JPH09509039A - 降圧形パワー・コンバータ特性をもつ全波昇降圧形パワー・コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 昇降圧形（フライバック方式）と降圧形のコンバータの各特性を統合（一体化）する、連続モードの全波パワー・コンバータ・トポロジー。電圧移送関数は、Ｍ＝（Ｄ／（１−Ｄ））と表され、これは昇降圧形（フライバック方式）の特性である。全波降圧形コンバータの特性で、インダクタ電流は、交互に繰り返すＤインターバルではソース連続性であり、同時の（１−Ｄ）インターバルではソース不連続性であり、Ｄおよび（１−Ｄ）の両インターバルでは負荷連続性である。

Description

【発明の詳細な説明】 降圧形パワー・コンバータ特性をもつ全波昇降圧形パワー・コンバータ発明の背景 産業上の利用分野 本発明は、スイッチング・モードのパワー・コンバータに関する。特に、本発 明は、基本的な降圧形（ｂｕｃｋ）コンバータまたは昇圧形（ｂｏｏｓｔ）コン バータ方式の特徴および特性が有利に統合（一体化）されたスイッチング・モー ドのパワー・コンバータに関する。さらに特定すれば、本発明は、前もって一体 化された昇圧−降圧コンバータ方式と基本的な降圧形コンバータ方式との有利な 統合又は一体化（ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）に関する。 従来の技術 スイッチング・モードの電源には、一般的に三つの基本的な回路のグループが 使用されている。すなわち、降圧形（ｂｕｃｋ）、昇圧形（ｂｏｏｓｔ）および 昇降圧形（ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ）（一般的に“フライバック方式”として知ら れる）である。昇降圧形（フライバック）コンバータは、基本的な降圧形コンバ ータと昇圧形コンバータの方式の有利な一体化のおそらく最初の例であろう。あ る識者は昇降圧形コンバータを基本的な形式として取り扱うが、他の意見では昇 降圧形コンバータは一体化された方式と見なされる。 昇降圧形コンバータの方式がどのような由来であれ、昇降圧形コンバータの方 式、Ｍ＝Ｄ／（１−Ｄ）、および昇圧形コンバータの方式、Ｍ＝１／（１−Ｄ） 、の両者の連続モードの制御から出力への移送関数のトポロジカルな特性に関し ては、識者の間に共通の認識がある。この共通認識は、全（ＡＬＬ）連続モード でＰＷＭ制御された固定周波数のスイッチング・モードの昇圧形コンバータおよ び昇降圧形コンバータ方式において、最小でない位相特性、右半分のｓ平面ゼロ があることを支持する。ＲＰＨゼロと名付けると、この第一次の特性は、（１− Ｄ） 項に重要なインダクタ電流／負荷電流の不連続性に起因する。このＲＨＰゼロは 降圧形グループの回路では決して起こらない。このＲＨＰゼロは、一ひねりした ユーモアでもって、“右半分の平面のゼロは余分なコストをかけずにすべての昇 圧形コンバータ移送関数に含まれる”と言われ、多く言われる悪口は、“大変嫌 みな右半分の平面のゼロ”、そしてある種の絶望感から“補償不可能”といわれ てきた。全波降圧形（フォワード）コンバータ方式と等価な昇降圧形（フライバ ック）コンバータ方式が存在しないことが主張されてきた。このＲＨＰゼロを軽 減する種々の努力には、不連続モードの動作、リーディング・エッジ変調、パワ ーと制御部品の値の取扱い、および平均電流モードの制御技術を含む。現代のコ ンバータ制御ループ補償の教示は、このＲＨＰゼロ効果を有効に封じ込める必要 性を強調する。 １９６７年に仮定され、１９７２年に解析的に確認されて以後、このＲＨＰゼ ロ効果は、２０年以上にわたって、絶えずそして強く精査される対象となってき た。この努力の正当性は、昇降圧形コンバータ方式のさまざまな有効な特性に見 られる。それらの中には、単純さ、多出力を実現することの容易さ、複合的な電 圧移送関数、広い入力ライン範囲、より少ない半導体ストレス、負荷にたいする 保護、フォワード（降圧）コンバータと同じパワー密度および効率などがある。 このＲＨＰゼロ効果にもかかわらず、昇降圧形コンバータ方式（フライバック ）は、パワー変換の応用に広く使用されており、広範な公共領域の努力と同時に 、片端接地のおよび全波構成における専売製品にその使用が見られる。 すでに十分に確立された応用条件と共に、前述の議論は、すでに非常に一般的 となっている昇降圧形コンバータ方式は、もしこのＲＨＰゼロ効果をなくすこと が出来れば、さらに広い使用範囲を見つけることができることを十分な説得力を もって明らかにする。発明の概要 本発明は、連続モードの、全波の、昇降圧（フライバック）形の、ＰＷＭ制御 された、固定周波数の、スイッチング・モードのパワー・コンバータであり、こ こで単一の磁束交換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）媒体（エネルギー蓄積インダク タ）が、交互に切り替わる（変圧する）ソースから負荷への（ｓｏｕｒｃｅ ｔ ｏ ｌｏａｄ）スイッチング手段の間に入れられ（連結され）て、標準的な昇降 圧形コンバータ電圧移送関数、Ｍ／Ｄ（１−Ｄ）を与え、そして交互に切り替わ るＤインターバルではソースが連続的であり、同時の（１−Ｄ）インターバルで はソースが不連続的であり、そして交代するＤインターバルでも同時の（１−Ｄ ）インターバルでも負荷が連続的であるという、特徴的な全波降圧インダクタ電 流特性を与える。 ＲＨＰゼロは降圧形グループの回路では決して起こらないので、このコンバー タ・トポロジーは従来の技術の議論に記述された特徴的な昇圧に由来するＲＨＰ ゼロを示さず、一方、その他の固有の全波昇降圧特性をすべて保持する。従来の 制御手段に対応して、ループのバンド幅は理論上のサンプリングの最高速度のみ により制限される。 全てのパワー磁気的機能、すなわちインダクタンスとトランス（変圧）機能（ 絶縁、ｉｓｏｌａｔｉｏｎ）は、単一の磁気的部品、すなわち単一のトランス（ 変圧器）磁芯をもつ全波フォワード・コンバータに等価のフライバック方式で得 られる。図面の簡単な説明 本発明の詳細およびその望ましい実施例は、以下の図面を参照しながらさらに よく理解される。 第１図は、本発明の標準的方式を図示する。 第２Ａ図は、第３Ａ，４Ａ，５Ａ，７Ａ，８Ａおよび９Ａ図の磁気構造的特性 （ｉｄｅｎｔｉｔｉｅｓ）を示す。 第２Ｂ図は、第２Ａ図の線Ａ−Ａに沿った断面図である。 第３図は、従来技術による降圧形コンバータ方式を、付随の電圧、電流、移送 関数特性と共に、模式的に示す。 第３Ａ図は、第３図の磁気構造を、付随の電圧および電流特性と共に示す。 第４図は、本発明の非分離型の（ｎｏｎ−ｉｓｏｌａｔｅｄ）、単一磁気構造 のコンバータの実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に模式的に示 す。 第４Ａ図は、第４図の磁気的構造を、付随した電圧、電流特性と共に示す。 第５図は、本発明の非分離型の、単一磁気構造の、複数出力をもつコンバータ の実施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に模式的に示す。 第５Ａ図は、第５図の磁気的構造を、付随した電圧、電流特性と共に示す。 第６図は、第２、２Ａ、３、３Ａ、４、４Ａ、５、５Ａ、７、７Ａ、８、８Ａ 、９および９Ａ図のタイミング、電圧および電流を、付随するタイミング、電圧 、電流和の式と共に示す、複数のグラフである。 第７図は、本発明の分離した（ｉｓｏｌａｔｅｄ）三個の磁気コンバータの実 施例を、付随した電圧、電流、移送関数特性と共に模式的に示す。 第７Ａ図は、第７図の磁気的構造を、付随した電圧、電流特性と共に示す。 第８図は、本発明の分離した二個の磁気コンバータの実施例を、付随した電圧 、電流、移送関数特性と共に模式的に示す。 第８Ａ図は、第８図の磁気的構造を、付随した電圧、電流特性と共に示す。 第９図は、本発明の分離した一個の磁気のコンバータの実施例を、付随した電 圧、電流、移送関数特性と共に模式的に示す。 第９Ａ図は、第９図の磁気的構造を、付随した電圧、電流特性と共に示す。発明の記述 本発明を説明するために、理想的なスイッチ、一方向性の伝導手段および磁性 物質を仮定する。理想化した磁気特性は、以下に議論されるような、トランスＴ １１とＴ１２のための慣用の低いリラクタンスの磁芯構造と、必要なアンペア・ ターン（起磁力）特性を得るためにＬに対する慣用の比較的高いリラクタンスの 磁芯構造とを含む。Ｍ項（ｔｅｒｍ）はＤ項で表現される理想的な電圧変換比で ある。Ｄ項はスイッチが閉じた期間ｔ_ONであり、（Ｔ）の関数として表現したも のである。（Ｔ）項は動作の一全波サイクルで、１の任意の時間単位で表現した ものである。 １．次に第３、３Ａ図を参照すると、タイミング、電圧、および電流特性（ｉｄ ｅｎｔｉｔｉｅｓ）が、第６図の（Ｔ）、（Ａ）（Ｅ）（Ｆ）および（Ｈ）に付 随するタイミング、電圧、および電流表現を用いて表現されている。ｎ＝０．５ とすると、交互の（全波）スイッチング手段を、第３図の従来技術による降圧回 路の電圧変換関数へ応用すると、２Ｄ項を表す。すなわち、Ｍ＝ｎ２Ｄ／｛１＋ ２Ｄ（ｎ−１）｝＝０．５（２Ｄ）／（−０．５）＝Ｄ／（１−Ｄ）となる。こ の表現は従来の全波降圧形コンバータと正確に同等であり、そこではそれぞれの スイッチに適用されるＤ項は全波降圧形インダクタに特有のＥｔ等価物（ｅｑｕ ｉｖａｌｅｎｃｙ）により、有効に２倍にされる。すなわち、定常状態の動作で はインダクタの両端に加わる電圧はそれぞれのスイッチングサイクルを平均する とゼロでなければならない。［（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）２Ｄ］＋［−Ｅｏｕｔ（１ −２Ｄ）］＝０、２ＤＥｉｎ−Ｅｏｕｔ＝０、２ＤＥｉｎ−Ｅｏｕｔ＝０、Ｅｏ ｕｔ＝２ＤＥｉｎ、Ｍ＝２Ｄ。 ２．次に第７図、７Ａ図に参照すると、タイミング、電圧、および電流特性が、 付随のタイミング、電圧、および電流表現を用いて、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、 （Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（ Ｋ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現されている。 スイッチ１１又はスイッチ１２の交互の閉（ＯＮ）時間ｔ_onは、対応するトラ ンスＴ１２またはＴ１２のＮ_P、Ｎ_T、およびＮ_Sの両端のＥｉｎを表す。対応す る一方向性の伝導手段（ダイオード）Ｄ１１またはＤ１２は非伝導状態であろう 。トランスとインダクタの結合された動作が、伝導状態の対応しない一方向性の 伝導手段（ダイオード）Ｄ１１またはＤ１２を介して、対応しないトランスＴ１ １またはＴ１２のＮ_P、Ｎ_T、およびＮ_Sの両端のＥｏｕｔを表すであろう。Ｔ１ １のＮ_pとＴ１２のＮ_Tとの直列組み合わせ、およびＴ１１のＮ_TとＴ１２のＮ_Pと の直列組み合わせが、電圧Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ、即ち、ｔ_onインターバル中の電圧 （Ａ）、を表すように配置されそして極性化されている。これらの直列組み合わ せは、インダクタＬを横切って並列に接続され、こうして、インダクタＬを、伝 導状態の対応しない一方向性の伝導手段Ｄ１１またはＤ１２を介して、Ｅｉｎと Ｅｏｕｔとの間に直列に入れるいる。インダクタＬの電流（Ｇ）は、どちらかの ｔ_onインターバルの間、ソース電流（Ｅ）、スイッチング電流（Ｉ）または（Ｊ ） のどちらか、一方向性伝導手段の電流（Ｌ）または（Ｍ）のどちらか、および出 力電流（Ｈ）と連続的である。 スイッチＳ１１とスイッチＳ１２が同時に開くと、インダクタＬにおける慣用 のアンペア・ターン（電磁力）の保存則の結果として、電圧（Ａ）の極性を反転 させる。一方向性伝導手段Ｄ１１とＤ１２の両者の伝導状態は、Ｔ１１のＮ_sと Ｔ１２のＮ_sの両端の電圧Ｅｏｕｔを表し、該電圧Ｅｏｕｔは、インダクタＬの 両端にかかるものとしてＴ１１とＴ１２の変換比（Ｎ_P＋Ｎ_T）／Ｎ_S、または２ ：１により表現される。電圧（Ａ）は、いずれかの（Ｔ／２−ｔ_ON）のインター バルで−２Ｅｏｕｔである。第７Ａ図の全波フライバック・インダクタＬのＥｔ 等価性は、再びＤ項をスイッチ手段に交互にかけられるものとすれば、［（Ｅｉ ｎ−Ｅｏｕｔ）２Ｄ］＋［−２Ｅｏｕｔ（１−２Ｄ）］＝０、２ＤＥｉｎ−２Ｄ Ｅｏｕｔ−２Ｅｏｕｔ＋４ＤＥｏｕｔ＝０、ＤＥｉｎ−Ｅｏｕｔ＋ＤＥｏｕｔ＝ ０、ＤＥｉｎ＋ＤＥｏｕｔ＝Ｅｏｕｔ、ＤＥｉｎ＝Ｅｏｕｔ−ＤＥｏｕｔ、Ｅｉ ｎＤ＝Ｅｏｕｔ（１−Ｄ）、Ｅｏｕｔ＝Ｅｉｎ［Ｄ／（１−Ｄ）］、Ｍ＝Ｄ／（ １−Ｄ）と表される。インダクタＬの電流（Ｇ）は、Ｎ_S／（Ｎ_P＋Ｎ_T）、また は１：２の比で出力電流（Ｈ）に並列（ｐａｒａｌｌｅｌ）に変換される。それ ぞれの一方向性の伝導手段は電流（Ｋ）を流し、その電流の和が電流（Ｆ）であ る。インダクタＬの電流（Ｇ）は、いずれかの（Ｔ／２−ｔ_ON）のインターバル で、それぞれの一方向性伝導手段の電流（Ｋ）および出力電流（Ｈ）に同時に連 続的である。インダクタＬの電流（Ｇ）は、どちらかのスイッチ手段Ｓ１１また はＳ１２がｔ_ONのインターバルでソースに連続的で、スイッチ手段Ｓ１１とＳ１ ２が同時にオフのインターバル（Ｔ／２−ｔ_ON）ではソースに不連続的で、ｔ_ON および（Ｔ／２−ｔ_ON）の両方のインターバルでは出力に連続的である。したが って、Ｉ_L＝Ｉ_M、Ｉ_R（負荷）＝２ＤＩ_M＋（１−２Ｄ）２Ｉ_M、Ｉ_R（負荷）＝２ Ｉ_M［Ｄ＋（１−２Ｄ）］、Ｉ_R（負荷）＝２Ｉ_M（１−Ｄ）、Ｉ_M＝０．５Ｉ_R（ 負荷）／（１−Ｄ）となる。キャパシタＣ２で積算（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ）され て、連続的なインダクタＬ電流（Ｇ）／出力電流（Ｈ）はＩ_R（負荷）として伝 達され、こうして使用負荷Ｒ（負荷）の両端電圧Ｅｏｕｔを表 す。 ３．次に第８図、８Ａ図を参照すると、タイミング、電圧、および電流特性が、 添付のタイミング、電圧、および電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（ Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）（Ｇ）、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現されている。この回路は、インダクタＬの両端 の電圧として表現される電圧（Ａ）が、Ｔ１１とＴ１２を単一の低いリラクタン ス磁芯構造と一体化することにより発生される点を除いては、機能的には第７図 および第７Ａ図の回路と同等である。インダクタＬは、分離した、比較的高いリ ラクタンスの磁芯構造をもつ。いずれかのＮ_Pの両端電圧Ｅｉｎといずれかの対 応しないＮ_Sの両端電圧Ｅｏｕｔの磁束和が、ｔ_ONのインターバルの間、Ｎ_T電圧 Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔを発生する。（Ｔ／２−ｔ_ON）インターバル中のそれぞれのＮ_S の両端電圧Ｅｏｕｔの同時表現の磁束和が、Ｎ_T電圧−２Ｅｏｕｔを発生する。 磁気集積（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）および磁束加算の技術 はパワー・コンバータの分野では十分に確立されている。 ４．次に第９図、９Ａ図を参照すると、タイミング、電圧、および電流特性が、 添付のタイミング、電圧、および電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ）、（ Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（ Ｌ）、および（Ｍ）で表現されている。この回路は、仮想的な巻線Ｎ_EMFの両端 の電圧として表現される電圧（Ａ）が、アンペア・ターン（電磁力）特性と同等 である点を除いては、機能的には第７図および第７Ａ図の回路と同等である。巻 線Ｎ_LとＮ_TとはＴ１１とＴ１２に一体化されている。この磁気構造の外側の脚は 比較的低いリラクタンス特性をもつ。インダクタＬの比較的高いリラクタンス磁 気特性が磁気構造体の中心脚に一体化されている。インダクタ電流（Ｇ）の平均 はいまは、高リラクタンス磁気の電流Ｉ_Mで、電流（Ｉ）、（Ｊ）および（Ｋ） の合成である。磁気集積および磁束加算の技術は、二つのボビンの由来と同様に 、パラグラフ３の技術の起源と同じである。 ５．次に第４図および第４Ａ図を参照すると、タイミング、電圧、および電流特 性が、添付のタイミング、電圧、および電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ ）、 （Ｌ）、および（Ｍ）で表現されている。この回路は、この非分離型の実施例に おいてＮ_S巻線がないことを除いては、機能的には第９図および第９Ａ図の回路 と同等である。 ６．次に第５図および第５Ａ図を参照すると、タイミング、電圧、および電流特 性が、添付のタイミング、電圧、および電流表現と共に、第６図の（Ｔ）、（Ａ ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）、（Ｋ ）、（Ｌ）、および（Ｍ）で表現されている。この回路は、この分離された多重 出力の実施例においてＮ_y巻線を付加していることを除いては、機能的には第９ 図および第９Ａ図の回路と同等である。 ７．次に第１図を参照すると、この回路は本発明の標準的方式を具体化し、機能 的には電圧極性およびソース／負荷の方向から独立である。１／４、２／４、３ ／４および４／４モードの機能があることは明白である。 ８．本発明の前記特徴およびその他の特徴（発明の概要に引用されたような）は 、本発明の開示を読めば、この技術に精通した方々には明らかであろう。同様に 、どんな動作モードに対しても、制御手段ＣＭが多くの方法で装備されうること は明らかであろう。また、本トポロジーは、すべての従来技術の全波、および多 重位相の回路配位、例えば半ブリッジ、全ブリッジ回路などを配位するために、 再展開したり増大させたりすることができるのは、同様に明らかであろう。 本発明の他の応用、変形および分枝は、この開示を読めば、この技術に精通し た方々には明らかとなろう。これらの点は、添付される請求項で定義されるよう に、本発明の範囲の中に含まれることが意図されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ， ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ， ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．下記を含むことを特徴とする全波昇降圧形コンバータのトポロジー： 不連続なソース電流をもつＤＣソース電圧； 前記不連続なソース電流を集積するために、前記ＤＣソース電圧の両端に並列 に接続された第一のキャパシタ； 使用負荷； 前記使用負荷の両端にかかるＤＣ出力電圧； 低いリラクタンスの磁芯構造体を有する第一、第二および第三の巻線を含む第 一のパワー・トランスと、低いリラクタンス磁芯構造体を有する第一、第二およ び第三の巻線を含む第二のパワー・トランス； 前記ＤＣソース電圧と前記第一のキャパシタとを、前記第一のパワー・トラン スの第一の巻線を横切って選択的に接続する第一のスイッチング手段； 前記ＤＣソース電圧と前記第一のキャパシタを前記第二のパワー・トランスの 第一の巻線を横切って選択的に接続する第二のスイッチング手段；ここで前記第 一と第二のスイッチング手段とは同時に作動される； 前記第一のパワー・トランスの第二の巻線を前記使用負荷と直列に接続し、前 記第一のスイッチング手段の非伝導状態インターバルでは伝導するように配向さ れた第一の一方向性伝導手段； 前記第二のパワー・トランスの第二の巻線を前記使用負荷と直列に接続し、前 記第二のスイッチング手段の非伝導状態のインターバルに伝導するように配向さ れた第二の一方向性伝導手段； 比較的高いリラクタンスの磁芯構造をもち、前記第一のパワー・トランスの第 一の巻線と前記第二のパワー・トランスの第三の巻線との直列の組み合わせ、お よび前記第二のパワー・トランスの第一の巻線と前記第一のパワー・トランスの 第三の巻線との直列の組み合わせに並列に接続され、それらの並列に接続された 直列の巻線の組み合わせは、前記第一と第二のスイッチング手段の交互の伝導状 態インターバルでは、前記ＤＣソース電圧から前記ＤＣ出力電圧を引いたものに 等しい電圧を出すように配置され且つ分極され、前記第一と第二のスイッチング 手段の同時の非伝導状態インターバルでは、前記ＤＣ出力電圧の２倍に等しい電 圧を表すインダクタ； 前記使用負荷の両端に並列に接続され、前記第一のキャパシタ、前記第一と第 二のパワー・トランス、前記第一と第二のスイッチング手段、前記第一と第二の 一方向性伝導手段、および前記インダクタの連続的出力電流を積算するように配 向された第二のキャパシタ； 前記ＤＣ電圧ソースから、前記第一のキャパシタ、前記第一と第二のパワー・ トランス、前記第一と第二の一方向性伝導手段、前記インダクタ、および前記第 二のキャパシタを介して、前記使用負荷へ全波電流の移送を行うために、前記第 一と第二のスイッチング手段を選択的に開閉するための制御手段；ここで全てが 全波モードでは電圧移送関数Ｍ＝Ｄ／（１−Ｄ）に対応し、ここでＭは理想的な 電圧移送比を表し、Ｄはスイッチが閉じたインターバルを表し、１の任意の時間 単位として表される動作の全波サイクルの関数として表現される。 ２．前記第一と第二のパワー・トランスが一つの低いリラクタンス磁芯構造体に 一体化され、前記インダクタは別の比較的高いリラクタンス磁芯構造体を保持す る、請求項１に記載のコンバータ。 ３．前記第一と第二のパワー・トランスおよび前記インダクタが、それぞれ比較 的低いリラクタンス特性と比較的高いリラクタンス特性の両方をもつ一つの磁芯 構造体に一体化された、請求項１に記載のコンバータ。 ４．連続モードの、全波昇降圧形で、ＰＷＭ制御の、固定周波数のスイッチング ・モードのパワー・コンバータ・トポロジーであって；不連続ソース電流を供給 するＤＣソース電圧と使用負荷とを含み、単一の磁束交換媒体が交互するＤＣソ ース電圧から使用負荷へのスイッチング手段の間に配置され、これによって標準 的な昇降圧形コンバータの電圧移送関数，Ｍ＝Ｄ／（１−Ｄ）と、交互に繰り返 すＤインターバルではソース電圧に連続的であり、同時の（１−Ｄ）インターバ ルではソース電圧に不連続的であり、交互するＤインターバルと同時の（１−Ｄ ）インターバルの両方で使用負荷に連続的である、全波降圧形コンバータのイン ダクタ電流連結特性を与え、ここで、Ｍは理想的な電圧移送比を表し、Ｄは１の 任意の時間単位として表される動作の全波サイクルの割合として表現されるスイ ッ チが閉のインターバルを表す、前記のコンバータ・トポロジー。