JPH03128676A - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JPH03128676A JPH03128676A JP1263327A JP26332789A JPH03128676A JP H03128676 A JPH03128676 A JP H03128676A JP 1263327 A JP1263327 A JP 1263327A JP 26332789 A JP26332789 A JP 26332789A JP H03128676 A JPH03128676 A JP H03128676A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims abstract description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 102220323419 rs1002894711 Human genes 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は直流を商用周波数の交流に変換するインバータ
回路に関するもので、さらに詳しく言えば入出力間が絶
縁でき、小型、軽量、高効率化が実現できるインバータ
回路に関するものである。
回路に関するもので、さらに詳しく言えば入出力間が絶
縁でき、小型、軽量、高効率化が実現できるインバータ
回路に関するものである。
従来の技術
無停電電源装置に用いられるインバータ回路では、直流
入力電源としての蓄電池が商用電源から非絶縁形の整流
回路を介して浮動状態に接続されている場合、直流入力
電源と交流出力との間を絶縁し・商用電源側のアースと
交流出力側のアースとの間に短絡電流が流れないように
する必要があった・ このようなインバータ回路の従来例を第４図により説明
する＠すなわち、第４図において、ムは直流入力電源２
０を交流出力と絶縁するためのＤＣ−Ｄｏコンバータ部
で、デフシェプＮ形に接続された第１．第２のスイッチ
素子１゜２を高周波で交互にオン、オフさせてトランス
３の一次側に高周波の矩形波電圧を発生させ、その二次
側出力を整流器４で整流し、高周波すアク）Ａ１５Ｓ直
流用コンデンサ６からなる高周波フィルタ回路で平滑す
るように構成されている・Ｂはこうして得られた直流を
交流に変換するためのインバータ部で、トランジスタ７
．８゜９．１０がブリッジ接続されるとともに、トラン
ジスタ７．８の接続点とトランジスタ９，１０の接続点
との間から、高周波りアク）／Ｌ／１１と交流用コンデ
ンサ１２とからなる高周波フィ〃夕回路を介して所望の
交流出力を得るように構成されている。なお、前記トラ
ンジスタ７１８゜９．１０も高周波でＰＷＭ制御される
ので１騒音のないインバータ回路を得ることができる。
入力電源としての蓄電池が商用電源から非絶縁形の整流
回路を介して浮動状態に接続されている場合、直流入力
電源と交流出力との間を絶縁し・商用電源側のアースと
交流出力側のアースとの間に短絡電流が流れないように
する必要があった・ このようなインバータ回路の従来例を第４図により説明
する＠すなわち、第４図において、ムは直流入力電源２
０を交流出力と絶縁するためのＤＣ−Ｄｏコンバータ部
で、デフシェプＮ形に接続された第１．第２のスイッチ
素子１゜２を高周波で交互にオン、オフさせてトランス
３の一次側に高周波の矩形波電圧を発生させ、その二次
側出力を整流器４で整流し、高周波すアク）Ａ１５Ｓ直
流用コンデンサ６からなる高周波フィルタ回路で平滑す
るように構成されている・Ｂはこうして得られた直流を
交流に変換するためのインバータ部で、トランジスタ７
．８゜９．１０がブリッジ接続されるとともに、トラン
ジスタ７．８の接続点とトランジスタ９，１０の接続点
との間から、高周波りアク）／Ｌ／１１と交流用コンデ
ンサ１２とからなる高周波フィ〃夕回路を介して所望の
交流出力を得るように構成されている。なお、前記トラ
ンジスタ７１８゜９．１０も高周波でＰＷＭ制御される
ので１騒音のないインバータ回路を得ることができる。
発明が解決しようとする課題
上記の如き従来のインバータ回路ては、直流入力電源２
０と交流出力との間を絶縁するためのＤＣ−Ｄｏコンバ
ータ部ムを設けているため、効率が低下し、回路が複雑
になって小型、軽量化が図りにくいという欠点があった
。
０と交流出力との間を絶縁するためのＤＣ−Ｄｏコンバ
ータ部ムを設けているため、効率が低下し、回路が複雑
になって小型、軽量化が図りにくいという欠点があった
。
課題を解決するための手段
上記課題を解決するため、本発明のインバータ回路は、
直流入力電源と並列に、トランスの１次巻線を含んだ少
なくとも１個のスイッチ素子を有する回路が２組接続さ
れ、このトランスの２次巻線にトランジスタとダイオー
ドとの直列回路が逆並列に接続されてなる双方向性スイ
ッチ回路を接続し、この双方向性スイッチ回路の出力に
高周波リアクトルと交流用コンデンサとからなる高周波
フィμり回路を接続し、前記各組のスイッチ素子を基準
正弦波の正、負の各半サイクルごとにその波高値に対応
したパ〃ス幅でオン、オンさせて前記高周波フイ〃り回
路の出力に正弦波の交流出力を得ることを特徴とするも
のである。
直流入力電源と並列に、トランスの１次巻線を含んだ少
なくとも１個のスイッチ素子を有する回路が２組接続さ
れ、このトランスの２次巻線にトランジスタとダイオー
ドとの直列回路が逆並列に接続されてなる双方向性スイ
ッチ回路を接続し、この双方向性スイッチ回路の出力に
高周波リアクトルと交流用コンデンサとからなる高周波
フィμり回路を接続し、前記各組のスイッチ素子を基準
正弦波の正、負の各半サイクルごとにその波高値に対応
したパ〃ス幅でオン、オンさせて前記高周波フイ〃り回
路の出力に正弦波の交流出力を得ることを特徴とするも
のである。
作用
直流入力電源と並列にトランスの１次巻線を含んだ少な
くとも１個のスイッチ素子を有する回路が２組接続され
、各組のスイッチ素子を基準正弦波の正、負の各半サイ
クルごとにその波高値に対応したパ〃ス幅でオン、オフ
させてトランスの２次１ｌｌｌＣ正弦波の交流出力を得
ているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ部とインバータ部と
を一体にすることができ電動率の低下や回路が複雑にな
ることを防止することができる。
くとも１個のスイッチ素子を有する回路が２組接続され
、各組のスイッチ素子を基準正弦波の正、負の各半サイ
クルごとにその波高値に対応したパ〃ス幅でオン、オフ
させてトランスの２次１ｌｌｌＣ正弦波の交流出力を得
ているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ部とインバータ部と
を一体にすることができ電動率の低下や回路が複雑にな
ることを防止することができる。
実施例
以下、本発明の実施例を第１図、第２図により説明する
・第１図において、第４図と同じ機能を有する部分には
同じ符号を付している。本発明の特徴は、トランス３の
１次巻線３−１ムを含んだ第１のスイッチ素子１を有す
る回路と、トランス３の１次巻線３−１Ｂを含んだ第２
のスイッチ素子２を有する回路とが直流入力電源２０に
並列に接続され、このトランスの２次巻５５−２の一端
に、トランジスタ１３とダイオード２３との直列回路お
よびトランジスタ１４とダイオード２４との直列回路が
逆並列に接続されてなる第１の双方向性スイッチ回路２
１が接続され、かつトランスの２次巻線５−２の他端に
、トランジスタ１５とダイオード２５との直列回路およ
びトランジスタ１６とダイオード２６との直列回路が逆
並列に接続されてなる第２の双方向性スイッチ回路２２
が接続され、各双方向性スイッチ回路２１．２２を互い
に接続するとともに、この双方向性スイッチ回路の出力
に高周波リアクト／Ｉ／１１と交流用コンデンサ１２と
からなる高周波フイ〃り回路を接続したものである。
・第１図において、第４図と同じ機能を有する部分には
同じ符号を付している。本発明の特徴は、トランス３の
１次巻線３−１ムを含んだ第１のスイッチ素子１を有す
る回路と、トランス３の１次巻線３−１Ｂを含んだ第２
のスイッチ素子２を有する回路とが直流入力電源２０に
並列に接続され、このトランスの２次巻５５−２の一端
に、トランジスタ１３とダイオード２３との直列回路お
よびトランジスタ１４とダイオード２４との直列回路が
逆並列に接続されてなる第１の双方向性スイッチ回路２
１が接続され、かつトランスの２次巻線５−２の他端に
、トランジスタ１５とダイオード２５との直列回路およ
びトランジスタ１６とダイオード２６との直列回路が逆
並列に接続されてなる第２の双方向性スイッチ回路２２
が接続され、各双方向性スイッチ回路２１．２２を互い
に接続するとともに、この双方向性スイッチ回路の出力
に高周波リアクト／Ｉ／１１と交流用コンデンサ１２と
からなる高周波フイ〃り回路を接続したものである。
上記の如き構成からなるインバータ回路の動作について
説明する。第１のスイッチ素子１、第２のスイッチ素子
２およびトランジスタ１３゜１４．１５．１６を制御す
る制御回路は、基準正弦波ＳＲを発生させる基準正弦波
発生回路１７と、鋸歯状波ＶΔを発生させる鋸歯状波発
生回路１８とを有し、前記基準正弦波ＳＲと鋸歯状波Ｖ
ムとを第１の比較器１９−１に入力してその出力を第１
のスイッチ素子１の制御信号とし、また骸出力を反転さ
せたものをトランジスタ１６の制御信号とするとともに
、前記基準正弦波ＳＲの極性を反転させた反転基準正弦
波６と前記鋸歯状波ＶΔとを第２の比較器１９−２に入
力してその出力を第２のスイッチ素子２の制御信号とし
・また該出力を反転させたものをトランスタ１５の制御
信号は第２の比較器１９−２の出力と基準正弦波ＳＲと
を論理回路２７に入力して得るようにし、トランジスタ
１４の制御信号は第１の比較器１９−１の出力と基準正
弦波ＳＲとを論理回路２８に入力して得るように構成し
ている。なお、上記基準正弦波は交流出力電圧の大きさ
に応じて振幅変調すれば、交流出力電圧を高精度に制御
することができる＠こうして、第１および第２のスイッ
チ素子１．２を基準正弦波ＳＲの正、負の各半サイクル
ごとにその波高値に対応したバ〃ス幅でオン、オフさせ
ることができる。
説明する。第１のスイッチ素子１、第２のスイッチ素子
２およびトランジスタ１３゜１４．１５．１６を制御す
る制御回路は、基準正弦波ＳＲを発生させる基準正弦波
発生回路１７と、鋸歯状波ＶΔを発生させる鋸歯状波発
生回路１８とを有し、前記基準正弦波ＳＲと鋸歯状波Ｖ
ムとを第１の比較器１９−１に入力してその出力を第１
のスイッチ素子１の制御信号とし、また骸出力を反転さ
せたものをトランジスタ１６の制御信号とするとともに
、前記基準正弦波ＳＲの極性を反転させた反転基準正弦
波６と前記鋸歯状波ＶΔとを第２の比較器１９−２に入
力してその出力を第２のスイッチ素子２の制御信号とし
・また該出力を反転させたものをトランスタ１５の制御
信号は第２の比較器１９−２の出力と基準正弦波ＳＲと
を論理回路２７に入力して得るようにし、トランジスタ
１４の制御信号は第１の比較器１９−１の出力と基準正
弦波ＳＲとを論理回路２８に入力して得るように構成し
ている。なお、上記基準正弦波は交流出力電圧の大きさ
に応じて振幅変調すれば、交流出力電圧を高精度に制御
することができる＠こうして、第１および第２のスイッ
チ素子１．２を基準正弦波ＳＲの正、負の各半サイクル
ごとにその波高値に対応したバ〃ス幅でオン、オフさせ
ることができる。
次に、このようなインバータ回路の動作を第２図の動作
波形図に基づいて説明する。第２図（ａ）は基準正弦波
Ｓ Ｒ％反転基準正弦波Ｓ頁１鋸歯状波ＶΔの関係を示
す図で、鋸歯状波ＶΔのピーク値を各基準正弦波５Ｒｅ
ＳＨの振幅の２倍以上にし・第１、第２のスイッチ素子
１．２の制御信号、すなわち第２図中）、（ｃ）ＩＣお
けるオン期間がオフ期間より長くならないようにしてい
る＠これは、第１、第２のスイッチ素子１゜２のオフ期
間にトランス３が確実にリセットされるようにするため
である。第２図（Φは誘導性負荷が接続された場合の交
流出力電圧ｖ０と交流出力が電流工。との関係を示す図
で、電圧ｖＯは前記各基準正弦波ＳＲ，ＳＲと同位相で
あるが、電流工０は電圧工。に対して位相遅れを生じて
いる。第２図（ｅ）、■、 （ｇｔ、 （ｈ）はそれぞ
れトランジスタ１３，１４，１５，１６の制御信号を示
している。今、時刻ｔ１〜ｔ２の期間、すなわち電圧ｖ
Ｏ１電流工。がともに正の半サイクルの期間では、第２
図中）のように第１のスイッチ素子１がオン、オフする
ので、そのオン期間にはトランジスタ１５を介して電流
が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１５を介して電
流が流れる。次に、時刻ｔ２〜ｔ５の期間、すなわち電
圧ＶＯが負の半サイクルの期間、電流ＩＯが正の半サイ
クルの期間では、第２図（Ｃ）のように第２のスイッチ
素子２がオン、オフするので、そのオン期間にはダイオ
ードＤ２に電流が流れてトランジスタ１５を介して電流
が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１５を介して電
流が流れる。次に、時刻ｔ３〜ｔ４の期間、すなわち電
圧Ｖｏ・電流工。がともに負の半すイク〃の期間では、
第２図（Ｃ）のように第２のスイッチ素子２がオン、オ
フするので、そのオン期間にはトランジスタ１４を介し
て電流が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１６を介
して電流が流れる０さらに、時刻ｔ４〜ｔ５の期間、す
なわち電圧ｖｏが正の半すイクρの期間、電流工。が負
の半すイク〃の期間では、第２図中）のように第１のス
イッチ素子１がオン、オフするので、そのオン期間には
ダイオードＤ１に電流が流れてトランジスタ１４を介し
て電流が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１６を介
して電流が啼れる。こうして直流入力電源２０と絶縁さ
れた正弦波の交流出力を得ることができる。なお、以上
の説明は誘導性負荷が接続された場合であるが、抵抗負
荷であれば時刻ｔ２〜ｔ３の期間と時間ｔ４〜ｔ５の期
間とが生じなくなるだけであり、詳細な説明については
省略する。
波形図に基づいて説明する。第２図（ａ）は基準正弦波
Ｓ Ｒ％反転基準正弦波Ｓ頁１鋸歯状波ＶΔの関係を示
す図で、鋸歯状波ＶΔのピーク値を各基準正弦波５Ｒｅ
ＳＨの振幅の２倍以上にし・第１、第２のスイッチ素子
１．２の制御信号、すなわち第２図中）、（ｃ）ＩＣお
けるオン期間がオフ期間より長くならないようにしてい
る＠これは、第１、第２のスイッチ素子１゜２のオフ期
間にトランス３が確実にリセットされるようにするため
である。第２図（Φは誘導性負荷が接続された場合の交
流出力電圧ｖ０と交流出力が電流工。との関係を示す図
で、電圧ｖＯは前記各基準正弦波ＳＲ，ＳＲと同位相で
あるが、電流工０は電圧工。に対して位相遅れを生じて
いる。第２図（ｅ）、■、 （ｇｔ、 （ｈ）はそれぞ
れトランジスタ１３，１４，１５，１６の制御信号を示
している。今、時刻ｔ１〜ｔ２の期間、すなわち電圧ｖ
Ｏ１電流工。がともに正の半サイクルの期間では、第２
図中）のように第１のスイッチ素子１がオン、オフする
ので、そのオン期間にはトランジスタ１５を介して電流
が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１５を介して電
流が流れる。次に、時刻ｔ２〜ｔ５の期間、すなわち電
圧ＶＯが負の半サイクルの期間、電流ＩＯが正の半サイ
クルの期間では、第２図（Ｃ）のように第２のスイッチ
素子２がオン、オフするので、そのオン期間にはダイオ
ードＤ２に電流が流れてトランジスタ１５を介して電流
が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１５を介して電
流が流れる。次に、時刻ｔ３〜ｔ４の期間、すなわち電
圧Ｖｏ・電流工。がともに負の半すイク〃の期間では、
第２図（Ｃ）のように第２のスイッチ素子２がオン、オ
フするので、そのオン期間にはトランジスタ１４を介し
て電流が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１６を介
して電流が流れる０さらに、時刻ｔ４〜ｔ５の期間、す
なわち電圧ｖｏが正の半すイクρの期間、電流工。が負
の半すイク〃の期間では、第２図中）のように第１のス
イッチ素子１がオン、オフするので、そのオン期間には
ダイオードＤ１に電流が流れてトランジスタ１４を介し
て電流が流れ、そのオフ期間にはトランジスタ１６を介
して電流が啼れる。こうして直流入力電源２０と絶縁さ
れた正弦波の交流出力を得ることができる。なお、以上
の説明は誘導性負荷が接続された場合であるが、抵抗負
荷であれば時刻ｔ２〜ｔ３の期間と時間ｔ４〜ｔ５の期
間とが生じなくなるだけであり、詳細な説明については
省略する。
第３図は本発明の他の実施例の回路図で、トランスの１
次巻線３−１を含んだ２個の第１のスイッチ素子１−１
．１−２を有する回路と、トランスの１次巻線３−１を
含んだ２個の第２のスイッチ素子２−１．２−２を有す
る回路とが直流入力電源２ＯＮ：対して並列に接続され
、２個の第１のスイッチ素子は同時にオン、オフし、２
個の第２のスイッチ素子も同時にオン、オフするように
構成されていること以外は第１図と同じである。
次巻線３−１を含んだ２個の第１のスイッチ素子１−１
．１−２を有する回路と、トランスの１次巻線３−１を
含んだ２個の第２のスイッチ素子２−１．２−２を有す
る回路とが直流入力電源２ＯＮ：対して並列に接続され
、２個の第１のスイッチ素子は同時にオン、オフし、２
個の第２のスイッチ素子も同時にオン、オフするように
構成されていること以外は第１図と同じである。
発明の詳細
な説明したように、本発明のインバータ回路は直流入力
電源と交流出力との問を絶縁するためのＤｏ−ＤＣコン
バータ部を不要にできるので、効率の低下や回路が複雑
になることを防止することができる。
電源と交流出力との問を絶縁するためのＤｏ−ＤＣコン
バータ部を不要にできるので、効率の低下や回路が複雑
になることを防止することができる。
また、各実施例はフォワード形の構成であるため、トフ
／スの偏磁が生じないので高周波化が容易であり、しか
も制御回路も簡素化することができる。
／スの偏磁が生じないので高周波化が容易であり、しか
も制御回路も簡素化することができる。
第１図は本発明のインバータ回路の回路図、第２図はそ
の動作波形図、第３図は本発明の他の実施例の回路図、
第４図は従来のインバータ回路の回路図である。 １．１−１．１−２・・・第１のスイッチ素子２．２−
１．２−２・・・第２のスイッチ素子７〜１０． ｆ３
〜１６・・・トランジスタ１７・・・基準正弦波発生回
路 １８・・・鋸歯状波発生回路１９−１・・・第１
の比較器 １９−２・・・第２の比較器２０・・・直
流入力電源 ２１・・・第１の双方向性スイッチ回路２２・・・第２
の双方向性スイッチ回路２７、２８・・・論理回路
の動作波形図、第３図は本発明の他の実施例の回路図、
第４図は従来のインバータ回路の回路図である。 １．１−１．１−２・・・第１のスイッチ素子２．２−
１．２−２・・・第２のスイッチ素子７〜１０． ｆ３
〜１６・・・トランジスタ１７・・・基準正弦波発生回
路 １８・・・鋸歯状波発生回路１９−１・・・第１
の比較器 １９−２・・・第２の比較器２０・・・直
流入力電源 ２１・・・第１の双方向性スイッチ回路２２・・・第２
の双方向性スイッチ回路２７、２８・・・論理回路
Claims (1)
- 直流入力電源と並列に、トランスの１次巻線を含んだ少
なくとも１個のスイッチ素子を有する回路が２組接続さ
れ、このトランスの２次巻線にトランジスタとダイオー
ドとの直列回路が逆並列に接続されてなる双方向性スイ
ッチ回路を接続し、この双方向性スイッチ回路の出力に
高周波リアクトルと交流用コンデンサとからなる高周波
フィルタ回路を接続し、前記各組のスイッチ素子を基準
正弦波の正、負の各半サイクルごとにその波高値に対応
したパルス幅でオン、オフさせて前記高周波フィルタ回
路の出力に正弦波の交流出力を得ることを特徴とするイ
ンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1263327A JPH03128676A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1263327A JPH03128676A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03128676A true JPH03128676A (ja) | 1991-05-31 |
Family
ID=17387937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1263327A Pending JPH03128676A (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03128676A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999046850A1 (en) * | 1998-03-11 | 1999-09-16 | Simon Richard Greenwood | Bi-directional ac or dc voltage regulator |
-
1989
- 1989-10-09 JP JP1263327A patent/JPH03128676A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999046850A1 (en) * | 1998-03-11 | 1999-09-16 | Simon Richard Greenwood | Bi-directional ac or dc voltage regulator |
| US6294900B1 (en) | 1998-03-11 | 2001-09-25 | Simon R. Greenwood | Bi-directional AC or DC voltage regulator |
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