JP3488240B2 - 全波昇降圧形パワー・コンバータ - Google Patents
全波昇降圧形パワー・コンバータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
産業上の利用分野
本発明は、スイッチング・モードのパワー・コンバー
タに関する。特に、この発明はスイッチング・モードの
パワー・コンバータに関し、特に予め一体化された昇降
圧方式と降圧方式とを兼備したスイッチング・モードの
パワー・コンバータに関するものである。
タに関する。特に、この発明はスイッチング・モードの
パワー・コンバータに関し、特に予め一体化された昇降
圧方式と降圧方式とを兼備したスイッチング・モードの
パワー・コンバータに関するものである。
従来の技術
スイッチング・モードの電源には、一般的に三つの基
本的な回路のグループが使用されている。すなわち、降
圧形（buck）、昇圧形（boost）および昇降圧形（buck
−boost）（一般的に“フライバック方式”として知ら
れる）である。昇降圧形（フライバック）コンバータ
は、基本的な降圧形コンバータと昇圧形コンバータの方
式の有利な一体化のおそらく最初の例であろう。ある識
者は昇降圧形コンバータを基本的な形式として取り扱う
が、他の意見では昇降圧形コンバータは一体化された方
式と見なされる。
本的な回路のグループが使用されている。すなわち、降
圧形（buck）、昇圧形（boost）および昇降圧形（buck
−boost）（一般的に“フライバック方式”として知ら
れる）である。昇降圧形（フライバック）コンバータ
は、基本的な降圧形コンバータと昇圧形コンバータの方
式の有利な一体化のおそらく最初の例であろう。ある識
者は昇降圧形コンバータを基本的な形式として取り扱う
が、他の意見では昇降圧形コンバータは一体化された方
式と見なされる。
昇降圧形コンバータの方式がどのような由来であれ、
昇降圧形コンバータの方式、Ｍ＝D/（１−Ｄ）、および
昇圧形コンバータの方式、Ｍ＝1/（１−Ｄ）、の両者の
連続モードの制御から出力への移送関数のトポロジカル
な特性に関しては、識者の間に共通の認識がある。この
共通認識は、全（ALL）連続モードでPWM制御された固定
周波数のスイッチング・モードの昇圧形コンバータおよ
び昇降圧形コンバータ方式において、最小でない位相特
性、右半分のｓ平面ゼロがあることを支持する。RPHゼ
ロと名付けると、この第一次の特性は、（１−Ｄ）項に
重要なインダクタ電流／負荷電流の不連続性に起因す
る。このRHPゼロは降圧形グループの回路では決して起
こらない。このRHPゼロは、一ひねりしたユーモアでも
って、“右半分の平面のゼロは余分なコストをかけずに
すべての昇圧形コンバータ移送関数に含まれる”と言わ
れ、多く言われる悪口は、“大変嫌みな右半分の平面の
ゼロ”、そしてある種の絶望感から“補償不可能”とい
われてきた。全波降圧形（フォワード）コンバータ方式
と等価な昇降圧形（フライバック）コンバータ方式が存
在しないことが主張されてきた。このRHPゼロを軽減す
る種々の努力には、不連続モードの動作、リーディング
・エッジ変調、パワーと制御部品の値の取扱い、および
平均電流モードの制御技術を含む。現代のコンバータ制
御ループ補償の教示は、このRHPゼロ効果を有効に封じ
込める必要性を強調する。
昇降圧形コンバータの方式、Ｍ＝D/（１−Ｄ）、および
昇圧形コンバータの方式、Ｍ＝1/（１−Ｄ）、の両者の
連続モードの制御から出力への移送関数のトポロジカル
な特性に関しては、識者の間に共通の認識がある。この
共通認識は、全（ALL）連続モードでPWM制御された固定
周波数のスイッチング・モードの昇圧形コンバータおよ
び昇降圧形コンバータ方式において、最小でない位相特
性、右半分のｓ平面ゼロがあることを支持する。RPHゼ
ロと名付けると、この第一次の特性は、（１−Ｄ）項に
重要なインダクタ電流／負荷電流の不連続性に起因す
る。このRHPゼロは降圧形グループの回路では決して起
こらない。このRHPゼロは、一ひねりしたユーモアでも
って、“右半分の平面のゼロは余分なコストをかけずに
すべての昇圧形コンバータ移送関数に含まれる”と言わ
れ、多く言われる悪口は、“大変嫌みな右半分の平面の
ゼロ”、そしてある種の絶望感から“補償不可能”とい
われてきた。全波降圧形（フォワード）コンバータ方式
と等価な昇降圧形（フライバック）コンバータ方式が存
在しないことが主張されてきた。このRHPゼロを軽減す
る種々の努力には、不連続モードの動作、リーディング
・エッジ変調、パワーと制御部品の値の取扱い、および
平均電流モードの制御技術を含む。現代のコンバータ制
御ループ補償の教示は、このRHPゼロ効果を有効に封じ
込める必要性を強調する。
1967年に仮定され、1972年に解析的に確認されて以
後、このRHPゼロ効果は、20年以上にわたって、絶えず
そして強く精査される対象となってきた。この努力の正
当性は、昇降圧形コンバータ方式のさまざまな有効な特
性に見られる。それらの中には、単純さ、多出力を実現
することの容易さ、複合的な電圧移送関数、広い入力ラ
イン範囲、より少ない半導体ストレス、負荷にたいする
保護、フォワード（降圧）コンバータと同じパワー密度
および効率などがある。
後、このRHPゼロ効果は、20年以上にわたって、絶えず
そして強く精査される対象となってきた。この努力の正
当性は、昇降圧形コンバータ方式のさまざまな有効な特
性に見られる。それらの中には、単純さ、多出力を実現
することの容易さ、複合的な電圧移送関数、広い入力ラ
イン範囲、より少ない半導体ストレス、負荷にたいする
保護、フォワード（降圧）コンバータと同じパワー密度
および効率などがある。
このRHPゼロ効果にもかかわらず、昇降圧形コンバー
タ方式（フライバック）は、パワー変換の応用に広く使
用されており、広範な公共領域の努力と同時に、片端接
地のおよび全波構成における専売製品にその使用が見ら
れる。
タ方式（フライバック）は、パワー変換の応用に広く使
用されており、広範な公共領域の努力と同時に、片端接
地のおよび全波構成における専売製品にその使用が見ら
れる。
すでに十分に確立された応用条件と共に、前述の議論
は、すでに非常に一般的となっている昇降圧形コンバー
タ方式は、もしこのRHPゼロ効果をなくすことが出来れ
ば、さらに広い使用範囲を見つけることができることを
十分な説得力をもって明らかにする。
は、すでに非常に一般的となっている昇降圧形コンバー
タ方式は、もしこのRHPゼロ効果をなくすことが出来れ
ば、さらに広い使用範囲を見つけることができることを
十分な説得力をもって明らかにする。
発明の概要
本発明は、連続モードの、全波の、昇降圧（フライバ
ック）形の、PWM制御された、固定周波数の、スイッチ
ング・モードのパワー・コンバータであり、ここで単一
の磁束交換（permutation）媒体（エネルギー蓄積イン
ダクタ）が、交互に切り替わる（変圧する）ソースから
負荷への（source to load）スイッチング手段の間に
入れられ（連結され）て、標準的な昇降圧形コンバータ
電圧移送関数、M/D（１−Ｄ）を与え、そして交互に切
り替わるＤインターバルではソースが連続的であり、同
時の（１−Ｄ）インターバルではソースが不連続的であ
り、そして交代するＤインターバルでも同時の（１−
Ｄ）インターバルでも負荷が連続的であるという、特徴
的な全波降圧インダクタ電流特性を与える。
ック）形の、PWM制御された、固定周波数の、スイッチ
ング・モードのパワー・コンバータであり、ここで単一
の磁束交換（permutation）媒体（エネルギー蓄積イン
ダクタ）が、交互に切り替わる（変圧する）ソースから
負荷への（source to load）スイッチング手段の間に
入れられ（連結され）て、標準的な昇降圧形コンバータ
電圧移送関数、M/D（１−Ｄ）を与え、そして交互に切
り替わるＤインターバルではソースが連続的であり、同
時の（１−Ｄ）インターバルではソースが不連続的であ
り、そして交代するＤインターバルでも同時の（１−
Ｄ）インターバルでも負荷が連続的であるという、特徴
的な全波降圧インダクタ電流特性を与える。
降圧形の回路にあってはRHPがゼロになることは絶対
に起こらないので、この発明のコンバータにおいては従
来技術に見られる昇圧形に起因するRHPゼロは呈さない
のである。しかも全波昇降圧形本来の他の全ての性質は
保っているのである。従来の制御手段に反応して、帯域
幅は理論的な最高サンプリング速度によってのみ制限さ
れるのである。
に起こらないので、この発明のコンバータにおいては従
来技術に見られる昇圧形に起因するRHPゼロは呈さない
のである。しかも全波昇降圧形本来の他の全ての性質は
保っているのである。従来の制御手段に反応して、帯域
幅は理論的な最高サンプリング速度によってのみ制限さ
れるのである。
全てのパワー磁気的機能、すなわちインダクタンスと
トランス（変圧）機能（絶縁、isolation）は、単一の
磁気的部品、すなわち単一のトランス（変圧器）磁芯を
もつ全波フォワード・コンバータに等価のフライバック
方式で得られる。
トランス（変圧）機能（絶縁、isolation）は、単一の
磁気的部品、すなわち単一のトランス（変圧器）磁芯を
もつ全波フォワード・コンバータに等価のフライバック
方式で得られる。
図面の簡単な説明
本発明の詳細およびその望ましい実施例は、以下の図
面を参照しながらさらによく理解される。
面を参照しながらさらによく理解される。
第１図は、本発明の標準的方式を図示する。
第2A図は、第3A,4A,5A,7A,8Aおよび9A図の磁気構造的
特性（identities）を示す。
特性（identities）を示す。
第2B図は、第2A図の線Ａ−Ａに沿った断面図である。
第３図は、従来技術による降圧形コンバータ方式を、
付随の電圧、電流、移送関数特性と共に、模式的に示
す。
付随の電圧、電流、移送関数特性と共に、模式的に示
す。
第3A図は、第３図の磁気構造を、付随の電圧および電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
第４図は、本発明の非分離型の（non−isolated）、
単一磁気構造のコンバータの実施例を、付随した電圧、
電流、移送関数特性と共に模式的に示す。
単一磁気構造のコンバータの実施例を、付随した電圧、
電流、移送関数特性と共に模式的に示す。
第4A図は、第４図の磁気的構造を、付随した電圧、電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
第５図は、本発明の非分離型の、単一磁気構造の、複
数出力をもつコンバータの実施例を、付随した電圧、電
流、移送関数特性と共に模式的に示す。
数出力をもつコンバータの実施例を、付随した電圧、電
流、移送関数特性と共に模式的に示す。
第5A図は、第５図の磁気的構造を、付随した電圧、電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
第６図は、第２、2A、３、3A、４、4A、５、5A、７、
7A、８、8A、９および9A図のタイミング、電圧および電
流を、付随するタイミング、電圧、電流和の式と共に示
す、複数のグラフである。
7A、８、8A、９および9A図のタイミング、電圧および電
流を、付随するタイミング、電圧、電流和の式と共に示
す、複数のグラフである。
第７図は、本発明の分離した（isolated）三個の磁気
コンバータの実施例を、付随した電圧、電流、移送関数
特性と共に模式的に示す。
コンバータの実施例を、付随した電圧、電流、移送関数
特性と共に模式的に示す。
第7A図は、第７図の磁気的構造を、付随した電圧、電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
第８図は、本発明の分離した二個の磁気コンバータの
実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に模
式的に示す。
実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に模
式的に示す。
第8A図は、第８図の磁気的構造を、付随した電圧、電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
第９図は、本発明の分離した一個の磁気のコンバータ
の実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に
模式的に示す。
の実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に
模式的に示す。
第9A図は、第９図の磁気的構造を、付随した電圧、電
流特性と共に示す。
流特性と共に示す。
発明の記述
本発明を説明するために、理想的なスイッチ、一方向
性の伝導手段および磁性物質を仮定する。理想化した磁
気特性は、以下に議論されるような、トランスT11とT12
のための慣用の低いリラクタンスの磁芯構造と、必要な
アンペア・ターン（起磁力）特性を得るためにＬに対す
る慣用の比較的高いリラクタンスの磁芯構造とを含む。
Ｍ項（term）はＤ項で表現される理想的な電圧変換比で
ある。Ｄ項はスイッチが閉じた期間tONであり、（Ｔ）
の関数として表現したものである。（Ｔ）項は動作の一
全波サイクルで、１の任意の時間単位で表現したもので
ある。
性の伝導手段および磁性物質を仮定する。理想化した磁
気特性は、以下に議論されるような、トランスT11とT12
のための慣用の低いリラクタンスの磁芯構造と、必要な
アンペア・ターン（起磁力）特性を得るためにＬに対す
る慣用の比較的高いリラクタンスの磁芯構造とを含む。
Ｍ項（term）はＤ項で表現される理想的な電圧変換比で
ある。Ｄ項はスイッチが閉じた期間tONであり、（Ｔ）
の関数として表現したものである。（Ｔ）項は動作の一
全波サイクルで、１の任意の時間単位で表現したもので
ある。
1.次に第３、3A図を参照すると、タイミング、電圧、お
よび電流特性（identities）が、第６図の（Ｔ）、
（Ａ）（Ｅ）（Ｆ）および（Ｈ）に付随するタイミン
グ、電圧、および電流表現を用いて表現されている。ｎ
＝0.5とすると、交互の（全波）スイッチング手段を、
第３図の従来技術による降圧回路の電圧変換関数へ応用
すると、2D項を表す。すなわち、Ｍ＝n2D/｛１＋2D（ｎ
−１）｝＝0.5（2D）／（−0.5）＝D/（１−Ｄ）とな
る。この表現は従来の全波降圧形コンバータと正確に同
等であり、そこではそれぞれのスイッチに適用されるＤ
項は全波降圧形インダクタに特有のEt等価物（equivale
ncy）により、有効に２倍にされる。すなわち、定常状
態の動作ではインダクタの両端に加わる電圧はそれぞれ
のスイッチングサイクルを平均するとゼロでなければな
らない。［（Ein−Eout）2D］＋［−Eout（１−2D）］
＝０、2DEin−Eout＝０、2DEin−Eout＝０、Eout＝2DEi
n、Ｍ＝2D。
よび電流特性（identities）が、第６図の（Ｔ）、
（Ａ）（Ｅ）（Ｆ）および（Ｈ）に付随するタイミン
グ、電圧、および電流表現を用いて表現されている。ｎ
＝0.5とすると、交互の（全波）スイッチング手段を、
第３図の従来技術による降圧回路の電圧変換関数へ応用
すると、2D項を表す。すなわち、Ｍ＝n2D/｛１＋2D（ｎ
−１）｝＝0.5（2D）／（−0.5）＝D/（１−Ｄ）とな
る。この表現は従来の全波降圧形コンバータと正確に同
等であり、そこではそれぞれのスイッチに適用されるＤ
項は全波降圧形インダクタに特有のEt等価物（equivale
ncy）により、有効に２倍にされる。すなわち、定常状
態の動作ではインダクタの両端に加わる電圧はそれぞれ
のスイッチングサイクルを平均するとゼロでなければな
らない。［（Ein−Eout）2D］＋［−Eout（１−2D）］
＝０、2DEin−Eout＝０、2DEin−Eout＝０、Eout＝2DEi
n、Ｍ＝2D。
2.次に第７図、7A図に参照すると、タイミング、電圧、
および電流特性が、付随のタイミング、電圧、および電
流表現を用いて、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。
および電流特性が、付随のタイミング、電圧、および電
流表現を用いて、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。
スイッチ11又はスイッチ12の交互の閉（ON）時間tON
は、対応するトランスT12またはT12のNP、NT、およびNS
の両端のEinを表す。対応する一方向性の伝導手段（ダ
イオード）D11またはD12は非伝導状態であろう。トラン
スとインダクタの結合された動作が、伝導状態の対応し
ない一方向性の伝導手段（ダイオード）D11またはD12を
介して、対応しないトランスT11またはT12のNP、NT、お
よびNSの両端のEoutを表すであろう。T11のNPとT12のNT
との直列組み合わせ、およびT11のNTとT12のNPとの直列
組み合わせが、電圧Ein−Eout、即ち、tONインターバル
中の電圧（Ａ）、を表すように配置されそして極性化さ
れている。これらの直列組み合わせは、インダクタＬを
横切って並列に接続され、こうして、インダクタＬを、
伝導状態の対応しない一方向性の伝導手段D11またはD12
を介して、EinとEoutとの間に直列に入れている。イン
ダクタＬの電流（Ｇ）は、どちらかのtONインターバル
の間、ソース電流（Ｅ）、スイッチング電流（Ｉ）また
は（Ｊ）のどちらか、一方向性伝導手段の電流（Ｌ）ま
たは（Ｍ）のどちらか、および出力電流（Ｈ）と連続的
である。
は、対応するトランスT12またはT12のNP、NT、およびNS
の両端のEinを表す。対応する一方向性の伝導手段（ダ
イオード）D11またはD12は非伝導状態であろう。トラン
スとインダクタの結合された動作が、伝導状態の対応し
ない一方向性の伝導手段（ダイオード）D11またはD12を
介して、対応しないトランスT11またはT12のNP、NT、お
よびNSの両端のEoutを表すであろう。T11のNPとT12のNT
との直列組み合わせ、およびT11のNTとT12のNPとの直列
組み合わせが、電圧Ein−Eout、即ち、tONインターバル
中の電圧（Ａ）、を表すように配置されそして極性化さ
れている。これらの直列組み合わせは、インダクタＬを
横切って並列に接続され、こうして、インダクタＬを、
伝導状態の対応しない一方向性の伝導手段D11またはD12
を介して、EinとEoutとの間に直列に入れている。イン
ダクタＬの電流（Ｇ）は、どちらかのtONインターバル
の間、ソース電流（Ｅ）、スイッチング電流（Ｉ）また
は（Ｊ）のどちらか、一方向性伝導手段の電流（Ｌ）ま
たは（Ｍ）のどちらか、および出力電流（Ｈ）と連続的
である。
スイッチS11とスイッチS12が同時に開くと、インダク
タＬにおける慣用のアンペア・ターン（電磁力）が保存
則の結果として、電圧（Ａ）の極性を反転させる。一方
向性伝導手段D11とD12の両者の伝導状態は、T11のNSとT
12のNSの両端の電圧Eoutを表し、該電圧Eoutは、インダ
クタＬの両端にかかるものとしてT11とT12の変換比（NP
＋NT）/NS、または2:1により表現される。電圧（Ａ）
は、いずれかの（T/2−tON）のインターバルで−2Eout
である。第7A図の全波フライバック・インダクタＬのEt
等価性は、再びＤ項をスイッチ手段に交互にかけられる
ものとすれば、［（Ein−Eout）2D］＋［−2Eout（１−
2D）］＝０、2DEin−2DEout−2Eout＋4DEout＝０、DEin
−Eout＋DEout＝０、DEin＋DEout＝Eout、DEin＝Eout−
DEout、EinD＝Eout（１−Ｄ）、Eout＝Ein［D/（１−
Ｄ）］、Ｍ＝D/（１−Ｄ）と表される。インダクタＬの
電流（Ｇ）は、NS/（NP＋NT）、または1:2の比で出力電
流（Ｈ）に並列（parallel）に変換される。それぞれの
一方向性の伝導手段は電流（Ｋ）を流し、その電流の和
が電流（Ｆ）である。インダクタＬの電流（Ｇ）は、い
ずれかの（T/2−tON）のインターバルで、それぞれの一
方向性伝導手段の電流（Ｋ）および出力電流（Ｈ）に同
時に連続的である。インダクタＬの電流（Ｇ）は、どち
らかのスイッチ手段S11またはS12がtONのインターバル
でソースに連続的で、スイッチ手段S11とS12が同時にオ
フのインターバル（T/2−tON）ではソースに不連続的
で、tONおよび（T/2−tON）の両方のインターバルでは
出力に連続的である。したがって、IL＝IM、IR（負荷）
＝2DIM＋（１−2D）2IM、IR（負荷）＝2IM［Ｄ＋（１−
2D）］、IR（負荷）＝2IM（１−Ｄ）、IM＝0.5IR（負
荷）／（１−Ｄ）となる。キャパシタC2で積算（integr
ate）されて、連続的なインダクタＬ電流（Ｇ）／出力
電流（Ｈ）はIR（負荷）として伝達され、こうして使用
負荷Ｒ（負荷）の両端電圧Eoutを表す。
タＬにおける慣用のアンペア・ターン（電磁力）が保存
則の結果として、電圧（Ａ）の極性を反転させる。一方
向性伝導手段D11とD12の両者の伝導状態は、T11のNSとT
12のNSの両端の電圧Eoutを表し、該電圧Eoutは、インダ
クタＬの両端にかかるものとしてT11とT12の変換比（NP
＋NT）/NS、または2:1により表現される。電圧（Ａ）
は、いずれかの（T/2−tON）のインターバルで−2Eout
である。第7A図の全波フライバック・インダクタＬのEt
等価性は、再びＤ項をスイッチ手段に交互にかけられる
ものとすれば、［（Ein−Eout）2D］＋［−2Eout（１−
2D）］＝０、2DEin−2DEout−2Eout＋4DEout＝０、DEin
−Eout＋DEout＝０、DEin＋DEout＝Eout、DEin＝Eout−
DEout、EinD＝Eout（１−Ｄ）、Eout＝Ein［D/（１−
Ｄ）］、Ｍ＝D/（１−Ｄ）と表される。インダクタＬの
電流（Ｇ）は、NS/（NP＋NT）、または1:2の比で出力電
流（Ｈ）に並列（parallel）に変換される。それぞれの
一方向性の伝導手段は電流（Ｋ）を流し、その電流の和
が電流（Ｆ）である。インダクタＬの電流（Ｇ）は、い
ずれかの（T/2−tON）のインターバルで、それぞれの一
方向性伝導手段の電流（Ｋ）および出力電流（Ｈ）に同
時に連続的である。インダクタＬの電流（Ｇ）は、どち
らかのスイッチ手段S11またはS12がtONのインターバル
でソースに連続的で、スイッチ手段S11とS12が同時にオ
フのインターバル（T/2−tON）ではソースに不連続的
で、tONおよび（T/2−tON）の両方のインターバルでは
出力に連続的である。したがって、IL＝IM、IR（負荷）
＝2DIM＋（１−2D）2IM、IR（負荷）＝2IM［Ｄ＋（１−
2D）］、IR（負荷）＝2IM（１−Ｄ）、IM＝0.5IR（負
荷）／（１−Ｄ）となる。キャパシタC2で積算（integr
ate）されて、連続的なインダクタＬ電流（Ｇ）／出力
電流（Ｈ）はIR（負荷）として伝達され、こうして使用
負荷Ｒ（負荷）の両端電圧Eoutを表す。
3.次に第８図、8A図を参照すると、タイミング、電圧、
および電流特性が、添付のタイミング、電圧、および電
流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、インダクタＬの両端の電圧と
して表現される電圧（Ａ）が、T11とT12を単一の低いリ
ラクタンス磁芯構造と一体化することにより発生される
点を除いては、機能的には第７図および第7A図の回路と
同等である。インダクタＬは、分離した、比較的高いリ
ラクタンスの磁芯構造をもつ。いずれかのNPの両端電圧
Einといずれかの対応しないNSの両端電圧Eoutの磁束和
が、tONのインターバルの間、NT電圧Ein−Eoutを発生す
る。（T/2−tON）インターバル中のそれぞれのNSの両端
電圧Eoutの同時表現の磁束和が、NT電圧−2Eoutを発生
する。磁気集積（magnetic integration）および磁束
加算の技術はパワー・コンバータの分野では十分に確立
されている。
および電流特性が、添付のタイミング、電圧、および電
流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、インダクタＬの両端の電圧と
して表現される電圧（Ａ）が、T11とT12を単一の低いリ
ラクタンス磁芯構造と一体化することにより発生される
点を除いては、機能的には第７図および第7A図の回路と
同等である。インダクタＬは、分離した、比較的高いリ
ラクタンスの磁芯構造をもつ。いずれかのNPの両端電圧
Einといずれかの対応しないNSの両端電圧Eoutの磁束和
が、tONのインターバルの間、NT電圧Ein−Eoutを発生す
る。（T/2−tON）インターバル中のそれぞれのNSの両端
電圧Eoutの同時表現の磁束和が、NT電圧−2Eoutを発生
する。磁気集積（magnetic integration）および磁束
加算の技術はパワー・コンバータの分野では十分に確立
されている。
4.次に第９図、9A図を参照すると、タイミング、電圧、
および電流特性が、添付のタイミング、電圧、および電
流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｉ）、
（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現されてい
る。この回路は、仮想的な巻線NEMFの両端の電圧として
表現される電圧（Ａ）が、アンペア・ターン（電磁力）
特性と同等である点を除いては、機能的には第７図およ
び第7A図の回路と同等である。巻線NLとNTとはT11とT12
に一体化されている。この磁気構造の外側の脚は比較的
低いリラクタンス特性をもつ。インダクタＬの比較的高
いリラクタンス磁気特性が磁気構造体の中心脚に一体化
されている。インダクタ電流（Ｇ）の平均はいま、高リ
ラクタンス磁気の電流IMで、電流（Ｉ）、（Ｊ）および
（Ｋ）の合成である。磁気集積および磁束加算の技術
は、二つのボビンの由来と同様に、パラグラフ３の技術
の起源と同じである。
および電流特性が、添付のタイミング、電圧、および電
流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｉ）、
（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現されてい
る。この回路は、仮想的な巻線NEMFの両端の電圧として
表現される電圧（Ａ）が、アンペア・ターン（電磁力）
特性と同等である点を除いては、機能的には第７図およ
び第7A図の回路と同等である。巻線NLとNTとはT11とT12
に一体化されている。この磁気構造の外側の脚は比較的
低いリラクタンス特性をもつ。インダクタＬの比較的高
いリラクタンス磁気特性が磁気構造体の中心脚に一体化
されている。インダクタ電流（Ｇ）の平均はいま、高リ
ラクタンス磁気の電流IMで、電流（Ｉ）、（Ｊ）および
（Ｋ）の合成である。磁気集積および磁束加算の技術
は、二つのボビンの由来と同様に、パラグラフ３の技術
の起源と同じである。
5.次に第４図および第4A図を参照すると、タイミング、
電圧、および電流特性が、添付のタイミング、電圧、お
よび電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、
（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、この非分離型の実施例におい
てNS巻線がないことを除いては、機能的には第９図およ
び第9A図の回路と同等である。
電圧、および電流特性が、添付のタイミング、電圧、お
よび電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、
（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、この非分離型の実施例におい
てNS巻線がないことを除いては、機能的には第９図およ
び第9A図の回路と同等である。
6.次に第５図および第5A図を参照すると、タイミング、
電圧、および電流特性が、添付のタイミング、電圧、お
よび電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、
（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、この分離された多重出力の実
施例においてNy巻線を付加していることを除いては、機
能的には第９図および第9A図の回路と同等である。
電圧、および電流特性が、添付のタイミング、電圧、お
よび電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、
（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、
（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現
されている。この回路は、この分離された多重出力の実
施例においてNy巻線を付加していることを除いては、機
能的には第９図および第9A図の回路と同等である。
7.次に第１図を参照すると、この回路は本発明の標準的
方式を具体化し、機能的には電圧極性およびソース／負
荷の方向から独立である。1/4、2/4、3/4および4/4モー
ドの機能があることは明白である。
方式を具体化し、機能的には電圧極性およびソース／負
荷の方向から独立である。1/4、2/4、3/4および4/4モー
ドの機能があることは明白である。
8.本発明の前記特徴およびその他の特徴（発明の概要に
引用されたような）は、本発明の開示を読めば、この技
術に精通した方々には明らかであろう。同様に、どんな
動作モードに対しても、制御手段CMが多くの方法で装備
さるうることは明らかであろう。また、本トポロジー
は、すべての従来技術の全波、および多重位相の回路配
位、例えば半ブリッジ、全ブリッジ回路などを配位する
ために、再展開したり増大させたりすることができるの
は、同様に明らかであろう。
引用されたような）は、本発明の開示を読めば、この技
術に精通した方々には明らかであろう。同様に、どんな
動作モードに対しても、制御手段CMが多くの方法で装備
さるうることは明らかであろう。また、本トポロジー
は、すべての従来技術の全波、および多重位相の回路配
位、例えば半ブリッジ、全ブリッジ回路などを配位する
ために、再展開したり増大させたりすることができるの
は、同様に明らかであろう。
本発明の他の応用、変形および分枝は、この開示を読
めば、この技術に精通した方々には明らかとなろう。こ
れらの点は、添付される請求項で定義されるように、本
発明の範囲の中に含まれることが意図されている。
めば、この技術に精通した方々には明らかとなろう。こ
れらの点は、添付される請求項で定義されるように、本
発明の範囲の中に含まれることが意図されている。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/155
Claims (3)
- 【請求項１】予め一体化された昇降圧方式と降圧方式と
を兼備したスイッチング・モードの全波昇降圧形パワー
・コンバータであって、 不連続な電源電流をもつDC電源電圧と、 不連続な電源電流を集積するためにDC電源電圧の両端に
並列に接続された第１のコンデンサと、 使用負荷と、 使用負荷の両端にかかるDC出力電圧と、 低リラクタンスの磁芯構造体を具えた第１、第２および
第３の巻線を含む第１のパワー・トランスと、 低リラクタンス磁芯構造体を具えた第１、第２および第
３の巻線を含む第２のパワー・トランスと、 DC電源電圧と第１のコンデンサとを、第１のパワー・ト
ランスの第１の巻線を横切って選択的に接続する第１の
スイッチング手段と、 DC電源電圧と第１のコンデンサを第２のパワー・トラン
スの第１の巻線を横切って選択的に接続しかつ第１のス
イッチング手段と同時に作動される第２のスイッチング
手段と、 第１のパワー・トランスの第２の巻線を使用負荷と直列
に接続しかつ第１のスイッチング手段の非伝導状態期間
では伝導するように配置された第１の一方向性伝導手段
と、 第２のパワー・トランスの第２の巻線を使用負荷と直列
に接続し、第２のスイッチング手段の非伝導状態の期間
に伝導するように配置された第２の一方向性伝導手段
と、 比較的高いリラクタンスの磁芯構造を具えて第１のパワ
ー・トランスの第１の巻線と第２のパワー・トランスの
第３の巻線との直列の組合せおよび第２のパワー・トラ
ンスの第１の巻線と第１のパワー・トランスの第３の巻
線との直列の組合せに並列に接続されたインダクタと、 使用負荷の両端に並列に接続されて第１のコンデンサ、
第１と第２のパワー・トランス、第１と第２のスイッチ
ング手段、第１と第２の一方向性伝導手段、およびイン
ダクタの連続的出力電流を積算するように配置された第
２のコンデンサと、 DC電圧電源から、第１のコンデンサ、第１と第２のパワ
ー・トランス、第１と第２の一方向性伝導手段、インダ
クタ、および第２のコンデンサを介して使用負荷へ全波
電流の移送を行うために、第１と第２のスイッチング手
段を選択的に開閉するための制御手段と を含んでなりかつ、 インダクタにより並列に接続された直列の巻線の組合せ
は、第１と第２のスイッチング手段の交互の伝導状態期
間では、DC電源電圧からDC出力電圧を引いたものに等し
い電圧を出すように配置されかつ分極され、第１と第２
のスイッチング手段の同時の非伝導状態期間、DC出力電
圧の２倍に等しい電圧を呈し、 全てが全波モードでは電圧移送関数Ｍ＝D/（１−Ｄ）に
対応し、 Ｍは理想的な電圧移送比を表し、 Ｄはスイッチが閉じた期間を表し、１の任意の時間単位
として表される動作の全波サイクルの関数として表現さ
れる ことを特徴とする全波昇降圧形パワー・コンバータ。 - 【請求項２】第１と第２のパワー・トランスが１個の低
リラクタンス磁芯構造体に一体化され、 インダクタは別の比較的高いリラクタンス磁芯構造体を
有する ことを特徴とする請求項１に記載のパワー・コンバー
タ。 - 【請求項３】第１と第２のパワー・トランスおよびイン
ダクタが、それぞれ比較的低いリラクタンス特性と比較
的高いリラクタンス特性の両方を具えた１個の磁芯構造
体に一体化された ことを特徴とする請求項１に記載のパワー・コンバー
タ。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/195,398 US5436818A (en) | 1994-02-14 | 1994-02-14 | Full wave buck-boost power converter with buck power converter properties |
| US08/196,398 | 1994-02-14 | ||
| PCT/US1995/001810 WO1995022193A1 (en) | 1994-02-14 | 1995-02-13 | Full wave buck boost power converter with buck power converter properties |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09509039A JPH09509039A (ja) | 1997-09-09 |
| JP3488240B2 true JP3488240B2 (ja) | 2004-01-19 |
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ID=22721272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52139495A Expired - Fee Related JP3488240B2 (ja) | 1994-02-14 | 1995-02-13 | 全波昇降圧形パワー・コンバータ |
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|---|---|
| US (1) | US5436818A (ja) |
| EP (1) | EP0801841B1 (ja) |
| JP (1) | JP3488240B2 (ja) |
| KR (1) | KR100334694B1 (ja) |
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| AU (1) | AU1917495A (ja) |
| DE (1) | DE69530941T2 (ja) |
| IL (1) | IL112651A (ja) |
| MX (1) | MX9603368A (ja) |
| WO (1) | WO1995022193A1 (ja) |
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| US6657495B2 (en) | 2002-04-01 | 2003-12-02 | Texas Instruments Incorporated | Operational amplifier output stage and method |
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