JP4242865B2

JP4242865B2 - 高電圧パルス電源

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Publication number: JP4242865B2
Application number: JP2005364796A
Authority: JP
Inventors: 潔梅津; 堅一高橋; 武彦上田; 彰水野
Original assignee: Toyohashi University of Technology NUC
Current assignee: Toyohashi University of Technology NUC
Priority date: 2005-12-19
Filing date: 2005-12-19
Publication date: 2009-03-25
Anticipated expiration: 2025-12-19
Also published as: JP2007174734A

Description

本発明は、プラズマ放電やコロナ放電等の放電用電源などとして使用される高電圧パルス電源に関する。

自動車等の排ガス中の有害物質をプラズマ放電やコロナ放電を利用して、分解処理するガス浄化装置に対する社会的ニーズが高まっている。このガス浄化装置においては、排ガスの流路に設けた電極に１０〜２０ｋＶ１μＳの高電圧パルスを印加することが、高効率のガス浄化を実現する上で有効であることが分かっている。

そのための電源として、図１のようなロータリスパークギャップ（ＲＳＧ）５０を用いたものが知られているが、主に研究室等での研究用に開発されたもので、大型で高価であり、一般の実用的な排ガス浄化装置としては不向きである。

また、特許文献１（特開平１１−２７６８４２号公報）、特許文献２（特開２００１−８４７１号公報）、特許文献３（特開２００２−２３３１６８号公報）に開示されているように、充電電源により充電された主コンデンサの電荷を、半導体スイッチング素子により次段のコンデンサに移行し、可飽和リアクトルの飽和動作を利用して放電させるものがある。

しかし、これによると、回路構成が複雑で、装置が大型化するなどの問題がある。

また、基本的構成として、図２に示すように、半導体スイッチング素子５１を用い、直流安定化電源５２でＬＣ充電回路５３のコンデンサＣを充電し、その電荷を半導体スイッチング素子５１でスイッチングして急峻な電圧とし、これをパルストランス５４で昇圧して、高周波の高電圧パルスを得るタイプがあり、特許文献４（特開２００５−１７６４１６号公報）には、このタイプに属するプラズマ発生用の高電圧パルス発生回路が開示されている。

このタイプの場合、得ようとする高電圧パルスが半導体スイッチング素子５３自体の特性・性能に大きく依存し、できるだけ高電圧で、できるだけ急峻なパルスを出力するには、それに応じた仕様の半導体スイッチング素子を選ばなければならず、半導体スイッチング素子は、耐電圧のために複数個を積み重ねて使用することから、その価格が装置全体の価格を大きく左右していた。
特開平１１−２７６８４２号公報特開２００１−８４７１号公報特開２００２−２３３１６８号公報特開２００５−１７６４１６号公報

本発明の課題は、図２に示したタイプにおいて、半導体スイッチング素子の出力側にごく単純な回路素子を付加するだけで、半導体スイッチング素子の特性・性能を向上させたような動作を実現でき、例えば、商用周波数用の低速型半導体スイッチング素子を用いても、高周波用の高速型半導体スイッチング素子を用いた場合と同等ないしそれ以上の高電圧及び急峻な高電圧パルスを出力することができる、低廉で小型化できる高電圧パルス電源を提供することにある。

本発明は、半導体スイッチング素子に直流電圧を印加した状態で、スイッチング信号でスイッチング動作をさせ、その出力電圧をトランスで昇圧して、直流電源電圧よりはるかに高い電圧の高電圧パルスを生成する高電圧パルス電源において、半導体スイッチング素子の出力側とトランスの一次側との間に、半導体スイッチング素子の出力を整流する高速リカバリダイオードを接続し、スイッチング信号により半導体スイッチング素子のターンオフが開始して終了するまでに、高速リカバリダイオードの高速リカバリ動作により半導体スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする。

図３にその基本回路構成例を示し、直流安定化電源２でＬＣ充電回路３のコンデンサＣを充電し、その電荷を半導体スイッチング素子１でスイッチングして放電させる。その際、ゲート信号（スイッチング信号）により半導体スイッチング素子１のターンオフが開始して終了するまでに、高速リカバリダイオード４の高速リカバリ動作により、ゲート信号に依存せずに半導体スイッチング素子１をターンオンさせ、高速リカバリダイオード４が無い場合（半導体スイッチング素子１をゲート信号で通常通りにターンオン・ターンオフさせる場合）に比べて、より高電圧、より急峻な電圧とし、これをトランス５で昇圧して高周波の高電圧パルスとし、これを負荷７に印加する。その負荷７をプラズマ放電用電極とすれば、プラズマ放電用の高電圧パルス電源となる。

高速リカバリダイオードは、そのリカバリ時間が半導体スイッチング素子のターンオフ時間よりもはるかに短いことが望ましい。

通常の整流用ダイオードのリカバリ時間は３０μｓ〜１００μｓ程度であるのに対し、一般に「高速リカバリダイオード」と言われているダイオードは、高速整流用で０．５μｓ〜３μｓ、超高速整流用で３５ｎｓ〜１００ｎｓであるが、本発明では、使用する半導体スイッチング素子のターンオフ時間との関係から。そのターンオフ時間よりもリカバリ時間が桁違いに短い高速リカバリダイオードすることに意義があるので、リカバリ時間に上限・下限の範囲は特に無い。

高速リカバリダイオードは、半導体スイッチング素子の出力側、入力側のいずれに接続しても良いが、高速リカバリダイオードによる効果を充分に引き出すとともに、出力の安定性の観点から、半導体スイッチング素子の出力側とトランスの一次側との間に直列接続するとよい。
半導体スイッチング素子としては、サイリスタやＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴやスイッチング電源用トランジスタでよい。

トランスの二次側にプラズマ放電用電極を接続し、プラズマ放電用の高電圧パルス電源とすることができる。

本発明は、半導体スイッチング素子に、その出力を整流する高速リカバリダイオードを接続し、スイッチング信号により半導体スイッチング素子のターンオフが開始して終了するまでに、高速リカバリダイオードの高速リカバリ動作により半導体スイッチング素子をターンオンさせるので、半導体スイッチング素子のタ−ンオフが開始するのに伴い、高速リカバリダイオードに流れる電流も減少し、その電流が０を越えて下限に達した後、急に上昇に転ずる高速リカバリ動作（高ｄｉ／ｄｔ）により、急峻な逆回復電流となる。そのため、高速リカバリダイオードの逆回復電荷量が急増し、ＬＲ回路の振動により電圧・電流の極性が反転する過渡現象も手伝って、半導体スイッチング素子の出力側に高ｄｖ／ｄｔの逆起電力が生じ、半導体スイッチング素子のタ−ンオフが中断して、半導体スイッチング素子がスイッチング信号に依存せずに再びターンオンする（一旦、オフしかかっていた半導体スイッチング素子が、完全にオフしない前に、マイナス電圧で強制的に再びオンされるような恰好となる）。その結果、半導体スイッチング素子のスイッチング動作が、高速リカバリダイオードによって見掛け上、高速化されるとともに、マイナス電圧側まで活用できることにより、アノード／カソード間の電圧も上昇し、トランスの二次側に波高値の高い急峻な高電圧パルスが生成される。

従って、半導体スイッチング素子として、例えば、商用周波数用の低速型半導体スイッチング素子を用いた場合、高周波用の高速型半導体スイッチング素子を用いた場合と同等ないしそれ以上の高電圧及び急峻な高電圧パルスを出力することができ、また、高周波用の高速型半導体スイッチング素子を用いれば、より高電圧で、より急峻な高電圧パルスが得られる。

自動車の排ガス中の有害物質をプラズマ放電にて分解処理する、自動車向けのプラズマ放電式ガス浄化装置は、その優れた効果が有望視されながら、その電源とする高電圧パルス電源がネックとなり、実用化するうえで、価格面や大きさや性能の面で満足できるような高電圧パルス電源は提供されていない。

本発明による高電圧パルス電源は、単純な構造でありながら、上記のような効果があるので、種々の用途に適用できるが、プラズマ放電式ガス浄化装置の高電圧パルス電源とするのに好適で、その場合、請求項６に係る発明のように、トランスの二次側にプラズマ放電用電極を接続するだけで対応できる。

請求項２に係る発明のように、高速リカバリダイオードのリカバリ時間が半導体スイッチング素子のターンオフ時間よりもはるかに短ければ、上記のような効果がより顕著になる。

請求項３に係る発明のように、高速リカバリダイオードは、半導体スイッチング素子の出力側とトランスの一次側との間に直列接続するだけでよいので、回路設計も容易である。

次に、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。

実施例１は、図４に示すように、半導体スイッチング素子としてサイリスタ（ＳＣＲ）１を使用し、同図ではそれを１個しか図示していないが、耐電圧のためその複数個を直列に積み重ねてある。直流安定化電源２の直流電圧は、インダクタンスＬとコンデンサＣとによるＬＣ充電回路３に印加され、そのコンデンサＣが充電され。サイリスタドライブ回路６からの高い繰り返し周波数のゲート信号でサイリスタ１がスイッチングされることにより、コンデンサＣの充電電荷が放電され、その放電による高周波の電圧がパルストランス５の一次側コイル５ａに印加される。

この一次側コイル５ａとサイリスタ１の出力側（カソード側）との間には、高速リカバリダイオード４が直列に接続されている。高速リカバリダイオード４のリカバリ時間は、サイリスタ１のターンオフ時間よりもはるかに（桁違いに）短い。

パルストランス５の二次側コイル５ｂには、電気的に見て静電容量Ｃ７と抵抗Ｒ７とを並列接続した負荷７が接続されている。

このような構成において、直流安定化電源２からの直流電圧（例えば、１ｋＶ）によりコンデンサＣが充電され、サイリスタドライブ回路６からの高い繰り返し周波数（例えば、１ｋＨｚ）のゲート信号が「Ｈ」（Ｈｉｇｈ）になってサイリスタ１がターンオンすると、コンデンサＣの電荷が放電される。このコンデンサＣの電荷の放電に伴い、サイリスタ１のアノード電位がカソードより低下すると、サイリスタ１がターンオフを開始し、これに伴い、高速リカバリダイオード４に流れる電流も減少する。

サイリスタ１は、高速リカバリダイオード４が無ければ、自らのターンオフ時間にて自らターンオフを終了するが、高速リカバリダイオード４のリカバリ時間がサイリスタ１のターンオフ時間よりも桁違いに短く、サイリスタ１のターンオフが開始した直後に高速リカバリダイオード４が高速でリカバリするため、すなわち、高速リカバリダイオード４に流れる電流が０を越えて下限に達した後、急に上昇に転ずる高速リカバリ動作（高ｄｉ／ｄｔ）を行うため、急峻な逆回復電流が流れる。これにより、サイリスタ１のアノード・カソード間に急峻（高ｄＶ／ｄｔ）な逆起電力が生じ、ターンオフしかかっていたサイリスタ１が、ターンオフを中断して、ゲート信号（スイッチング信号）とは無関係にターンオン（点弧）に転ずる。そのため、サイリスタ１には、コンデンサＣの充電による印加電圧よりも高い電圧が印加され、パルストランス５の一次側コイル５ａには、共振作用も寄与することから、高速リカバリダイオード４が無い場合よりも、はるかに高い電圧が生ずる。

＜実験例１＞
図４に示した回路構成で、サイリスタ１として、ターンオフ時間が通常（２００μＳ位）である通常サイリスタ（東芝製、型番SF16JZ51）と、ターンオフ時間が高速（１０μＳ）である高速サイリスタ（ＮＥＣ製、型番20SS7SCD）の２種を用いて、それぞれ９段接続し、高速リカバリダイオード４として、リカバリ時間が１μＳに満たない高速（０．１５μＳ）である高速リカバリダイオード（富士電機製、型番ESJC32-08X）の場合と、高速リカバリダイオード４に代えてリカバリ時間が通常（３０μＳ位）である商用周波数用の通常の整流ダイオード（富士電機製、型番ESJC13-09B）の場合と、このようなダイオードを用いない場合とについて、次のような条件で実験を行った。

直流安定化電源２の直流電圧：１ｋＶ
サイリスタドライブ回路６のゲート信号の周期；１ｋＨＺ
インダクタンスＬ：２００Ｈ
コンデンサ：０．００７μＦ
負荷７の静電容量Ｃ７：１５０ｐＦ
負荷７の抵抗：１ＭΩ

（Ａ）サイリスタ１を通常サイリスタとし、
（Ａ−１）これに高速リカバリダイオード４及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合と、
（Ａ−２）高速リカバリダイオードに代えて通常の整流ダイオードを接続した場合と、
（Ａ−３）高速リカバリダイオードを接続した場合
のそれぞれについて、パルストランス５の一次側コイル５ａに流れる一次電流と、入力電力、及び負荷７に印加される出力パルスの波高値を測定したところ、次の表１のような結果が得られた。

（Ｂ）サイリスタ１を上記のような高速サイリスタとし、
（Ｂ−１）これに高速リカバリダイオード４及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合と、
（Ｂ−２）高速リカバリダイオードに代えて通常の整流ダイオードを接続した場合と、
（Ｂ−３）高速リカバリダイオードを接続した場合
のそれぞれについて、同様の測定をしたところ、表２のような結果が得られた。

これらの表から分かるように、通常サイリスタ及び高速サイリスタのいずれについても、通常の整流ダイオードを接続した場合には、ダイオードを接続しない場合と変わりはないが、高速リカバリダイオードを接続した場合には、一次電流、入力電力、出力パルスの波高値のいずれも上昇している。

図５〜図２５に上記（Ａ−１）、（Ａ−２）、（Ａ−３）、及び（Ｂ−１）、（Ｂ−２）、（Ｂ−３）のそれぞれの場合において、図４のＡ〜Ｄ点で測定した電圧と電流の波形を示す。

図５は、（Ａ−１）の場合、つまり、通常サイリスタにダイオードを接続しない場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図６は、同じく（Ａ−１）場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、逆起電力は生ぜず、一次電流波形は０を一度越えた後も波形が続いている。
図７は、同じく（Ａ−１）場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、一次電流波形は０を一度越えた後も波形が続き、その電流の変化にサイリスタ１が反応していないことが分かる。
図８は、時間軸を２μＳ／ｄｉｖとした図７に対し、時間軸を２００μＳ／ｄｉｖとして表したものである。

図９は、（Ａ−２）の場合、つまり、通常サイリスタに通常の整流ダイオードを接続した場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図１０は、同じく（Ａ−２）場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、一次電流波形は０を一度越えた後も波形が続き、その電流の変化にサイリスタ１が反応していないことが分かる。
図１１は、時間軸を２μＳ／ｄｉｖとした図１０に対し、時間軸を２００μＳ／ｄｉｖとして表したものである。
図１２は、Ｂ点の電圧波形とＡ点の電圧波形とを上下に対比して示す。

図１３は、（Ａ−３）の場合、つまり、通常サイリスタに高速リカバリダイオードを接続した場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図１４は、同じく（Ａ−３）場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、一次電流波形は０を通過した時点で瞬時に切れ、一次コイル５ａに逆起電力が生じていることが分かる。
図１５は、同じく（Ａ−３）場合での、Ｂ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図１６は、同じく（Ａ−３）場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図１７は、時間軸を２μＳ／ｄｉｖとした図１６に対し、時間軸を２００μＳ／ｄｉｖとして表したものである。

図１８は、（Ｂ−１）の場合、つまり、高速サイリスタにダイオードを接続しない場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図１９は、同じく（Ｂ−１）の場合での、Ｄ点の電圧波形と二次電流波形とを上下に対比して示す。
図２０は、同じく（Ｂ−１）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図２１は、同じく（Ｂ−１）の場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。

図２２は、（Ｂ−３）の場合、つまり、高速サイリスタに高速リカバリダイオードを接続した場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図２３は、同じく（Ｂ−３）の場合での、Ｄ点の電圧波形と二次電流波形とを上下に対比して示す。
図２４は、同じく（Ｂ−３）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、一次電流波形は０を通過した時点で瞬時に切れ、一次コイル５ａに逆起電力が生じていることが分かる。
図２５は、同じく（Ｂ−３）の場合での、Ｂ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。この場合、一次電流波形は０を通過した時点で瞬時に切れ、サイリスタ１に高ｄＶ／ｄｔの電圧が印加されるが分かる。

実施例２は、図２６に示すように、半導体スイッチング素子として、実施例１におけるサイリスタ１に代えてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１１を多段に接続し、これをＩＧＢＴドライブ回路１６からのゲート信号により繰り返しスイッチングさせるようにしたもので、その他は実施例１と同様である。

＜実験例２＞
図２６に示した回路構成で、ＩＧＢＴ１１として、東芝製、型番GT50J102のＩＧＢＴを６段接続し、高速リカバリダイオード４として、リカバリ時間が１μＳに満たない高速（０．１５μＳ）である高速リカバリダイオード（富士電機製、型番ESJC32-08X）の場合と、高速リカバリダイオード４に代えてリカバリ時間が通常（３０μＳ位）である商用周波数用の通常の整流ダイオード（富士電機製、型番ESJC13-09B）の場合と、このようなダイオードを用いない場合とについて、次のような条件で実験を行った。

直流安定化電源２の直流電圧：３００Ｖ
ＩＧＢＴドライブ回路１６のゲート信号の周期；１ｋＨＺ
インダクタンスＬ：２００Ｈ
コンデンサ：０．０１１μＦ
負荷７の静電容量Ｃ７：５０ｐＦ
負荷７の抵抗：１ＭΩ

（Ｃ）半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用い、
（Ｃ−１）これに高速リカバリダイオード４及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合と、
（Ｃ−２）高速リカバリダイオードに代えて通常の整流ダイオードを接続した場合と、
（Ｃ−３）高速リカバリダイオードを接続した場合
のそれぞれについて、パルストランス５の一次側コイル５ａに流れる一次電流と、入力電力、及び負荷７に印加される出力パルスの波高値を測定したところ、次の表３のような結果が得られた。

図２７〜図３２に上記（Ｃ−１）、（Ｃ−２）、（Ｃ−３）のそれぞれの場合において、図２６のＡ〜Ｄ点で測定した電圧と電流の波形を示す。

図２７は、（Ｃ−１）の場合、つまり、ＩＧＢＴにダイオードを接続しない場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図２８は、同じく（Ｃ−１）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図２９は、（Ｃ−２）の場合、つまり、ＩＧＢＴに通常の整流ダイオードを接続した場合のＤ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３０は、同じく（Ｃ−２）の場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３１は、（Ｃ−３）の場合、つまり、ＩＧＢＴに高速リカバリダイオードを接続した場合のＤ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３２は、同じく（Ｃ−３）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。図３３はその一部を拡大して示す。
これらの図から、Ａ点の電圧波形の立ち下がりと同時に一次電流が瞬時に切れた直後に、一次電流が急峻に上昇して逆起電力が生じていることが分かる。

実施例３は、図３４に示すように、半導体スイッチング素子として、実施例１におけるサイリスタ１に代えてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）２１を多段に接続し、これをＭＯＳＦＥＴドライブ回路２６からのゲート信号により繰り返しスイッチングさせるようにしたもので、その他は実施例１と同様である。

＜実験例３＞
図３４に示した回路構成で、ＭＯＳＦＥＴ２１として、日立製、型番2SK1205のＭＯＳＦＥＴを６段接続し、高速リカバリダイオード４として、リカバリ時間が１μＳに満たない高速（０．１５μＳ）である高速リカバリダイオード（富士電機製、型番ESJC32-08X）の場合と、ダイオードを用いない場合とについて、次のような条件で実験を行った。

直流安定化電源２の直流電圧：４００Ｖ
ＭＯＳＦＥＴドライブ回路２６のゲート信号の周期；１ｋＨＺ
インダクタンスＬ：２００Ｈ
コンデンサ：０．０１１μＦ
負荷７の静電容量Ｃ７：５０ｐＦ
負荷７の抵抗：１ＭΩ

（Ｄ）半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用い、
（Ｄ−１）これに高速リカバリダイオード４を接続しない場合と、
（Ｄ−３）高速リカバリダイオードを接続した場合
のそれぞれについて、パルストランス５の一次側コイル５ａに流れる一次電流と、入力電力、及び負荷７に印加される出力パルスの波高値を測定したところ、次の表４のような結果が得られた。

図３５〜図４１に上記（Ｄ−１）、（Ｄ−３）のそれぞれの場合において、図３４のＡ〜Ｄ点で測定した電圧と電流の波形を示す。

図３５は、（Ｄ−１）の場合、つまり、ＭＯＳＦＥＴに高速リカバリダイオードを接続しない場合のＤ点（出力点）の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３６は、同じく（Ｄ−１）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３７は、同じく（Ｄ−１）の場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３８は、（Ｄ−３）の場合、つまり、ＭＯＳＦＥＴに高速リカバリダイオードを接続した場合のＤ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図３９は、同じく（Ｄ−３）の場合での、Ａ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図４０は、同じく（Ｄ−３）の場合での、Ｂ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。
図４１は、同じく（Ｄ−３）の場合での、Ｃ点の電圧波形と一次電流波形とを上下に対比して示す。

実施例４は、図４２に示すように、半導体スイッチング素子として、実施例１におけるサイリスタ１に代えてスイチング電源用トランジスタ３１を多段に接続し、これをトランジスタドライブ回路３６からのスイッチング信号により繰り返しスイッチングさせるようにしたもので、その他は実施例１と同様である。

＜実験例４＞
図４２に示した回路構成で、スイッチング電源用トランジスタ３１として、三洋電機製、型番2SC4427のトランジスタを６段接続し、高速リカバリダイオード４として、リカバリ時間が１μＳに満たない高速（０．１５μＳ）である高速リカバリダイオード（富士電機製、型番ESJC32-08X）の場合と、ダイオードを用いない場合とについて、次のような条件で実験を行った。

直流安定化電源２の直流電圧：４００Ｖ
トランジスタドライブ回路３６のスイッチング周期；１ｋＨＺ
インダクタンスＬ：２００Ｈ
コンデンサ：０．０１１μＦ
負荷７の静電容量Ｃ７：５０ｐＦ
負荷７の抵抗：１ＭΩ

（Ｅ）半導体スイッチング素子としてスイッチング電源用トランジスタを用い、
（Ｅ−１）これに高速リカバリダイオード４を接続しない場合と、
（Ｅ−３）高速リカバリダイオードを接続した場合
のそれぞれについて、パルストランス５の一次側コイル５ａに流れる一次電流と、入力電力、及び負荷７に印加される出力パルスの波高値を測定したところ、次の表５のような結果が得られた。

図４３又は図４４に示すように、半導体スイッチング素子１と高速リカバリダイオード４の組み合わせを２個として並列接続するとともに、パルストランス５の一次コイルのコイル５ａを２個にして互いに逆極性の電圧を印加すると、両極性の高電圧パルスを得ることができる。

排ガス浄化装置のためのパルス電源に限らず、電気集塵装置のパルス電源、殺菌装置のパルス電源、オゾン発生用電源、プラスチックの表面処理装置、厨房排ガス・排煙の浄化、水中放電による浄化等に広範囲に適用できる。

ロータリスパークギャップを用いた従来例の回路図である。半導体スイッチング素子を用いた従来例の回路図である。本発明の基本構成例を示す回路図である。半導体スイッチング素子としてサイリスタを用いた本発明の実施例１の回路図である。図４においてサイリスタを通常サイリスタとし、これに高速リカバリダイオード及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。図４においてサイリスタを通常サイリスタとし、これに通常の整流ダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。図４においてサイリスタを通常サイリスタとし、これに高速リカバリダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。図４においてサイリスタを高速のサイリスタとし、これに高速リカバリダイオード及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。図４においてサイリスタを高速のサイリスタとし、これに高速リカバリダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた本発明の実施例２の回路図である。図２６においてＩＧＢＴに高速リカバリダイオード及び通常の整流ダイオードのいずれも接続しない場合の実測波形図である。同様の波形図である。図２６においてＩＧＢＴに通常の整流ダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。図２６においてＩＧＢＴに高速リカバリダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた本発明の実施例３の回路図である。図３４においてＭＯＳＦＥＴに高速リカバリダイオードを接続しない場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。図３４においてＭＯＳＦＥＴに高速リカバリダイオードを接続した場合の実測波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。同様の波形図である。半導体スイッチング素子としてスイッチング電源用トランジスタを用いた本発明の実施例４の回路図である。半導体スイッチング素子と高速リカバリダイオードの組み合わせを２個とした変形例の回路図である。同様の回路図である。

符号の説明

１半導体スイッチング素子
２直流安定化電源
３ＬＣ充電回路
４高速リカバリダイオード
５トランス
５ａ一次側コイル
５ｂ二次側コイル
６サイリスタドライブ回路
７負荷
１１ＩＧＢＴ
１６ＩＧＢＴドライブ回路
２１ＭＯＳＦＥＴ
２６ＭＯＳＦＥＴドライブ回路
３１スイチング電源用トランジスタ
３６トランジスタドライブ回路

Claims

半導体スイッチング素子に直流電圧を印加した状態で、スイッチング信号でスイッチング動作をさせ、その出力電圧をトランスで昇圧して、直流電源電圧よりはるかに高い電圧の高電圧パルスを生成する高電圧パルス電源において、前記半導体スイッチング素子の出力側と前記トランスの一次側との間に、半導体スイッチング素子の出力を整流する高速リカバリダイオードを接続し、前記スイッチング信号により半導体スイッチング素子のターンオフが開始して終了するまでに、前記高速リカバリダイオードの高速リカバリ動作により半導体スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする高電圧パルス電源。
高速リカバリダイオードは、そのリカバリ時間が半導体スイッチング素子のターンオフ時間よりもはるかに短いことを特徴とする請求項１に記載の高電圧パルス電源。
高速リカバリダイオードを、半導体スイッチング素子の出力側と前記トランスの一次側との間に直列接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の高電圧パルス電源。
半導体スイッチング素子がサイリスタであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の高電圧パルス電源。
半導体スイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の高電圧パルス電源。
半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の高電圧パルス電源。
半導体スイッチング素子がスイッチング電源用トランジスタであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の高電圧パルス電源。
トランスの二次側にプラズマ放電用電極を接続し、プラズマ放電用の高電圧パルス電源としたことを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の高電圧パルス電源。