又は直流（ＤＣ）電圧制御器又は変換器を提供する。
量，寸法およびコストを低減ししかも動作が従来のものよりも改善された交流（
ＡＣ）又は直流（ＤＣ）電圧制御器又は変換器を提供する。
【００２１】
本発明の第１の態様によれば、コントローラ，入力回路および出力回路を有し
、該入力回路と出力回路は容量結合により一方が他方に結合され、かつ一方が他
方に対して対称であり、各回路は、それらの間にコンデンサが接続された２個の
端子、および、このコンデンサに並列の、インダクタと前記コントローラによっ
て制御されるスイッチング回路との直列回路、を備え； 各スイッチング回路は、逆並列の２分岐(two branches)を有し、 各分岐は、単方向のみに電流を流すことができるスイッチング手段(Q1,Q2;Q3,
Q4)を含む； 双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって： 前記コントローラが、前記入力回路の前記スイッチング手段を高周波数で駆動
し、前記入力回路は、閉じられると、前記スイッチング回路を通して電流を流す
ことができ、同時に前記コントローラが、出力回路の逆向きに設けられたスイッ
チング手段を、入力回路の前記高周波数で動作するスイッチング手段に対して反
対のスイッチング状態となるように駆動する、ことを特徴とする、双方向のＡＣ
又はＤＣ電圧制御器、 が提供される。
、該入力回路と出力回路は容量結合により一方が他方に結合され、かつ一方が他
方に対して対称であり、各回路は、それらの間にコンデンサが接続された２個の
端子、および、このコンデンサに並列の、インダクタと前記コントローラによっ
て制御されるスイッチング回路との直列回路、を備え； 各スイッチング回路は、逆並列の２分岐(two branches)を有し、 各分岐は、単方向のみに電流を流すことができるスイッチング手段(Q1,Q2;Q3,
Q4)を含む； 双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって： 前記コントローラが、前記入力回路の前記スイッチング手段を高周波数で駆動
し、前記入力回路は、閉じられると、前記スイッチング回路を通して電流を流す
ことができ、同時に前記コントローラが、出力回路の逆向きに設けられたスイッ
チング手段を、入力回路の前記高周波数で動作するスイッチング手段に対して反
対のスイッチング状態となるように駆動する、ことを特徴とする、双方向のＡＣ
又はＤＣ電圧制御器、 が提供される。
【００２２】
好ましい態様では、絶縁トランスを、一対のエネルギ伝送コンデンサと共に前
記入力および出力回路の間に介挿して、それらの回路間を磁気結合および容量結
合することができる。あるいは、単一のエネルギ伝送コンデンサのみで、入力回
路と出力回路とを容量結合することもできる。
記入力および出力回路の間に介挿して、それらの回路間を磁気結合および容量結
合することができる。あるいは、単一のエネルギ伝送コンデンサのみで、入力回
路と出力回路とを容量結合することもできる。
【００２３】 入力回路を出力回路に結合するために変圧器を用いる場合には、与えられる入
力電圧で所要の出力電圧を発生するように巻線比を選択してもよい。
力電圧で所要の出力電圧を発生するように巻線比を選択してもよい。
【００２４】 本発明の別の実施例では、入力回路のインダクタが、出力回路のインダクタに
磁気的に結合される。
磁気的に結合される。
【００２５】 各スイッチング手段は、トランジスタとダイオードの順方向直列接続を実質上
含むのが好ましい。
含むのが好ましい。
【００２６】 コントローラが、入力電圧の極性を監視して、閉にするときには、スイッチン
グ手段のどちらでスイッチング回路に電流を流すかを設定するのが好ましい。
グ手段のどちらでスイッチング回路に電流を流すかを設定するのが好ましい。
【００２７】 高周波数で動作する入力回路および出力回路のトランジスタのデューティサイ
クルを変えて出力電圧範囲内で実出力電圧を変更できるのが好ましい。
クルを変えて出力電圧範囲内で実出力電圧を変更できるのが好ましい。
【００２８】 高周波数で駆動されないトランジスタは、閉に保持するのが好ましい。
【００２９】
図１から６は、本明細書の上記「従来の技術」のセクションで説明した。
【００３０】 図７を参照すると、本発明による双方向ＡＣまたはＤＣ電圧制御器／変圧器は
、入力回路とそれと対称な出力回路とを備える。該制御器／変圧器は入力および
出力端子に関して十分に対称であるので、電力はどちらの方向にも流れることが
でき、該制御器／変圧器に双方向特性を与えている。したがって、入力および出
力端子は入れ変えできる。この制御器／変圧器を、ＡＣ入力に関して最初に説明
する。
、入力回路とそれと対称な出力回路とを備える。該制御器／変圧器は入力および
出力端子に関して十分に対称であるので、電力はどちらの方向にも流れることが
でき、該制御器／変圧器に双方向特性を与えている。したがって、入力および出
力端子は入れ変えできる。この制御器／変圧器を、ＡＣ入力に関して最初に説明
する。
【００３１】 ２回路が対称であるので、それらの一方の要素(components)の組体を説明する
だけでよい。これはこの制御器／変圧器の構成を十分に理解するのに十分である
。
だけでよい。これはこの制御器／変圧器の構成を十分に理解するのに十分である
。
【００３２】 入力回路は２端子ＡＣ１およびＡＣ２を有し、それらの間にコンデンサＣ２ａ
が接続され、このコンデンサＣ２ａに並列にチョークインダクタＬ１が接続され
、このインダクタＬ１はエネルギ伝送コンデンサＣ１ａに直列に接続され、この
コンデンサＣ１ａは絶縁トランスＴＸ１の巻線に接続され、該トランスＴＸ１は
入力および出力回路を磁気的に結合する。２個のダイオードＤ１およびＤ２なら
びに２個のトランジスタＱ１およびＱ２を有するスイッチング回路Ｓ１が、イン
ダクタＬ１／コンデンサＣ１ａ間接続点と、変圧器巻線／端子ＡＣ２間接続点と
の間に接続されている。
が接続され、このコンデンサＣ２ａに並列にチョークインダクタＬ１が接続され
、このインダクタＬ１はエネルギ伝送コンデンサＣ１ａに直列に接続され、この
コンデンサＣ１ａは絶縁トランスＴＸ１の巻線に接続され、該トランスＴＸ１は
入力および出力回路を磁気的に結合する。２個のダイオードＤ１およびＤ２なら
びに２個のトランジスタＱ１およびＱ２を有するスイッチング回路Ｓ１が、イン
ダクタＬ１／コンデンサＣ１ａ間接続点と、変圧器巻線／端子ＡＣ２間接続点と
の間に接続されている。
【００３３】 第１に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と同相であ
る時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタ
Ｑ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とと
もに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１および
Ｑ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。
この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ１がオフ、トラン
ジスタＱ４がオンである。この区間の間、ダイオードＤ４が順方向バイアスされ
てエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通し
て充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およ
びＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデ
ンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流
し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ１がオフに切
換りトランジスタＱ４がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
る時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジスタ
Ｑ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３とと
もに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１および
Ｑ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。
この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ１がオフ、トラン
ジスタＱ４がオンである。この区間の間、ダイオードＤ４が順方向バイアスされ
てエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通し
て充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１およ
びＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデ
ンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流
し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ１がオフに切
換りトランジスタＱ４がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３４】 第２に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して正で負荷電流が負荷電圧と位相ずれ
である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジ
スタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３
とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１お
よびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換
る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ４がオフ、ト
ランジスタＱ１がオンである。この区間の間、ダイオードＤ１が順方向バイアス
されてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を
通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１
およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コ
ンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して
電流を流出させ、入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ４がオ
フに切換りトランジスタＱ１がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ２およびトランジ
スタＱ３はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ２およびダイオードＤ３
とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ１お
よびＱ４がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換
る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ４がオフ、ト
ランジスタＱ１がオンである。この区間の間、ダイオードＤ１が順方向バイアス
されてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を
通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ１
およびＱ４のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コ
ンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して
電流を流出させ、入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ４がオ
フに切換りトランジスタＱ１がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３５】 第３に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と同相であ
る時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタ
Ｑ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とと
もに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２および
Ｑ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。
この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ２がオフ、トラン
ジスタＱ３がオンである。この区間の間、ダイオードＤ３が順方向バイアスされ
てエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通し
て充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およ
びＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデ
ンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流
し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ２がオフに切
換りトランジスタＱ３がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
る時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジスタ
Ｑ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４とと
もに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２および
Ｑ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換る。
この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ２がオフ、トラン
ジスタＱ３がオンである。この区間の間、ダイオードＤ３が順方向バイアスされ
てエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ１を通し
て充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２およ
びＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コンデ
ンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ２を通して出力負荷に電流を流
し、そして出力コンデンサＣ２ｂを充電する。再びトランジスタＱ２がオフに切
換りトランジスタＱ３がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３６】 第４に、端子ＡＣ１が端子ＡＣ２に関して負で負荷電流が負荷電圧と位相ずれ
である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジ
スタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４
とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２お
よびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換
る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ３がオフ、ト
ランジスタＱ２がオンである。この区間の間、ダイオードＤ２が順方向バイアス
されてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ２を
通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２
およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コ
ンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して
電流を送り出して入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ３がオ
フに切換りトランジスタＱ２がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
である時間期間(period)を考える必要がある。トランジスタＱ１およびトランジ
スタＱ４はオンに保持され、したがって、ダイオードＤ１およびダイオードＤ４
とともに、双方向電流路を形成する。この期間(period)に、トランジスタＱ２お
よびＱ３がコントローラからの高周波制御信号に応答して高周波数で交互に切換
る。この高周波数交番の第１区間(interval)では、トランジスタＱ３がオフ、ト
ランジスタＱ２がオンである。この区間の間、ダイオードＤ２が順方向バイアス
されてエネルギ伝送コンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂがチョークインダクタＬ２を
通して充電される。高周波数交番の第２区間(interval)では、トランジスタＱ２
およびＱ３のスイッチング状態が反転する。このようになると、エネルギ伝送コ
ンデンサＣ１ａおよびＣ１ｂが放電し、インダクタＬ１および入力端子を通して
電流を送り出して入力コンデンサＣ２ａを充電する。再びトランジスタＱ３がオ
フに切換りトランジスタＱ２がオンに切換ると、回路動作が繰返される。
【００３７】 出力端子ＡＣ３およびＡＣ４の間に現われる出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖin と、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサイクル
に依存する。したがって、仮に入力電圧の振幅Ｖinが正弦波であると、出力電圧
Ｖoutは、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサ イクルおよび絶縁トランスＴＸ１の巻線比に対応して、入力電圧に比例して変化
する。
に依存する。したがって、仮に入力電圧の振幅Ｖinが正弦波であると、出力電圧
Ｖoutは、スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の高周波スイッチングデューティサ イクルおよび絶縁トランスＴＸ１の巻線比に対応して、入力電圧に比例して変化
する。
【００３８】 対のトランジスタが上述のようにスイッチされると、ＡＣ電圧を制御信号のデ
ューティサイクルとトランスＴＸ１の巻線比に比例した電圧に変圧することが可
能である。加えて、対のトランジスタを交互に制御する高周波制御信号源を精密
に作ることにより、調波歪(harmonic distortion)の矯正，調波の合成(synthesi
s of harmonics)および／または回路内電圧降下，主電源電圧の動揺および負荷 変動を補償する高速制御器制御ができる。
ューティサイクルとトランスＴＸ１の巻線比に比例した電圧に変圧することが可
能である。加えて、対のトランジスタを交互に制御する高周波制御信号源を精密
に作ることにより、調波歪(harmonic distortion)の矯正，調波の合成(synthesi
s of harmonics)および／または回路内電圧降下，主電源電圧の動揺および負荷 変動を補償する高速制御器制御ができる。
【００３９】 上述の説明から、全く同一の回路とコントローラが、ＤＣ入力から規制したＤ
Ｃ出力(regulated DC output)を生成するということが、容易に理解されよう。 ＡＣ電源に用いようがＤＣ電源に用いようが、電力は、コンバータの中をどちら
の方向にも流れることができる。
Ｃ出力(regulated DC output)を生成するということが、容易に理解されよう。 ＡＣ電源に用いようがＤＣ電源に用いようが、電力は、コンバータの中をどちら
の方向にも流れることができる。
【００４０】 図７において、各スイッチング回路Ｓ１およびＳ２の２分岐は、一対の直列接
続されたトランジスタとダイオード、例えばそれらのトランジスタ−ダイオード
接続点で接続された、Ｑ１−Ｄ２およびＱ２−Ｄ１、として示した。この組合せ
(topography)は、Ｑ１とＤ１およびＱ２とＤ２のＩＣ副組体(integrated circui
t sub-assemblies)の使用を可能にする。機能上は、しかしながら、図７のトラ ンジスタ−ダイオード単方向スイッチング手段は、各スイッチング回路に２つの
ディスクリート分岐を示す図８に示すものと全く同一である。
続されたトランジスタとダイオード、例えばそれらのトランジスタ−ダイオード
接続点で接続された、Ｑ１−Ｄ２およびＱ２−Ｄ１、として示した。この組合せ
(topography)は、Ｑ１とＤ１およびＱ２とＤ２のＩＣ副組体(integrated circui
t sub-assemblies)の使用を可能にする。機能上は、しかしながら、図７のトラ ンジスタ−ダイオード単方向スイッチング手段は、各スイッチング回路に２つの
ディスクリート分岐を示す図８に示すものと全く同一である。
【００４１】 図８においては、入力回路と出力回路が、図７のコンデンサＣ１ａ，Ｃ１ｂお
よび絶縁トランスＴＸ１によってではなく、両回路の、インダクタ（Ｌ１，Ｌ２
）／スイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）間の接続点の間に介挿されたコンデンサＣ
１によって結合され；しかも両回路のスイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）／端子（
Ａｃ２；ＡＣ４）間の接続点で直接に接続されている。
よび絶縁トランスＴＸ１によってではなく、両回路の、インダクタ（Ｌ１，Ｌ２
）／スイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）間の接続点の間に介挿されたコンデンサＣ
１によって結合され；しかも両回路のスイッチング回路（Ｓ１；Ｓ２）／端子（
Ａｃ２；ＡＣ４）間の接続点で直接に接続されている。
【００４２】 図８に示す回路は、図７の回路では絶縁トランスＴＸ１の巻線比の選択で実現
できる昇圧／降圧機能を持たないが、デューティサイクルの制御で昇圧又は降圧
をすることができ、しかも双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御を、図７を参照した、
絶縁トランスＴＸ１以外の説明のように、行うことができる。
できる昇圧／降圧機能を持たないが、デューティサイクルの制御で昇圧又は降圧
をすることができ、しかも双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御を、図７を参照した、
絶縁トランスＴＸ１以外の説明のように、行うことができる。
【図１】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)の回路図
である。
である。
【図２】 図１に示すコンバータの１つの拡張態様、入力および出力チョー
クインダクタを磁気的に結合した態様、を示す。
クインダクタを磁気的に結合した態様、を示す。
【図３】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)のもう１
つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す
。
つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に絶縁トランスを介挿した態様、を示す
。
【図４】 図２および図３に示す回路の一結合態様を示す。
【図５】 基礎的なコンバータ(a basic topology Cuk converter)に対する
１つの変形態様、双方向に電力を流すことができる態様、を示す。
１つの変形態様、双方向に電力を流すことができる態様、を示す。
【図６】 図５のコンバータの１つの拡張態様、入力端子と出力端子の間に
絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
絶縁トランスを介挿した態様、を示す。
【図７】 本発明による双方向ＡＣまたはＤＣ電圧制御器／変圧器の、入力
および出力回路を絶縁トランスで結合した態様、を示す。
および出力回路を絶縁トランスで結合した態様、を示す。
【図８】 本発明による双方向ＡＣまたはＤＣ電圧制御器／変圧器の、スイ
ッチング回路の形態を少し異にしたもの、入力および出力回路を１つのコンデン
サで直接に結合した態様、を示す。
ッチング回路の形態を少し異にしたもの、入力および出力回路を１つのコンデン
サで直接に結合した態様、を示す。
【符号の説明】 Ｌ１，Ｌ２：チョークインダクタ Ｑ１〜Ｑ４：トランジスタ Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ：コンデンサ Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード ＴＸ１：絶縁トランス ＡＣ１〜ＡＣ４：端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，Ｇ Ｈ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 グリーンウッド シモン リチャード 英国 ３エルエイチ エスケイ10 チェシ ール マククレスフィールド ヘンバリイ チャルフォード ロード ブルックデー ル コテッジ (72)発明者 ソワール ステファン 英国 ３エヌジェイ オーエル１ ランカ シール オルドハム テンプル ストリー ト テンプル ワークス Ｆターム(参考） 5H730 AA00 AS01 AS08 BB02 BB17 BB47 BB57 BB86 DD02 DD12 DD13 DD17 EE27 FD01 FD11 FG01 FG05 5H750 AA00 BA01 BA05 CC06 CC11 CC14 CC16 DD26 DD27 EE04
Claims (9)
- 【請求項１】 コントローラ，入力回路および出力回路を有し、該入力回路と出力回路は容量
結合により一方が他方に結合され、かつ一方が他方に対して対称であり、各回路
は、２個の端子(AC1,AC2;AC3,AC4),それらの間に接続されたコンデンサ(C2a,C2b
)，このコンデンサに並列の、インダクタ(L1;L2)と前記コントローラによって制
御されるスイッチング回路(S1;S2)との直列回路、を備え； 各スイッチング回路(S1;S2)は、逆並列の２分岐を有し、 各分岐は、単方向のみに電流を流すことができるスイッチング手段(Q1,Q2;Q3,
Q4)を含む； 双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器であって： 前記コントローラが、前記入力回路の前記スイッチング手段(Q1又はQ2)を高周
波数で駆動し、前記入力回路は、閉じられると、前記スイッチング回路(S1)を通
して電流を流すことができ、同時に前記コントローラが、出力回路の逆向きに設
けられたスイッチング手段(Q4又はQ3)を、入力回路の前記高周波数で動作するス
イッチング手段(Q1又はQ2)に対して反対のスイッチング状態となるように駆動す
る、ことを特徴とする、双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 【請求項２】 前記入力回路と出力回路の容量結合が、 ａ）両回路の、インダクタ(L1;L2)／スイッチング回路(S1;S2)間接続点、の間
に接続されたコンデンサ(C1)；および、 ｂ）両回路の、スイッチング回路(S1;S2)／端子(AC2;AC4)間接続点、どうしの
接続； によってなされた、請求項１記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 【請求項３】 前記入力回路と出力回路の容量結合が、各回路のスイッチング回路(S1;S2)に 並列に接続された、コンデンサ(C1a;C1b)と絶縁トランス(TX1)の巻線との直列回
路を含み、前記入力回路と出力回路のそれぞれは絶縁トランス(TX1)の異なった 巻き線に接続され、 各直列回路のコンデンサ(C1a;C1b)端子はインダクタ(L1;L2)／スイッチング回
路(S1;S2)間接続点に接続され、各直列回路の巻線端子はスイッチング回路(S1;S
2)／端子(AC2;AC4)間接続点に接続された、請求項１記載の双方向のＡＣ又はＤ Ｃ電圧制御器。 - 【請求項４】 前記トランス(TX1)の巻線比は、所定の入力電圧に対して所要の出力電圧を発 生するように設定された、請求項３記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
- 【請求項５】 入力回路のインダクタ(L1)は、出力回路のインダクタ(L2)に磁気的に結合した
、請求項１，請求項２，請求項３又は請求項４記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧
制御器。 - 【請求項６】 各スイッチング手段は、トランジスタ(Q1,Q2;Q3,Q4)とそれに順方向接続され たダイオードとの直列回路を含む、請求項１，請求項２，請求項３，請求項４又
は請求項５記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。 - 【請求項７】 前記コントローラは、入力電圧の極性を監視して、閉のとき、スイッチング手
段（入力回路のQ1,D2又はQ2,D2と、出力回路のQ4,D3又はQ3,D4)のどの対を、各 スイッチング回路(S1とS2)の電流通流用にするかを設定する、請求項１，請求項
２，請求項３，請求項４，請求項５又は請求項６記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電
圧制御器。 - 【請求項８】 高周波数で駆動される、入力回路のスイッチング手段(Q1又はQ2)および出力回
路のスイッチング手段(Q4又はQ3)のデューティサイクルは、実際の出力電圧を出
力電圧範囲内で変えるように、変更できる、請求項１，請求項２，請求項３，請
求項４，請求項５，請求項６又は請求項７記載の双方向のＡＣ又はＤＣ電圧制御
器。 - 【請求項９】 高周波数で駆動されない、入力回路のスイッチング手段(Q2又はQ1)および出力
回路のスイッチング手段(Q3又はQ4)は、閉に保持される、請求項１，請求項２，
請求項３，請求項４，請求項５，請求項６，請求項７又は請求項８記載の双方向
のＡＣ又はＤＣ電圧制御器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9805021.4 | 1998-03-11 | ||
| GB9805021A GB2335317A (en) | 1998-03-11 | 1998-03-11 | Bi-directional voltage converter |
| PCT/GB1999/000601 WO1999046850A1 (en) | 1998-03-11 | 1999-03-01 | Bi-directional ac or dc voltage regulator |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002507110A true JP2002507110A (ja) | 2002-03-05 |
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ID=10828262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000536130A Expired - Fee Related JP4246914B2 (ja) | 1998-03-11 | 1999-03-01 | 双方向のａｃ又はｄｃ電圧制御器 |
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| AU (1) | AU3261499A (ja) |
| DE (1) | DE69940884D1 (ja) |
| ES (1) | ES2325873T3 (ja) |
| GB (1) | GB2335317A (ja) |
| WO (1) | WO1999046850A1 (ja) |
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