CN104682708A - 降压变换器 - Google Patents

降压变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104682708A
CN104682708A CN201310629178.8A CN201310629178A CN104682708A CN 104682708 A CN104682708 A CN 104682708A CN 201310629178 A CN201310629178 A CN 201310629178A CN 104682708 A CN104682708 A CN 104682708A
Authority
CN
China
Prior art keywords
coil
switching tube
buck converter
transformer
flow component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201310629178.8A
Other languages
English (en)
Inventor
袁明川
武永成
杜鸿殿
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201310629178.8A priority Critical patent/CN104682708A/zh
Publication of CN104682708A publication Critical patent/CN104682708A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明实施例提供了一种降压变换器。包括：开关管，与降压变换器的输入端连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断；变压器，包括第一线圈和第二线圈，第二线圈连接在开关管与降压变换器的输出端之间，用于在开关管导通时储存能量，第一线圈与第二线圈相耦合，用于释放第二线圈储存的能量；续流元件，与变压器的第一线圈连接，用于在开关管截止时导通，并且在开关管关断时为第一线圈释放能量提供通路。本发明的技术方案减小了开关管的开关损耗和导通损耗，从而提高了降压变换器的转换效率。

Description

降压变换器
技术领域
本发明实施例涉及电路领域，更具体地，涉及一种降压变换器。
背景技术
常见的降压变换器，例如，Buck电路，用于将高电压转换成低电压。例如，Buck电路主要包括续流二极管、开关管和电感，其中续流二极管、开关管是造成效率损失的主要元件。续流二极管的损耗包括导通损耗与恢复损耗，开关管的损耗包括导通损耗与开关损耗。
在Buck电路中，开关管的输出端（例如，漏极）与续流二极管的负极相连接，并且与电感相连接，即开关管与续流二极管串联连接，续流二极管与电感并联连接。开关管可以通过驱动电路控制开关管的导通时间，以控制电感的降压，从而实现高电压到低电压的转换，当开关管关断时，可以通过续流二极管释放电感上的电流。
在上述技术方案中，由于续流二极管与开关管串联连接，且续流二极管上的电压降很小（例如，1V），因此，开关管上的电压降接近输入电压，因此必须选用截止电压较大的开关管，这样，使得开关损耗和导通损耗较大，从而使得降压变换器的转换效率较低。
发明内容
本发明一方面提供了一种降压变换器，能够减小开关管上的电压降。
本发明包括：开关管，与降压变换器的输入端连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断；变压器，包括第一线圈和第二线圈，第二线圈连接在开关管与降压变换器的输出端之间，用于在开关管导通时储存能量，第一线圈与第二线圈相耦合，用于释放第二线圈储存的能量；续流元件，与变压器的第一线圈连接，用于在开关管导通时截止，并且在所述开关管关断时为所述第一线圈释放能量提供通路。
结合第一方面，在第一种可能的实现方式下，变压器为自耦合变压器，第一线圈为自耦变压器的线圈一部分，第二线圈为自耦变压器的线圈的另一部分，自耦变压器的线圈的一端与降压变换器的输出端连接，自耦变压器的线圈的中间抽头与开关管的输出端连接，自耦变压器的线圈的另一端与续流元件的一端相连接，续流元件的另一端接地。
结合第一方面，在第二种可能的实现方式下，变压器为双绕组变压器，第二线圈的一端与降压变换器的输出端连接，第二线圈的另一端与开关管的输出端连接，第一线圈的一端与续流元件的一端连接，第一线圈的另一端与开关管的输出端连接。
结合第一方面，在第三种可能的实现方式下，变压器为双绕组变压器，第二线圈的一端与降压变换器的输出端连接，第二线圈的另一端与开关管的输出端连接，第一线圈的一端与续流元件的一端连接，第一线圈的另一端与降压变换器的输入端相连接。
结合第一方面，在第四种可能的实现方式下，变压器为双绕组变压器，第二线圈的一端与降压变换器的输出端连接，第二线圈的另一端与开关管的输出端连接，第一线圈的一端与续流元件的一端连接，第一线圈的另一端与降压变换器的输出端相连接。
结合第一方面或上述任何一种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式下，第一线圈与第二线圈的匝数比为M:N，其中M>N，M和N均为正数。
结合第五种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式下，M为3，N为1；或者，所述M为2，所述N为1；或者，M为1.4，N为1；或者，M为6，N为1。
结合第五种可第六种可能的实现方式下，在第七种可能的实现方式下，开关管的截止电压由下列公式来确定：V＝Vin-Vout*M/（M+N），其中V为开关管两端的电压，Vin为降压变换器的输入电压，Vout为降压变换器的输出电压，M为第一线圈的匝数，N为第二线圈的匝数，M和N均为正数。
结合第五种至第七种可能的实现方式中的任一种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式下，续流元件的电流由下列公式来确定：Id＝Imos*N/（M+N），其中Id为流过所述续流元件的电流，Imos为流过开关管的电流。
结合第一方面或上述任何一种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式下，开关管为场效应晶体管，续流元件为续流二极管或续流场效应晶体管。
本发明的技术方案采用变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管关断时的承受的电压减小，因此，能够选择击穿电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开断损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是根据本发明的实施例的一种降压变换器的示意性电路框图。
图2是根据本发明的另一实施例的降压变换器的示意性电路图。
图3是根据本发明的又一实施例的降压变换器的示意性电路图。
图4是根据本发明的再一实施例的降压变换器的示意性电路图。
图5是根据本发明的又一实施例的降压变换器的示意性电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的实施例的降压变换器可以用于变换器、稳压器、开关电源等，用于为电子产品提供工作电压，并保证电子产品的电源系统稳定和可靠地工作。
图1是根据本发明的实施例的一种降压变换器100的示意性电路框图。降压变换器100可以包括开关管110、续流元件120和变压器130。
开关管110与降压变换器100的输入端Vin1连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断。
例如，开关管110可以包括栅极、源极和漏极，开关管110的源极与降压变换器100的输入端Vin1，即与电源DC1相连接。开关管110的栅极接收驱动电路（或控制电路）输出的驱动信号（或控制信号）。
变压器130包括第一线圈和第二线圈，第二线圈连接在开关管110与降压变换器100的输出端Vout1之间，用于在开关管110导通时储存能量，第一线圈与第二线圈相耦合，用于释放第二线圈储存的能量。
例如，变压器可以是自耦变压器，本发明的实施例对此不作限定，变压器可以是其它类型的变压器，例如，双绕组变压器。变压器130的第二线圈与开关管110的漏极连接。这里，第一线圈与第二线圈耦合的方式可以是磁耦合（例如，对双绕组变压器而言），也可以是直接连接（例如，对自耦变压器而言）。
续流元件120与变压器130的第一线圈连接，用于在开关管110导通时截止，并且在开关管110关断时为第一线圈释放能量提供通路。
续流元件120可以接地，用于在开关管110关断时释放第一线圈释放的能量。例如，开关管为场效应管。应理解，本发明的开关管可以但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET）、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、集成门极换流晶闸管(Integrated Gate Commutated Thyristors，IGCT)或可控硅整流器（Silicon Controlled Rectifier，SCR）等功率器件或不同功率器件的组合形式。
续流元件120为续流二极管或续流场效应管。当续流元件120为续流二极管时，续流二极管的正极接地，续流二极管的负极与开关管110的第一线圈连接。
降压变换器可以是Buck电路，也可以是其它DC/DC转换电路，用于将高的直流电压转换成低的直流电压。在本发明的实施例中，传统Buck电路中的电感可以被替换成包括两个线圈的变压器，这两个线圈可以通过磁芯耦合，且一个线圈的同名端与另一个线圈的非同名端相连接，并且连接到开关管的输出端。例如，驱动信号可以为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号。根据本发明的实施例并不限于此，驱动信号也可以是其它类型的控制信号。本发明的实施例可以通过控制电路（或驱动电路）输出的驱动信号或控制信号控制降压变换器中的开关管（例如，晶体管、场效应晶体管或可控硅闸流管等）的导通和关断，以对输入电压进行脉冲调制，从而实现直流/直流（DC/DC）转换。
本发明的实施例可以采用变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管的电压降减小，因此，能够选择击穿电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开关损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
另外，在传统的buck电路中，续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗比较大，进一步使得降压变换器的转换效率较低。而在本发明的实施例中，续流元件与第一线圈串联连接，使得流过续流元件的电流远小于传统buck电路的续流二极管的电流，因此，可以选择续流电路更小的续流二极管，从而能够进一步减小续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗。
可选地，作为另一实施例，图1的降压变换器还可以包括电容C1，电容C1与变压器并联连接，与第一线圈构成用于对开关管110输出的信号进行滤波的滤波电路。
根据本发明的实施例，第一线圈与第二线圈的匝数比为M:N，其中M>N，M和N均为正数。
例如，第一线圈与第二线圈的匝数据比L11:L12=n:1。这里，n可以大于1，也可以小于1。当n>1时，本发明的实施例提高转换效率的作用更显著。
根据本发明的实施例，M可以为3，N可以为1。
可替代地，作为另一实施例，M可以为1.4，N可以为1。
可替代地，作为另一实施例，M可以为6，N可以为1。
可替代地，作为另一实施例，M可以为2，N可以为1。
根据本发明的实施例，开关管的截止电压可以由下列公式来确定：V＝Vin-Vout*M/（M+N），其中V为开关管两端的电压，Vin为降压变换器的输入电压，Vout为降压变换器的输出电压，M为第一线圈的匝数，N为第二线圈的匝数，M和N均为正数。
由于开关管的输出端未与续流二极管直接连接，因而在开关管关断时，开关管两端的电压与传统Buck电路中的开关管两端的电压不同。传统Buck电路的开关管两端的电压接近Buch电路的输入电压Vin（续流二极管的压降小于1V），而在本发明的实施例中，开关管两端的电压为Vin-Vout*M/(M+N)。在实际使用时，当Vout比Vin低1/4时，以M为3且N为1为例，开关管管两端电压约为1/3Vin。这样，本发明的实施例可以选用的开关管的击穿电压可以是传统Buck电路的开关管的截止电压的1/3，开关管的导通电阻可以是传统Buck电路的开关管的导通电阻的1/3，相应地，开关管的导通损耗是传统Buck电路的开关管的导通损耗的1/3。另外，开关管的寄生电容也比传统Buck电路的寄生电容小，开关管的关断电压只有传统Buck电路的开关管的关断电压的1/3，开关管的关断损耗也小于传统Buck电路的开关管的关断损耗的1/3，续流二级管的电流也只有原来的1/4，因此，上述方案可以降低开关管及续流二极管的损耗，使得开关管的总体损耗为原来传统Buck电路的1/3。
举例而言，当输入电压为60V时，对于传统buck电路而言，开关管的击穿电压或耐压需要达到大约100伏，而对于本发明的实施例而言，在采用匝数比为1.4:1的变压器的情况下，开关管的击穿电压或耐压仅需要达到大约60伏，类似地，在采用匝数比为2:1的变压器的情况下，开关管的击穿电压或耐压仅需要达到大约40伏，在采用匝数比为6:1的变压器的情况下，开关管的击穿电压或耐压仅需要达到大约30伏。
根据本发明的实施例，续流元件的电流可以基于下列公式来确定：Id＝Imos*N/（M+N），其中Id为流过续流元件的电流，Imos为流过开关管的电流。
由于续流二极管D与第一线圈串联连接，因而流过续流二极管的电流与流过传统Buck电路的续流二极管的电路不同，例如，流过传统Buck电路的续流二极管的电流Id=Imos；而流过本发明的实施例的续流二极管的电流Id=Imos*N/(N+M)，其中Imos为开关管的电流。例如，当Vout比Vin低1/4时，可取M为3，N为1。本发明的实施例的续流二极管的电流约为1/4*Imos。因此，本发明的实施例可以选用的续流二极管的电流Id可以小于传统续流二极管的电流Id，可选用开关损耗更小而导通电阻略有增大的续流二级管。由于续流二极管是传统Buck电路的续流二极管的1/4，因此续流二极管的导通损耗是传统Buck电路的续流二极管的导通损耗的1/3。另外，由于续流二极管的寄生电容也比传统Buck电路的续流二极管小很多（例如，在降压变换器的输入电压为60V的情况下前者是后者的1/10），而续流二极管的恢复损耗可以降低到传统Buck电路的续流二极管的1/3，因此续流二极管总体损耗为传统的Buck电路的续流二极管的1/3。
另外，续流二极管的恢复损耗降低，进一步降低了开关管的开关损耗。由于降压变换器在轻载时主要损耗是开关管的开关损耗及二极管恢复损耗，因此，均大幅降低了轻载时的开关损耗及二极管恢复损耗，从而大大提升了轻载时的转换效率。
图2是根据本发明的另一实施例的降压变换器的200示意性电路图。图2的实施例是图1的实施例的例子。降压变换器200可以包括开关管MOS2、续流元件D2和变压器T2。图2的实施例的开关管MOS2、续流元件D2分别与图1的实施例的开关管110、续流元件120类似，在此适当省略详细的描述。
开关管MOS2，与降压变换器200的输入端Vin2连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断。
例如，开关管MOS2可以包括栅极、源极和漏极，开关管MOS2的漏极与降压变换器200的输入端Vin2，即与电源DC2相连接。开关管MOS2的栅极接收驱动电路（或控制电路）输出的驱动信号（或控制信号）。
变压器T2包括第一线圈L21和第二线圈L22，第二线圈L22连接在开关管MOS2与降压变换器200的输出端Vout2之间，用于在开关管MOS2导通时储存能量，第一线圈L21与第二线圈L22相耦合，用于释放第二线圈L22储存的能量。
续流元件D2与变压器T2的第一线圈L21连接，用于在开关管MOS2导通时截止，并且在开关管MOS2关断时为第一线圈释放能量提供通路。
本发明的实施例可以采用自耦变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管的关断时电压差减小，因此，能够选择击穿电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开关损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
另外，在传统的buck电路中，续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗比较大，进一步使得降压变换器的转换效率较低。而在本发明的实施例中，续流元件与第一线圈串联连接，使得流过续流元件的电流小于传统buck电路的续流二极管的电流，因此，可以选择续流电路更小的续流二极管，从而能够进一步减小续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗。
在本实施例中，变压器T2为自耦合变压器，第一线圈L21为自耦变压器的线圈一部分，第二线圈L22为自耦变压器的线圈的另一部分，自耦变压器的线圈的一端与降压变换器200的输出端Vout2连接，自耦变压器的线圈的中间抽头与开关管MOS2的输出端连接，自耦变压器的线圈的另一端与续流元件D2的一端相连接，续流元件D2的另一端接地。
在本发实施例中，采用自耦变压器代替传统buck电路的电感，自耦变压器的线圈L21与L22串联，自耦变压器的中间抽头连接端接开关管的输出（例如，漏极），L21的另一端连接续流二极管的负极，L22的另一端连接降压变换器200的输出端。
换句话说，第一线圈L21与第二线圈L22串联连接，第一线圈L21的一端与续流二极管D2连接，第二线圈L22的一端与降压变换器200的输出端Vout2连接，第一线圈L21和第二线圈L22均与开关管MOS2的输出端连接。
可选地，作为另一实施例，图2的降压变换器还可以包括电容C2，电容C2与变压器T2并联连接，与第一线圈L21构成用于对开关管MOS2输出的信号进行滤波的滤波电路。
图3是根据本发明的又一实施例的降压变换器的300示意性电路图。图3的实施例是图1的实施例的例子。降压变换器300可以包括开关管MOS3、续流元件D3和变压器T3。图3的实施例的开关管MOS3、续流元件D3分别与图1的实施例的开关管110、续流元件120类似，在此适当省略详细的描述。
开关管MOS3与降压变换器300的输入端Vin3连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断。
例如，开关管MOS3可以包括栅极、源极和漏极，开关管MOS3的漏极与降压变换器300的输入端Vin3，即与电源DC3相连接。开关管MOS3的栅极接收驱动电路（或控制电路）输出的驱动信号（或控制信号）。
变压器T3包括第一线圈L31和第二线圈L32，第二线圈L32连接在开关管MOS3与降压变换器300的输出端Vout3之间，用于在开关管MOS3导通时储存能量，第一线圈L31与第二线圈L32相耦合，用于释放第二线圈L32储存的能量。
续流元件D3与变压器T3的第一线圈L31连接，用于在开关管MOS3导通时截止，并且在开关管MOS3关断时为第一线圈释放能量提供通路。
本发明的实施例可以采用双绕组变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管的电压降减小，因此，能够选择截止电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开关损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
另外，在传统的buck电路中，续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗比较大，进一步使得降压变换器的转换效率较低。而在本发明的实施例中，续流元件与第一线圈串联连接，使得流过续流元件的电流小于传统buck电路的续流二极管的电流，因此，可以选择续流电路更小的续流二极管，从而能够进一步减小续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗。
在本实施例中，变压器T3为双绕组变压器，第二线圈L32的一端与降压变换器300的输出端Vout3连接，第二线圈L32的另一端与开关管MOS3的输出端连接，第一线圈L31的一端与续流元件D3的一端连接，第一线圈L31的另一端与开关管MOS3的输出端连接。
可选地，作为另一实施例，图3的降压变换器还可以包括电容C3，电容C3与变压器T3并联连接，与第一线圈L31构成用于对开关管MOS3输出的信号进行滤波的滤波电路。
图4是根据本发明的再一实施例的降压变换器400的示意性电路图。图3的实施例是图1的实施例的例子。降压变换器400包括：降压变换器400可以包括开关管MOS4、续流元件D4和变压器T4。图4的实施例的开关管MOS4、续流元件D4分别与图1的实施例的开关管110、续流元件120类似，在此适当省略详细的描述。
开关管MOS4与降压变换器400的输入端Vin4连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断。
例如，开关管MOS4可以包括栅极、源极和漏极，开关管MOS4的漏极与降压变换器400的输入端Vin4，即与电源DC4相连接。开关管MOS4的栅极接收驱动电路（或控制电路）输出的驱动信号（或控制信号）。
变压器T4包括第一线圈L41和第二线圈L42，第二线圈L42连接在开关管MOS4与降压变换器400的输出端Vout4之间，用于在开关管MOS4导通时储存能量，第一线圈L41与第二线圈L42相耦合，用于释放第二线圈L42储存的能量。
续流元件D4与变压器T4的第一线圈L41连接，用于在开关管MOS4导通时截止，并且在开关管MOS4关断时为第一线圈释放能量提供通路。
本发明的实施例可以采用双绕组变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管的电压降减小，因此，能够选择击穿电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开关损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
另外，在传统的buck电路中，续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗比较大，进一步使得降压变换器的转换效率较低。而在本发明的实施例中，续流元件与第一线圈串联连接，使得流过续流元件的电流小于传统buck电路的续流二极管的电流，因此，可以选择续流电路更小的续流二极管，从而能够进一步减小续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗。
在本实施中，变压器T4为双绕组变压器，第二线圈L42的一端与降压变换器400的输出端Vout4连接，第二线圈L42的另一端与开关管MOS4的源端连接，第一线圈L41的一端与续流元件D4的一端连接，第一线圈L41的另一端与降压变换器400的输入端Vin4相连接。
可选地，作为另一实施例，图4的降压变换器还可以包括电容C4，电容C4与变压器T4并联连接，完成直流平滑滤波。
图5是根据本发明的又一实施例的降压变换器500的示意性电路图。图3的实施例是图1的实施例的例子。降压变换器500包括：降压变换器500可以包括开关管MOS5、续流元件D5和变压器T4。图5的实施例的开关管MOS5、续流元件D5分别与图1的实施例的开关管110、续流元件120类似，在此适当省略详细的描述。
开关管MOS5与降压变换器500的输入端Vin5连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断。
例如，开关管MOS5可以包括栅极、源极和漏极，开关管MOS5的漏极与降压变换器500的输入端Vin5，即与电源DC5相连接。开关管MOS5的栅极接收驱动电路（或控制电路）输出的驱动信号（或控制信号）。
变压器T5包括第一线圈L51和第二线圈L52，第二线圈L52连接在开关管MOS5与降压变换器500的输出端Vout5之间，用于在开关管MOS5导通时储存能量，第一线圈L51与第二线圈L52相耦合，用于释放第二线圈L52储存的能量。
续流元件D5与变压器T5的第一线圈L51连接，用于在开关管MOS5导通时截止，并且在开关管MOS5关断时为第一线圈L51释放能量提供通路。
本发明的实施例可以采用双绕组变压器来替代降压变换器中的电感，使得开关管与续流元件不再直接相连接，而是在开关管与续流元件之间连接有变压器的线圈。由于变压器的线圈起到了分压的作用，使得采用变压器的降压变换器中的开关管的电压差减小，因此，能够选择击穿电压较小的开关管，从而能够减小开关管的开断损耗和导通损耗，提高降压变换器的转换效率。
另外，在传统的buck电路中，续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗比较大，进一步使得降压变换器的转换效率较低。而在本发明的实施例中，续流元件与第一线圈串联连接，使得流过续流元件的电流小于传统buck电路的续流二极管的电流，因此，可以选择续流电路更小的续流二极管，从而能够进一步减小续流二极管的导通损耗和反向恢复损耗。
在本实施例中，变压器T5为双绕组变压器，第二线圈L52的一端与降压变换器500的输出端Vout5连接，第二线圈L52的另一端与开关管MOS5的输出端连接，第一线圈L51的一端与续流元件D5的一端连接，第一线圈L51的另一端与降压变换器500的输出端相连接。
可选地，作为另一实施例，图5的降压变换器500还可以包括电容C5，电容C5与变压器T5并联连接，完成直流平滑滤波。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统和装置，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种降压变换器，其特征在于，包括：
开关管，与所述降压变换器的输入端连接，用于在驱动信号的控制下导通和关断；
变压器，包括第一线圈和第二线圈，所述第二线圈连接在所述开关管与所述降压变换器的输出端之间，用于在所述开关管导通时储存能量，所述第一线圈与所述第二线圈相耦合，用于释放所述第二线圈储存的能量；
续流元件，与所述变压器的第一线圈连接，用于在所述开关管导通时截止，并且在所述开关管关断时为所述第一线圈释放能量提供通路。
2.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，所述变压器为自耦合变压器，所述第一线圈为所述自耦变压器的线圈一部分，所述第二线圈为所述自耦变压器的线圈的另一部分，所述自耦变压器的线圈的一端与所述降压变换器的输出端连接，所述自耦变压器的线圈的中间抽头与所述开关管的输出端连接，所述自耦变压器的线圈的另一端与所述续流元件的一端相连接，所述续流元件的另一端接地。
3.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，所述变压器为双绕组变压器，所述第二线圈的一端与所述降压变换器的输出端连接，所述第二线圈的另一端与所述开关管的输出端连接，所述第一线圈的一端与所述续流元件的一端连接，所述第一线圈的另一端与所述开关管的输出端连接。
4.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，所述变压器为双绕组变压器，所述第二线圈的一端与所述降压变换器的输出端连接，所述第二线圈的另一端与所述开关管的输出端连接，所述第一线圈的一端与所述续流元件的一端连接，所述第一线圈的另一端与所述降压变换器的输入端相连接。
5.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，所述变压器为双绕组变压器，所述第二线圈的一端与所述降压变换器的输出端连接，所述第二线圈的另一端与所述开关管的输出端连接，所述第一线圈的一端与所述续流元件的一端连接，所述第一线圈的另一端与所述降压变换器的输出端相连接。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述降压变换器，其特征在于，所述第一线圈与所述第二线圈的匝数比为M:N，其中M>N，M和N均为正数。
7.根据权利要求6所述降压变换器，其特征在于，
所述M为3，所述N为1；
或者，
所述M为2，所述N为1；
或者，
所述M为1.4，所述N为1；
或者，
所述M为6，所述N为1。
8.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，所述开关管的截止电压基于下面的公式来确定：
V＝Vin-Vout*M/（M+N），
其中V为开关管两端的电压，Vin为所述降压变换器的输入电压，Vout为所述降压变换器的输出电压，M为所述第一线圈的匝数，N为所述第二线圈的匝数，M和N均为正数。
9.根据权利要求8所述降压变换器，其特征在于，所述续流元件的电流基于下面的公式来确定:
Id＝Imos*N/（M+N），
其中Id为流过所述续流元件的电流，Imos为流过所述开关管的电流。
10.根据权利要求1至9中的任一项所述的降压变换器，其特征在于，所述开关管为场效应管，所述续流元件为续流二极管或续流场效应管。
CN201310629178.8A 2013-11-29 2013-11-29 降压变换器 Pending CN104682708A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310629178.8A CN104682708A (zh) 2013-11-29 2013-11-29 降压变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310629178.8A CN104682708A (zh) 2013-11-29 2013-11-29 降压变换器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104682708A true CN104682708A (zh) 2015-06-03

Family

ID=53317408

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310629178.8A Pending CN104682708A (zh) 2013-11-29 2013-11-29 降压变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104682708A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108964243A (zh) * 2017-05-26 2018-12-07 群光电能科技股份有限公司 电源供应器

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1140512A (zh) * 1994-02-14 1997-01-15 弗莱德·欧·巴斯罗德 具有降压功率变换器特性的全波升降压功率变换器
US5654881A (en) * 1996-03-01 1997-08-05 Lockheed Martin Corporation Extended range DC-DC power converter circuit
US6252383B1 (en) * 2000-07-11 2001-06-26 Technical Witts, Inc. Buck and boost power converters with non-pulsating input and output terminal currents
JP2002291246A (ja) * 2001-03-26 2002-10-04 Seiko Epson Corp 電源回路
US20050146310A1 (en) * 2003-12-24 2005-07-07 Ray Orr DC converters having buck or boost configurations
CN101018015A (zh) * 2006-01-10 2007-08-15 美蓓亚株式会社 Dc－dc转换器
CN101228683A (zh) * 2005-07-26 2008-07-23 微动公司 降压电压变换器
US7915874B1 (en) * 2010-10-04 2011-03-29 Cuks, Llc Step-down converter having a resonant inductor, a resonant capacitor and a hybrid transformer
CN202455265U (zh) * 2012-01-20 2012-09-26 苏州欧姆尼克新能源科技有限公司 一种降压式变换电路
CN103414344A (zh) * 2013-07-19 2013-11-27 深圳桑达国际电源科技有限公司 宽范围输入高变换比率升降压转换电路和直流转换装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1140512A (zh) * 1994-02-14 1997-01-15 弗莱德·欧·巴斯罗德 具有降压功率变换器特性的全波升降压功率变换器
US5654881A (en) * 1996-03-01 1997-08-05 Lockheed Martin Corporation Extended range DC-DC power converter circuit
US6252383B1 (en) * 2000-07-11 2001-06-26 Technical Witts, Inc. Buck and boost power converters with non-pulsating input and output terminal currents
JP2002291246A (ja) * 2001-03-26 2002-10-04 Seiko Epson Corp 電源回路
US20050146310A1 (en) * 2003-12-24 2005-07-07 Ray Orr DC converters having buck or boost configurations
CN101228683A (zh) * 2005-07-26 2008-07-23 微动公司 降压电压变换器
CN101018015A (zh) * 2006-01-10 2007-08-15 美蓓亚株式会社 Dc－dc转换器
US7915874B1 (en) * 2010-10-04 2011-03-29 Cuks, Llc Step-down converter having a resonant inductor, a resonant capacitor and a hybrid transformer
CN202455265U (zh) * 2012-01-20 2012-09-26 苏州欧姆尼克新能源科技有限公司 一种降压式变换电路
CN103414344A (zh) * 2013-07-19 2013-11-27 深圳桑达国际电源科技有限公司 宽范围输入高变换比率升降压转换电路和直流转换装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108964243A (zh) * 2017-05-26 2018-12-07 群光电能科技股份有限公司 电源供应器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100576707C (zh) 单向dc-dc变换器
CN101453164B (zh) 单向dc-dc变换器
JP4378400B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
CN102611310B (zh) 磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器
CN101714815B (zh) 耦合电感实现高增益倍压升压型变换器
US6038148A (en) Self-driven synchronous rectification scheme
KR101580721B1 (ko) 전원 장치
WO2015079762A1 (ja) 整流装置
CN106936298B (zh) 一种半导体器件、控制方法以及变流器
JP2004529600A (ja) 電力変換装置および電力変換方法
EP2787617A1 (en) Active snubber topology
CN107690747A (zh) 用于电力转换器的自动增强的自驱动同步整流
WO2010009760A1 (en) Multiphase soft-switched dc-dc converter
Lakshminarasamma et al. A family of auxiliary switch ZVS-PWM DC–DC converters with coupled inductor
CN103441683A (zh) 一种有源嵌位正激电源电路
EP1598927A2 (en) Voltage regulator
KR102005880B1 (ko) Dc-dc 변환 시스템
CN103368401B (zh) 具控制开关的电源转换装置
KR20070121643A (ko) 솔리드 스테이트 스위칭 회로
CN104682708A (zh) 降压变换器
KR100834031B1 (ko) 스너버회로를 이용한 역률개선회로
CN106374746A (zh) 一种非隔离的三电平Buck变换器及其控制方法
CN107834858A (zh) 宽电压输入两级多路输出的dcdc开关电源
KR101681934B1 (ko) 반전, 비반전, 매트릭스 컨버터 기능을 갖는 단상 pwm ac-ac 컨버터 및 그 구동방법
KR100815567B1 (ko) 스너버회로를 이용한 역률개선회로

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20150603

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication