JP4235454B2 - 高度統合通信レシーバのａｇｃ方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、ゲインコントロール回路および方法に関し、具体的には、ワイヤレスおよびワイヤードの通信システムにおけるゲインコントロール回路および方法に関する。

本出願は、２００１年３月２８日に出願した米国仮出願番号６０／２７９，１２６の優先権を主張するものであり、ここにこの番号を付して本明細書の一部とする。

図１は、アナログフロントエンドと、ベースバンドＤＳＰ（digital signal processor）との２つの主要セクションに、概念的に分割されたワイヤレスレシーバを示す。図１に示すように、レシーバ１００において、アナログフロントエンド１０６は、アンテナ１０２を介して変調信号を受信し、変調信号を増幅して、変調信号を、直接または適正なＩＦ（intermediate frequency）を介して、低周波アナログ信号１０８にダウンコンバートする。低周波アナログ信号１０８は、アナログデジタルコンバータによってデジタルビットに変換され、復調し、さらにデジタル処理するため、ベースバンドＤＳＰセクション１１０に進む。ＤＳＰセクション１１０の出力１１２は、ユーザによって受信される。

アナログフロントエンドは、一般に、所望の信号であるが信号強度が弱い信号を検出するため、感度が高いことが必要であり、リニアであることが必要である。ワイヤレスＲＦ（radio frequency）ＩＣ（integrated circuit）に使用されるアーキテクチャの種々のタイプの中でも、ホモダインとしても知られるダイレクトコンバージョン（direct conversion）アーキテクチャは、低パワーの応用分野において利点を有する。

図２は、関係技術のダイレクトコンバージョンレシーバ２００のブロック図を示す。ダイレクトコンバージョンレシーバ２００は重要である。というのは、チップ内での処理によりチャネル選択フィルタリングを行うことができ、これにより、オフチップ構成要素の数を低減でき小型化に役立つからである。図２に示すように、従来のダイレクトコンバージョンレシーバ２００は、アンテナ２０２を含む高集積レシーバであり、このアンテナは、デュープレックスフィルタ２０６を介して、ＬＮＡ（low noise amplifier）２１０に接続されている。ＬＮＡ２１０の出力２１２は、それぞれ、第１ミキサ２１６と第２ミキサ２１８にそれぞれ供給されている。シリアルプログラミングインタフェース２２０は、ダイレクトコンバージョンレシーバ２００の外部から、入力２２３を受信し、水晶発信器２２７から、出力２２９を受信する。シリアルプログラミングインタフェース２２０は、チャネルセッティング２２４を周波数シンセサイザ２２８に出力する。クロックジェネレータ２２２も、水晶発信器２２７から入力２２５を受信し、基準クロック２２６を周波数シンセサイザ２２８に出力する。周波数シンセサイザ２２８は、ＰＦＤ２３２と、ループフィルタ２３０と、プリスケーラ２３４と、ＶＣＯ（voltage controller oscillator）２３６により構成されている。周波数シンセサイザ２２８の出力２４０は、位相シフタ２４４によって受信される。位相シフタ２４４は、＋４５°の出力２４６をミキサ２１６に供給し、−４５°の出力２４８を第２ミキサ２１８に供給する。

ダイレクトコンバージョンシステム２００においては、所望のＲＦ信号は、デュープレックスフィルタ２０６を通過し、ＬＮＡ２１０によって増幅され、ミキサ２１６によってダイレクトダウンコンバートされる。というのは、周波数シンセサイザ２２８からの位相シフト信号２４０であるＬＯ（local oscillator）周波数２４６が、所望のＲＦ信号のキャリア周波数に等しいからである。ダウンコンバート信号２５０は、ＢＢ（base band）フィルタ２５６の前で、ＶＧＡ（variable gain amplifier）２５２によって増幅される。これは、ＡＤＣ（analog-to-digital converter）２６０の前において、ＢＢローパスフィルタ２５６の大きなノイズフロアより大きいアンプリチュードを獲得するためである。ＡＤＣ（analog-to-digital converter）２６０は、ダイレクトコンバージョンレシーバ２００の１つのチャネル２８０（例えば、同相チャネルＩ）を出力する。ミキサ２１８と、ＶＧＡ２６６と、ＢＢフィルタ２７０と、ＡＤＣ２７４とは、ダイレクトコンバージョンレシーバ２００の第２チャネル２７６（例えば、クォドラチャ（quadrature）位相チャネルＱ）を出力するようにオペレートする。

ダイレクトコンバージョンアーキテクチャが簡単であるから、スーパへテロダインアーキテクチャより優れた重要な点が２つある。第１に、イメージの生成という問題が回避される。これは、スーパへテロダインレシーバのＩＦが、ダイレクトコンバージョンレシーバではベースバンド（すなわちＦ_IF＝０）であるからである。その結果、イメージフィルタは必要ではなく、ＬＮＡは５０Ωの負荷を駆動する必要がない。第２に、ＩＦ ＳＡＷフィルタとその後のダウンコンバート段とは、ローパスフィルタとベースバンド増幅器とで置き換えることができ、これらは、両方とも、シングルチップに容易に実装することができる。

しかし、このダイレクトコンバージョンレシーバは、高性能無線レシーバとしては不都合な点がある。第１に、アクティブローパスフィルタとのアウトオブチャネル（out-of-channel）干渉を拒絶すると、パッシッブフィルタの場合より、非常にシビアなノイズリニアリテイパワーのトレードオフがある。そこで、ベースバンド回路に対する幾つかの関係技術のトポロジカルな候補について説明する。

図３に図示するが、関係技術のベースバンド回路３００ａの入力３０２は、ローパスＢＢフィルタ３０４に送信され、このローパスＢＢフィルタ３０４においては、アウトオブチャネル干渉が抑制され、これにより、このローパスＢＢフィルタに直列に接続された増幅器３０８を、ノンリニアで高ゲインのＶＧＡ増幅器にすることができる。このローパスＢＢフィルタ３０４があるため、ＡＤＣ３１２は、モデレート（moderate）のダイナミックレンジを有することができる。しかし、増幅段の前段にあるローパスＢＢフィルタ３０４は、ベースバンド回路３００ａにおいては、タイト（tight）なノイズリニアリティのトレードオフがある。ＡＤＣ３１２の出力３１４は、このベースバンド構造の出力である。

図３に図示するが、第２の関係技術のベースバンド回路３００ｂは、ＬＰＦノイズ要件を軽減するが、増幅器に対しては、より高性能を要求する。ベースバンド回路３００ｂにおいては、入力３１６は、まず、ＶＧＡ３１８に供給され、このＶＧＡ３１８の増幅信号３２０は、ローパスＢＢフィルタ３２２によって受信される。ローパスＢＢフィルタ３２２の出力３２４は、ＡＤＣ３２６によって受信される。ＡＤＣ３２６は、第２ベースバンド構造の出力である出力３２８を有する。

図３に図示するが、第３のパッシッブフィルタ関係技術のベースバンド回路３００ｃは、デジタル領域においてチャネルフィルタリングを使用する。ベースバンド回路３００ｃでは、入力３３０は、ＶＧＡ３３２に供給され、ＶＧＡ３３２の出力３３４は、ＡＤＣ３３６によって受信される。ローパスＢＢフィルタ３４０は、ＡＤＣ３３６の出力３３８を受信する。ローパスＢＢフィルタ３４０の出力３４２は、第３ベースバンド回路３００ｃの出力である。第３ベースバンド回路３００ｃでは、ＡＤＣ３３６は、干渉のインタモジュレーション（intermodulation）を最小限に抑えて信号をデジタル化するように、高度なリニアリティを達成しなければならず、同様に、信号レベルより十分に小さい熱ノイズおよび量子化ノイズフロアを示さなければならない。

上述したように、図３の個々のベースバンド構造が必要とするトレードオフは、上述の方法を組み合わせることによって軽減され、その結果、増幅およびフィルタリングは、ゲイン段およびフィルタリング段に分配されるから、その性能が最適化される。現在の通信システムにおいては、必要なチャネルフィルタリングは、隣接チャネルの干渉を拒絶するため、６０ｄＢを超えなければならない。また、必要な信号ゲインは、７０ｄＢを超えなければならない。外部パッシブ要素を用いずにベースバンド回路を実現することは、図３に示す構成に関係なく、非常に困難である。これは、フロントエンド段は、極度に厳格なダイナミックレンジの要件を有するからである。しかし、ベースバンド回路の個々の要素のダイナミックレンジの要件は、幾つかのゲインおよびフィルタリング段を連続して使用することによって、軽減することができる。

図４は、関係技術のダイレクトコンバージョンレシーバを示すブロック図である。図４に示すように、ダイレクトコンバージョンレシーバ４００は、複数の増幅器とフィルタとを有するベースバンド回路４２０を含む。しかし、ベースバンド回路４２０の特有の構成は、システム要件に応じて修正することができる。

図４に示すように、ＲＦ信号は、アンテナ４０２によって受信され、デュープレックスフィルタ４０６によってフィルタリングされ、フィルタリング信号４０８は、ＬＮＡ４１０によって増幅される。フィルタリング増幅信号４１２は、ミキサ４１４のＬＯ（1ocal oscillator）信号４１６によって、ベースバンド信号にダウンコンバートされる。ベースバンド回路４２０内においては、ミキサからの出力４１８は、種々に増幅され、フィルタリングされ、その後、ＡＤＣ４４２に出力される。図４に示すように、ベースバンド回路４２０は、ミキサ４１４とＡＤＣ４４２との間に直列に接続された第１ＶＧＡ４２２と、第１ＢＢフィルタ４２６と、第２ＶＧＡ４３０と、第２ＢＢフィルタ４３４と、第３ＶＧＡ４３８とを使用して、ダイレクトコンバージョンレシーバ４００のフロントエンドの出力４４４を生成する。

関係技術の通信４００レシーバは、復調中において最高の性能を与えるため、専用ゲインコントロール方式をベースバンド回路４２０に実現している。具体的には、ＣＤＭＡシステムでは、オートゲインコントロールループは、システム性能の決定について重要である。しかしながら、図４に示すベースバンド回路には、不都合な点がある。分配フィルタリング方式が、図４に示すように、導入されているとき、ゲインコントロールは困難になる。というのは、干渉レベルを考慮しながら、トータルゲインを幾つかのゲイン段に分配すべきであるからである。

図５Ａおよび図５Ｂは、ダイレクトコンバージョンレシーバ４００内のベースバンド回路４２０の可変のシステム性能を示す図である。ダイレクトコンバージョンレシーバのゲインおよびフィルタリング段には、最大信号レベルと最小信号レベルとがある。すなわち、各ゲインおよびフィルタリング段は、限定されたダイナミックレンジを有する。どの段の信号レベルも、その段のダイナミックレンジ内にある。

図５Ａは、信号レベルが限界内にある場合の信号伝播図５０３を示す。図５Ａに示すように、信号伝播図５０３では、システム４００は、最大リミット５１０を有する。所望の信号５４６は、アンテナ４０２により受信されたとき、干渉出力５４８より小さい。しかし、ＬＮＡ４１０の出力４１２においては、所望の信号レベル５５０が増大し、他方、干渉レベル５５２も増大するが、依然として信号レベル５５０より大きい。所望の信号レベル５５４は、第１ＶＧＡ４２２の出力において増大するが、干渉レベル５５６も増大し、依然として、所望の信号レベル５５４より大きい。第２ＶＧＡ４３４の出力において、信号レベル５５８は、干渉レベル５６０より大きい。第３ＶＧＡ４３８の出力４４０において、信号レベル５６２は、ＡＤＣ５４２への入力として、必要な出力ベル５１５にあり、他方、干渉レベル５６４は、所望の信号レベル５６２と比較して、著しく減少している。

図５Ｂは、ゲイン分配が適正ではない場合の信号伝播図５０５を示す。図５Ｂに示すように、（問題の）信号伝播図５０５では、システム４００は、信号レベル５２０の最大リミットを有する。所望の信号レベル５７２は、アンテナ４０２により受信されたとき、干渉信号レベル５７４より小さい。しかし、ＬＮＡ４１０の出力４１２において、信号レベル５７６は増大し、他方、干渉レベル５７８も増大するが、依然として、所望の信号レベル５７６より大きい。所望の信号レベル５８０は、第１ＶＧＡ４２２の出力において、増大し、他方、干渉レベル５８２も増大しているが、依然として信号レベル５８０より大きい。さらに、干渉レベル５８２が信号レベル５２０の最大リミットより大きいので、リニアリティの問題５３０が生じる。第２ＶＧＡ４３４の出力において、信号レベル５８４は、干渉レベル５８６より大きい。第３ＶＧＡ４３８の出力４４０において、信号レベル５８８は、ＡＤＣ４４２への入力として必要な信号レベル５２５にあり、他方、干渉レベル５９２は、信号レベル５８８より著しく減少している。図５Ａ及び図５Ｂの両方に示す場合のトータルゲインは、同じであるが、システム４００の性能は、図５Ｂに示した状況では、極端に低下する。

図６は、関係技術のスーパヘテロダインレシーバを示すブロック図である。図６に示すように、スーパへテロダインレシーバ６００には、アンテナ６０２が含まれる。このアンテナ６０２は、出力６０４をデュープレックスフィルタ６０６へ供給する。デュープレックスフィルタ６０６の出力６０８は、ＬＮＡ６１０によって受信される。ＬＮＡ６１０の出力６１２は、イメージリジェクションフィルタ６１４によって受信される。イメージリジェクションフィルタ６１４の出力６１６は、ミキサ６１８によって、ＬＯ信号６２０と共に受信される。ミキサ６１８の出力６２２は、ＳＡＷフィルタ６２４によって受信される。ＳＡＷフィルタ６２４の出力６２６は、第２ＶＧＡ６２８に供給され、第２ＶＧＡの出力６３０は、統合（integrated）ＢＢフィルタ６３２によって受信される。統合ＢＢフィルタ６３２の出力６３４は、ＡＤＣ６３６によって受信される。

ＡＧＣ機能を有する関係技術のスーパへテロダインレシーバ６００は、ＩＦ ＳＡＷフィルタ６２４を使用して、干渉を、所望の信号レベルに対して無視できるレベルまで低減する。さらに、外部ＳＡＷフィルタは、ダイナミックレンジに制限がなく、したがって、インタモジュレーションを必要とせず、大きな干渉をフィルタリングすることができる。これは、通信レシーバがそのような構成を使用する主な理由である。関係技術のスーパヘテロダインレシーバ６００では、ゲインコントロールは、図７に示すように極めて簡単である。

図７は、スーパへテロダインレシーバ６００の複数の段によるゲインを示す図である。信号伝播図７０５においては、スーパヘテロダインレシーバ６００は、信号レベル７１０の最大リミットを有する。図７に示す場合では、干渉レベル７４２は、アンテナ６０２によって出力されたとき、所望の信号レベル７４０より大きい。ＬＮＡ６１０の後では、所望の信号レベル７４４は増大しているが、依然として干渉レベル７４６より小さい。ミキサ６１８の後では、所望の信号レベル７４８は増大しているが、干渉レベル７５０も増大しており、依然として所望の信号レベル７４８より大きい。ＳＡＷフィルタ６２４の出力７２６において、所望の信号レベル７５２は、干渉レベル７５４より大きい。ＶＧＡ６２８の後では、所望の信号レベル７５６は、増大しているが、依然として、干渉レベル７５８は、干渉レベル７５４と同じレベルである。所望の信号レベル７６０は、ＡＤＣ６３６へ入力される前では、必要な信号レベル７１５にあるが、干渉レベル７６２は、信号レベル７６０より低下している。

関係技術のスーパへテロダインレシーバでは、所望の信号レベルが、小さくＡＤＣの全ダイナミックレンジ内にあるとき、ベースバンドモデムは、ゲインの増大を示す新しい信号を送信する。所望の信号レベルが大きいとき、ベースバンドモデムは、ＡＤＣに過負荷をかけないように、ゲインを低減する。

上述したように、関係技術のレシーバは、不都合な点がある。分配ゲインが、関係技術のレシーバに導入されているとき、ゲインコントロールは、幾つかのゲイン段に分配されるべきであり、しかも、干渉レベルを考慮して、分配されるべきである。しかし、各ゲイン段がそれ自体でゲインを訂正する関係技術のレシーバでは、複数のフィードバックループが、ゲインコントロール中に出現するので、トータルゲインループは、不安定になることがある。

以上参照したことは、追加または代替の詳細、特徴、および／または技術上の背景を適正に教示するものである場合には、本明細書の一部とする。

本発明の目的は、少なくとも上記の問題および／または不都合な点を解決し、少なくとも後述する利点を提供することにある。

本発明の他の目的は、関係技術の不都合な点の少なくとも１つを実質的に回避するレシーバと、該レシーバをオペレートさせる方法とを提供することにある。

本発明の他の目的は、チャネル選択フィルタリングおよびゲイン割当てが、幾つかのゲインおよびフィルタリング段に分配さるワイヤードまたはワイヤレスのレシーバをオートゲインコントロールすることにある。

本発明の他の目的は、レシーバの内部信号レベルを監視し、その監視された内部信号レベルをゲインコントロールに反映させるゲインコントロール回路を提供することにある。

本発明の他の目的は、レシーバに個別のゲイン段を提供するとともに、ベースバンドモデムが実際のゲインコントロールを生成するレシーバをオペレートさせる方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＲＦレシーバに個別のゲイン段を提供することにあり、ゲインコントロール回路が、安定性の問題とリニアリティの問題を解消するため、ゲイン段によってゲインを調整することにある。

本発明の他の目的は、安定でロバスト（robust）なゲインコントロール方法を提供し、リニアリティを増大させノイズに対する特性を増大させるため、各ゲイン段から検出値を受信し、分配ゲインを修正してレシーバ内のトータルゲインをコントロールして、ゲインコントロールを行う無線レシーバを提供するとともに、方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、各内部段の信号レベルに関する十分な先行情報をベースバンドモデムまたはレシーバ自体に提供して、高度に統合された無線レシーバのゲインコントロール問題を解消する無線レシーバを提供するとともに、ゲインコントロールを行う方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＬＮＡから、アナログデジタル変換後の増幅器までの全てのゲイン段をコントロールするオートゲインコントロールを行う無線レシーバを提供するとともに、オートゲインコントロール方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、リニアリティおよび安定性を低下させずにシステムの性能を増大させるため、初段の増幅器から、アナログデジタルコンバート後の増幅器までの全てのゲインコントロール段を制御する、高度に統合された無線レシーバのためのオートゲインコントローラを提供することにある。

本発明の他の目的は、信頼性のある高速低ノイズのシングルチップＣＭＯＳ ＲＦ通信システムと、該ＲＦ通信システムを使用する方法とを提供することにある。

本発明の他の目的は、ＣＭＯＳ ＲＦレシーバの多段のゲインコントロール段と、ベースバンド構造とであって、選択されたＲＦチャネルに対して所望のゲインに適うように中央制御されるものを使用して、ＣＭＯＳ ＲＦレシーバをシングルチップ上に提供することにある。

少なくとも上述した目的および利点を全部又は一部達成するため、また本発明の目的によれば、実現しかつ広範に記述するように、ダイレクトコンバージョン通信システムが提供される。このダイレクトコンバージョン通信システムは、キャリア周波数を有する受信信号から選択された信号を増幅する第１ゲイン段と、受信され増幅されたキャリア周波数選択信号を混合して、ベースバンド選択信号を出力する復調ミキサと、ベースバンド選択信号を受信し、インチャネル信号を予め定めたアンプリチュードに選択的に増幅する複数のゲイン段を含むベースバンド増幅回路と、ゲイン段の出力を受信し、かつゲイン段のそれぞれを制御するように結合されたゲインコントローラとを含む。ゲインコントローラは、予め定めたトータルゲインを達成するように、ゲイン段に分配されたゲインを制御する。

少なくとも上記の目的および利点の全体または一部をさらに達成するため、本発明の目的によれば、実現しかつ広範に記述するように、ダイレクトコンバージョン通信システムをオペレートする方法が提供される。このダイレクトコンバージョン通信システムは、キャリア周波数を有する選択信号を含む信号を受信するステップと、受信された選択信号を増幅する第１増幅ステップと、第１増幅ステップにおいて選択信号の第１出力レベルを検出するステップと、第１増幅ステップにおいて増幅された選択信号を混合して、キャリア周波数から低減された周波数を有する復調選択信号を出力するステップと、選択信号が予め定めた基準に到達するまで、復調選択信号を増幅する第２増幅ステップであって、選択信号を順次に増幅するステップを含むステップと、第２増幅ステップで増幅された選択信号の第２出力レベルを検出するステップと、第２増幅ステップで増幅された選択信号をデジタル化するステップと、デジタル化された選択信号の増幅量を決定し、それに応じてゲインコントロール信号を生成するステップと、ゲインコントロール信号と第１および第２出力レベルとに従って、第１増幅ステップと第２増幅ステップで分配されたゲインを制御するステップとを含む。

本発明の追加の利点、目的、および特徴は、一部は、以下の記述に記載されており、一部は、以下を考察する際に当業者には明らかになるであろう、または本発明の実施から習得される可能性がある。本発明の目的および利点は、添付の請求項において具体的に指摘するように実現および達成することが可能である。

同じ参照符号が同じ要素を表している以下の図面を参照して、本発明について詳細に記述する。

図８は、本発明による通信システムの好ましい実施形態を示す図である。図８に示すように、通信システム８００は、ＲＦレシーバ回路８０３とベースバンドモデム８７４とを含む。アンテナ８０２は、出力８０４をデュープレックスフィルタ８０６に供給する。デュープレックスフィルタ８０６の出力８０８は、ＬＮＡ８１０によって受信され、ＬＮＡの出力８１５は、ミキサ８１６とパワー検出ブロック（ＰＤ）８２０とによって受信される。ミキサ８１６は、ＬＯ信号８２４も受信する。ミキサ８１６の出力８２６は、ＶＧＡ（variable gain amplifier）８３０によって受信される。ＶＧＡ８３０の出力８３４は、ＰＤ８４０とＢＢフィルタ８３６とによって受信される。ローパスＢＢフィルタ８３６の出力８４４は、第２ＶＧＡ８４６に供給され、第２ＶＧＡ８４６の出力８５０は、ＰＤ８５６と第２ローパスＢＢフィルタ８５２とによって受信される。第３ＶＧＡ８６２は、第２ローパスＢＢフィルタ８５２の出力８６０を受信する。第３ＶＧＡ８６２の出力８６６は、ＰＤ８６８によって受信され、ＲＦレシーバ８０３からベースバンドモデム８７４に転送され、ＡＤＣ８７６に入力される。ＡＤＣ８７６の出力８７８は、オートゲインコントロールＡＧＣブロック８８４に供給され、システム８００の出力信号となる。

コントロール信号、例えば、ＡＧＣ８８４のＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ信号８８６、ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号８８８は、ゲインコントローラ８２８によって受信される。ゲインコントローラ８２８は、ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ８９４（後述する）である追加のコントロール信号によっても調整可能であることが好ましく、ＰＤ８２０、８４０、８５６、および８６８から、パワー検出出力８２２、８４２、８５８、および８７０をそれぞれ受信する。ゲインコントローラ８２８は、コントロール信号８１２、８３２、８４８、および８６４を、ＬＮＡ８１０と、ＶＧＡ８３０と、ＶＧＡ８４６と、ＶＧＡ８６２とに、それぞれ出力する。ステータス信号、例えば、ゲインコントローラ８２８からのＧＡＩＮ＿ＲＰＴ信号８９８は、ベースバンドモデム８７４のゲインキャリブレーションロジック８９９によって受信することができる。ロジックブロック８９６は、ＡＧＣ８８４と、ゲインキャリブレーションロジック８９９とから、出力８９０、８９１をそれぞれ受信し、ＲＳＳＩ信号８９２を出力する。

つぎに、ＲＦレシーバ８０３の動作を説明する。アンテナ８０２は、ＲＦ信号を受信する。受信されたＲＦ信号は、種々のＲＦバンドからなる。ついで、選択されたＲＦ信号を、デュープレックスフィルタ８０６においてフィルタリングする。すなわち、アウトオブバンドＲＦ信号（例えば、無関係のＲＦバンド）は、デュープレックスフィルタ８０６によって除去される。ＬＮＡ８１０を通過するインバンドＲＦ信号は、ミキサ８１６において逓倍され、直接、ベースバンド信号に復調される。というのは、ＬＯ信号８２４の周波数が、キャリア周波数に等しいことが好ましいからである。ダウンコンバートされた信号８２６は、ベースバンド回路８２９の３段によって増幅される。ベースバンド回路８２９は、ＶＧＡ８３０と、ローパスＢＢフィルタ８３６と、ＶＧＡ８４６と、ローパスＢＢフィルタ８５２と、ＶＧＡ８６２とを含むことが好ましい。しかし、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、追加のゲイン段、またはゲイン段の他の回路をベースバンド回路８２９に組み込むことができる。ダウンコンバートされた信号８２６は、ＶＧＡ８３０によって増幅され、その後、対応するローパスＢＢフィルタ８３６を通過して、ローパスＢＢフィルタ８３６からのノイズ注入による信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下を防止する。ダウンコンバートされ１回増幅されフィルタリングされた信号８４４は、ＶＧＡ８５０によって増幅され、その後、対応するローパスＢＢフィルタ８５２を通過し、ローパスＢＢフィルタ８５２により、ＳＮＲの低下が軽減される。ダウンコンバートされ２回増幅されフィルタリングされた信号８６０は、ＶＧＡ８６２によって増幅され、ＡＤＣ８７６のＡ／Ｄ変換に必要な信号になる。

図８に示すように、システム８００には、第１段（例えばＬＮＡ８１０）と、第２段（例えばＶＧＡ８３０）と、第３段（例えばＶＧＡ８４６）と、第４段（例えばＶＧＡ８６２）とが含まれる。第２から第４段は、ベースバンド回路８２９に含まれる。したがって、ベースバンドモデム８７４の制御下にあるＲＦレシーバ８０３は、ダイレクトコンバージョンＲＦシステムのアナログフロントエンドへの所望の入力信号に対して、（たとえば分配された）トータルゲインをコントロールすることが好ましい。

ゲインコントローラ８２８は、必要なゲイン調整を表すコントロール信号（図８のＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ）を、ベースバンドモデム８７４から受信する。全てのゲイン段は、好ましくは、対応する特定の段の出力パワーレベルを検出する対応するパワー検出ブロック（例えば図８のＰＤ）を有する。モニタされた全てのパワーレベルを使用して、信号レベルを、対応するゲイン段要素の関連するダイナミックレンジ内に置く。ＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ信号が、モデム８７４からアクティベートされたとき、ゲインコントローラ８２８は、ＰＤ出力を考慮して、１つ以上の段のゲインを調整する。しかし、ベースバンドモデム８７４のゲインコントロールをレシーバ８０３に実現することができる。ゲインコントローラ８２８のモニタ機能により、各ゲイン段の出力のパワーレベルが、ダイナミックレンジ内にあることが保証される。その結果、複数のゲイン段を通る全ての信号チェイン（chain）は、ノイズおよびリニアリティの厳密な要件を満たす。

図９は、本発明に係るパワーコントロール方法の好ましい実施形態を示す流れ図である。図９に示すように、ベースバンドモデムからの復調信号パワーが大きすぎるものと仮定する。ステップＳ９００から開始し、その後、ステップＳ９０５に進む。ステップＳ９０５において、パワーオンした後、トータルゲインは、ベースバンドモデムの特定の実施態様に応じて、最大値または最小値に設定される。例えば、所望の信号（例えばインバンドＲＦ信号）を検出するため、各ゲイン段を最大ゲインに設定し、これにより、トータルゲインを最大に設定することができる。ステップＳ９０５から、ステップＳ９１０に進む。ステップＳ９１０において、各ゲイン段のＰＤが動作して、対応する検出パワーレベルを、好ましくは、ゲインコントローラ（例えばゲインコントローラ８２８）に報告する。ステップＳ９１０から、ステップＳ９１５に進み、ステップＳ９１５において、ベースバンドモデムは、復調されたベースバンドデジタルデータから、入力されたインバンド信号レベルを検出する。ステップＳ９１５から、ステップＳ９２０に進み、ステップＳ９２０において、ベースバンドモデムは、ゲインを低減することを決定し、ゲインコントロール情報が、好ましくは、ＤＯＷＮ等に設定されたＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ信号を介して、ゲインコントローラに送信される。ステップＳ９２０から、ステップＳ９２５に進み、ステップＳ９２５において、レシーバのトータルゲインは、改善されるか、最適の性能を達成するためどの段をゲインコントロールするべきであるかを決定するゲインコントローラによってコントロールされる。例示的な決定プロセスを図９のステップＳ９２５に示す。

図９のステップＳ９２５に示すように、多段のゲイン段の１つの段（例えばアンテナに最も近い段）は、その段の予め定めた最大値（例えばＰｍａｘ，ｉ）より小さくなるように調整される。ステップＳ９２５からステップＳ９３０に進み、ステップＳ９３０において、レシーバ段のゲインを低減することができるか否かを判定する。仮にステップＳ９３０において低減することができると判定した場合には、ステップＳ９５０において、選択した段のゲインを予め定めたゲインステップサイズだけ低減する。他方、ステップＳ９３０において低減することができないと判定した場合には、ステップＳ９４０において、最終ゲイン段のゲイン（Ｇ（Ｎ））を、予め定めたゲインステップサイズだけ減少させて、トータルゲインを低減する。図９に示すように、入力されたインバンド信号のゲインが決定されると、ステップＳ９４０およびＳ９５０から、ステップＳ９１０に戻る。あるいはまた、その後、当該プロセスは、ステップＳ９４０およびＳ９５０から、終了することができる。

つぎに、ゲイン調整プロセスの例を図９〜図１０Ｂを参照して説明する。図１０Ａに示すように、信号レベル調整前に最初に割り当てられたゲイン１００５は、第１段１０２２（例えば図８のＬＮＡ８１０）と、第２段１０２４（例えば図８のＶＧＡ８３０）とを有し、これらの段は、信号レベル１０２０の対応する上限（例えば最大信号許容レベル）を超える。復調されたインバンド信号レベルが高くなると、ＤＯＷＮ信号（例えばＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ）がモデム（例えばモデム８７４）から生成される。

ゲインコントローラ（例えばゲインコントローラ８２８）は、各段のゲイン割当てと信号レベルとを既に認識しているので、改良されるか、または最適のゲイン分配を直接決定することができる。このような決定に使用される基準は、無線レシーバの実際の構成に依存するが、一般に、ノイズとリニアリティのトレードオフである。図１０Ａを参照すると、入力信号レベル１０１０が上昇する際に、内部ゲイン段の信号レベルは、ほぼ同じ量だけ上昇する。ノイズとリニアリティは、フロントエンド回路（例えばミキサの後段のＬＮＡまたはＶＧＡ）に大きく依存するので、フロントエンド回路の最大リミット（例えば図９のＰｍａｘ）に可能な限り近い信号レベルを有することが望ましい。したがって、ゲインを低減することが必要なときは、図９に示すように、アンテナに最も近い段のゲインを低減することが妥当である。しかし、本発明はこれに限定されるものではない。再び図１０Ａを説明する。図１０Ａに示すように、最初に割り当てられたゲイン１００５については、第１ゲイン段および第２ゲイン段の信号レベルは、最大リミットを超え、したがって、第１段（ＬＮＡ）のゲインは、ゲインコントロールが改良されるか、または最適のゲイン分配を達成するように低減される。この低減を、図１０Ａにおいて、割り当てられたゲイン１０１５に示す。信号レベルの変化は、調整プロセスに影響を与える。

図１０Ａに示す例では、幾つかのゲイン段は、対応するダイナミックレンジ外にある。プレプランニング（preplanning）および回路設計は、最悪の場合のシナリオに基づいているので、実際には、そのような状況が起こる可能性が高い。したがって、厳密な伝送条件下で、回路が適正に設計されている場合には、当該レシーバの信号レベルは、限界内に十分に制約される。それにもかかわらず、決定パワーレベルまたはピークパワーレベルは、安全な動作のため、その限界があまり高くならないように設計するべきである。

図１０Ｂを参照してゲイン調整プロセスの他の例を説明する。図１０Ｂに示す例では、ゲイン割当て１０５０において、第２段のみが、第１段に代わって、ゲインが大きくなっている。第２段１０２４の信号レベルは、信号レベル１０２０の上限より上にある。そこで、ゲインコントローラは、改良されるか、または最適のゲイン配分１０６０を達成するため、第１段の代わりに、第２段のゲインを低減する。再び、割当てゲインの信号レベル変化１０５５は、ゲイン調整プロセスに影響を与えることがある。

図１１は、本発明に係るパワーコントロール方法の他の好ましい実施形態を示す流れ図である。図１１に示すように、ベースバンドモデムからの復調信号パワーが、小さ過ぎるものと仮定する。ゲインを増大させるためのコントロール方法が、ステップＳ１１００から開始される。ステップＳ１１００から、ステップＳ１１０５に進み、パワーオンした後、トータルゲインは、ベースバンドモデムの特定の実施態様に応じて、最大値または最小値に設定される。例えば、トータルゲインは、所望の信号を検出するため、最大レベルに設定することができる。ステップＳ１１０５から、ステップＳ１１１０に進み、各ゲイン段のＰＤが動作して、パワーレベルを、好ましくは、ゲインコントローラ（例えばゲインコントローラ８２８）に通知する。ステップＳ１１１０から、ステップＳ１１１５に進み、ベースバンドモデムは、復調されたベースバンドデジタルデータから、入力されたインバンド信号レベルを検出する。ステップＳ１１１５から、ステップＳ１１２０に進み、ベースバンドモデムは、ゲインを増大することを決定し、ゲインコントロール情報が、好ましくは、ＵＰ等に設定されたＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ信号を介して、ゲインコントローラに送信される。ステップＳ１１２０から、ステップＳ１１２５に進み、レシーバのトータルゲインは、改良されるか、最適の性能を達成するためどの段をゲインコントロールすべきかを決定するゲインコントローラによってコントロールされる。

図１１のステップＳ１１２５に示すように、多段（すなわちＮ）のゲイン段（例えば１≦ｉ≦Ｎ）の１つ（例えばアンテナに最も近い段）は、増大しているが、その段の予め定めた最大値（例えばＰｍａｘ）より小さくなるように調整される。ステップＳ１１２５から、ステップＳ１１３０に進み、当該レシーバのゲイン段のゲインは、決定された増加だけ増大されるが、予め定めたゲインステップサイズだけ増大されるのが好ましい。例えば図１１に示すように、入力されたインバンド信号のゲインが決定されると、ステップＳ１１３０から、再びステップＳ１１１０に戻る。ゲインを増大する設計基準には、システム内の全リニアリティの要件を低下させずに、ゲイン（例えば段および／またはトータルゲイン）を調整することが含まれる。ゲインが、上方信号限度１１２０を超えないことを保証することにより、アンテナに最も近いゲイン段を選択することによって、増大されるか、または最適のノイズおよびリニアリティの特性を同時に達成することができる。

図１１Ｂは、ゲイン増大プロセスの例を示す。ゲイン割当て１１５０に示す第１ゲイン段は、十分なゲインを有していないので、ゲイン割当て１１６０となるように、追加のゲインが、第１ゲイン段１１１０に割り当てられる。信号レベル変化１１５５は、ゲイン調整プロセスに影響を与えることがあり、信号レベル変化後の状況を示している。

本発明に係るゲインコントロールシステムおよび方法の他の好ましい実施形態では、ゲインステップサイズは、ゲインステップサイズと調整可能な遅延とを調整することによって調整することができる。例えば、図８に示すＧＡＩＮ＿ＳＥＴ８８８信号およびＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ８９４信号を使用することができ、したがって、より適合性があり、かつより迅速なゲイントラッキングを実現することができる。ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号は、デジタルゲインコントロール要素を有するＶＧＡにおいて使用することが好ましい。好ましい実施形態では、ゲイン設定レジスタが対応するＶＧＡにおいて使用される場合、レシーバとベースバンドモデムの間のシリアルインタフェースまたは他の可能な接続によって、任意のゲインを所望のレジスタに対して設定することができる。

ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号８８８は、ゲインキャリブレーションにおいて、役割を担うことができる。システム設計時において、ゲイン特性が相当にリニアである場合でも、結果として得られたゲイン曲線は、プロセス変動があるため、ノンリニアになる可能性がある。割り当てられたゲインの設計値または理想値と、特定のシステム８００によって通知されているような実際の結果とを比較して、このような誤差を訂正するのに、ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号８８８とＧＡＩＮ＿ＲＰＴ信号８９８とが使用されている。ＧＡＩＮ＿ＲＰＴ信号がアクティベートされているときは、ゲインコントローラは、ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号から生成されたゲイン設定値を、ベースバンドモデム等に送信するのが好ましい。このベースバンドモデムは、情報と復調信号を比較して、ゲイン誤差を検出する。

ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４は、コントロール機能をサーブしている。ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４は、ゲインステップサイズが同一でないとき、ゲインの更新間隔をコントロールするのに使用できるのが好ましい。本出願人が決定したように、レシーバシステムの実際の設計においては、具体的には、デジタルゲインコントロールにおいては、ゲインコントロールのためのビット数が重荷になり、ビット数が増大するほど、当該レシーバが複雑になる。したがって、通信システムおよび方法の他の好ましい実施形態は、粗調整および微調整のために、２ステップゲインコントロールを使用する。実際の例においては、現行のレシーバは、スイッチモードにおいても、ＬＮＡのゲインを離散方式でコントロールする。レシーバシステムの潜在的な問題は、復調信号のゲインが突然変化するとき、ＳＮＲが低下し、これにより信号の揺らぎが生じる、ことにある。このＳＮＲは、信号が頻繁に大きく揺らぐとき、悪化する。ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４を使用して、ＳＮＲ低下の可能性を低減するのが好ましい。ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４は、ゲイン段に大きなゲインステップサイズを供給して、２つの連続するゲイン変化のうちの最小時間間隔を、その段に設定するのが好ましい。したがって、図１２に示すゲインコントロールプロセスの好ましい実施形態に示すように、ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥは、ゲインの連続する粗調整におけるゲイン変化の数を表す。例えば、図１２に示すように、ゲインが粗調整されるゲイン段の信号レベルが、図９および図１１Ａに関して上述した要件を満たす場合でも、この粗調整は、カウンタ値が１０（この値は図１２の例に適合するに過ぎず、実際の値はこのアーキテクチャ全体に依存する。）に到達するまで、中断される。

図１３は、２ステップゲインコントロールプロセス（例えば粗調整および微調整）を実現する実施態様の他の好ましい実施形態を示す。図１３に示すように、ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４は、ゲインフリーズ信号であるが、ゲイン粗調整を可能にする絶対時間間隔として規定される。したがって、ゲイン粗調整は、ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ間隔中に１度だけアクティベートされる。

図１４は、ゲインコントロール信号ジェネレータの好ましい実施形態を示す図である。図１４に示すように、ジェネレータ１４００は、好ましくは、デジタルゲインループにおいて、ゲインコントロール信号（例えばＧＡＩＮ＿ＣＴＲＬ信号）を生成する。関係技術のＰＤＭ手法とは対照的に、ベースバンドモデムは、ゲインコントロールの方向に応じて、ＵＰ信号またはＤＯＷＮ信号を生成する。ゲインコントロールのメッセージがないとき、このベースバンドモデムから信号が生成されないことが好ましい。図１４に示すように、例えば、トライステートバッファ１４１０は、ジェネレータ１４００において、このようなゲインコントロールを行うために使用される。当該レシーバ側においては、抵抗分割器１４２０と、２つのレベル検出器１４３０および１４４０とが、ゲイン変化のサイン（sign）を検出する基準ジェネレータを構成するのに、使用されている。ジェネレータ１４００の動作を説明する。ゲイン変化がないとき、ＣＯＭノード１４５０は、グランドと電源電圧ＶＣＣとの間に直列接続された２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値によって確定する電圧に、維持される。ゲインが増大すると、当該ベースバンドモデムは、ＵＰ＿ＣＮＴ信号１４６０の正のパルスを生成して、ＵＰ電流を生成する。閾値検出器、すなわち２つのレベル検出器１４３０および１４４０の入力、すなわちＣＯＭノードが、ハイ（high）へ遷移する。ＣＯＭノードがハイへ遷移した場合、ゲインが増大したことを示すのが好ましい。ゲインが減少すると、ＧＡＩＮ＿ＤＯＷＮ信号は、ロー（low）からハイへ遷移する。ＧＡＩＮ＿ＵＰ信号１４６４と、ＧＡＩＮ＿ＤＯＷＮ信号１４６６とは、ゲインコントローラにおいて実際のゲインコントロール信号として使用されるのが好ましい。したがって、ＧＡＩＮ＿ＵＰ信号およびＧＡＩＮ＿ＤＯＷＮ信号は、対応するＵＰ＿ＣＮＴ信号１４６０およびＤＯＷＮ＿ＣＮＴ信号１４６２を生成する。そこで、ゲイン増大信号およびゲイン減少信号は、閾値検出器および抵抗分割器、例えばゲインコントロール信号ジェネレータ１４００を支援する信号線を使用して、伝送することができる。

上述したように、システム８００は、ＧＡＩＮ＿ＳＥＴ信号８８８と、ＧＡＩＮ＿ＲＰＴ信号８９８と、ＧＡＩＮ＿ＦＲＺ＿ＴＩＭＥ信号８９４とを含む追加のコントロール信号を有するものであるが、レシーバの代替の好ましい実施形態は、このシステム８００を使用して実現することができる。そこで、これらの信号は、上述したシステム８００の好ましい実施形態にあっては、オプションとみなすことができる。

上述したように、システム８００は、ＡＤＣ８７６から単一出力信号を生成する。しかし、システム８００は、第２チャネルの第２デジタル信号を生成するため、第２ミキサと、第２ベースバンド回路と、第２ＡＤＣとをさらに含むことができる。そこで、ＡＤＣ８７６のデジタル出力信号は、ＩチャネルとＱチャネルのうちの一方であるのが好ましい。信号Ｉおよび信号Ｑの２つのセットを使用して、ノイズまたは干渉に関係なく、受信情報を識別または維持するように、システム８００の能力を増強するのが好ましい。異なる位相を有する２つのタイプの信号を送信することにより、情報が損失したり変化したりする可能性が減少する。さらに、本発明の好ましい実施形態により、ゲインコントローラ８２８または追加のゲインコントローラを使用して、多段ゲインをコントロールすることができる。

本発明は、ワイヤレス通信レシーバ、例えば、ＧＳＭと、ＰＣＳと、ＩＭＴ２０００において、ゲインコントロールのために、実現することができる。本発明は、干渉について問題のある通信チャネルのゲインコントロールに対処するので、本発明は、ケーブルモデムのようなワイヤード通信レシーバにおけるゲインコントロールを行うため、実現することもできる。

上述したように、通信システムのゲインコントロールシステムおよび方法の好ましい実施形態は、種々な利点を有する。このゲインコントロールは、ベースバンドモデムによってのみアクティベートされるので、安定性は問題でない。レシーバ回路および該レシーバ回路を動作する方法の好ましい実施形態において、例えば干渉が強く信号が弱いという条件下で、分配ゲイン割り付けが必要なとき、ゲインコントロール効率が増大する。ワイヤレスまたはワイヤードの高度に統合されたレシーバなどでは、優れたノイズおよびリニアリティの性能を獲得するため、分配ゲイン割り付けが強く要請される。統合レシーバの設計では、好ましい実施形態は、増幅器とフィルタリングステップをカスケードにすることを含む。本発明に係る好ましい実施形態は、内部の段の信号レベルと、規定された設計基準に関するゲインの変化とを測定する。さらに、レシーバおよびコントロールの好ましい実施形態は、ゲインの粗調整および微調整が導入されているシステムに適用可能であり、かつ使用するアナログおよびデジタルのゲインコントロールに関係なく、独立したＡＧＣループを使用することによって生じる問題を解消する。したがって、好ましい実施形態は、チャネル選択フィルタリングおよびゲイン割り当てが、幾つかのゲインおよびフィルタリング段に分配されている高度に統合されたワイヤレスレシーバにおいて、オートゲインコントロールを実現する。好ましい実施形態は、最適なダイナミックレンジを有し、かつ安定性の問題のないロバストなゲインコントロールループを提供し、ゲインコントロール信号の生成は、デジタルゲインコントロールのために存在する。

以上の実施形態および利点は、例示にすぎず、本発明を限定するものではない。本教示は、他のタイプの装置に容易に適用することができる。本発明の記述は、例示にすぎず、請求項の範囲を限定するものではない。多くの変更、修正、および変形は、当業者に顕著である。請求項では、ミーンズプラスファンクションの項が、引用された機能を実施し、構造上の均等物だけでなく均等な構造をもパフォームするように本明細書において記述した構造を網羅することを意図している。

関係技術のワイヤレスレシーバのブロック図を示す図である。 関係技術のダイレクトコンバージョンワイヤレスレシーバを示す図である。 ダイレクトコンバージョンレシーバのベースバンド構造例を示すブロック図である。 ベースバンド構造において多段のゲイン段を有する関係技術のダイレクトコンバージョンレシーバを示すブロック図である。 図４のシステムにおける信号伝播を示す図である。 図４のシステムにおける信号伝播を示す図である。 関係技術のスーパへテロダインレシーバを示すブロック図である。 図６のシステムにおける信号伝播を示す図である。 本発明に係る通信システムの好ましい実施形態を示すブロック図である。 本発明に係るパワーコントロール方法の好ましい実施形態を示す流れ図である。 図９の方法による多段のゲイン段のゲイン低減プロセスを示す図である。 図９の方法による多段のゲイン段のゲイン低減プロセスを示す図である。 本発明に係るＲＦレシーバに対するパワーコントロール方法の他の好ましい実施形態を示す流れ図である。 図１１Ａの方法による多段のゲイン段のゲイン増大プロセスを示す図である。 本発明に係る遅延間隔を有するゲインコントロール方法の他の好ましい実施形態を示す図である。 本発明に係る遅延時間を有するゲインコントロールプロセスの他の好ましい実施形態を示す図である。 ゲインコントロール信号ジェネレータの好ましい実施形態を示す図である。

Claims (17)

1. キャリア周波数を有する受信信号から選択された信号を増幅する第１ゲイン段と、
   受信され増幅されたキャリア周波数選択信号を混合して、ベースバンド選択信号を出力する復調ミキサと、
   前記ベースバンド選択信号を受信して、インチャネル信号を予め定めたアンプリチュードに選択的に増幅する複数の追加のゲイン段を含むベースバンド増幅回路と、
   前記第１ゲイン段の出力および前記複数の追加のゲイン段の出力を受信し、かつ前記第１ゲイン段および前記複数の追加のゲイン段のそれぞれを直接に制御するように１つのチャネルに沿って結合されたゲインコントローラであって、ダイレクトコンバージョン通信システムの予め規定されたトータルゲインを達成するため、前記チャネルに沿ったこれらすべてのゲイン段の各々に分配されたゲインを制御するゲインコントローラと
   を備えたことを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
2. 請求項１において、前記ゲインコントローラは、対応するリニヤリティの範囲において前記ゲイン段をそれぞれオペレートし、アンテナとベースバンドモデムとの間の前記チャネルに沿った前記すべてのゲイン段を制御することを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
3. 請求項１において、前記ベースバンド選択信号の隣接チャネルの干渉は、前記複数の追加のゲイン段へ入力されたとき、パワーレベルがインチャネル信号より大きいことを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
4. 請求項２において、前記ゲインコントローラは、前記ベースバンドモデムからの制御信号を使用して前記予め規定されたトータルゲインを受信することを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
5. 請求項１において、前記複数の追加のゲイン段の最終ゲイン段から選択されたインチャネル信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ユニットと、
   前記Ａ／Ｄ変換ユニットから受信されたデジタル信号のゲインを検出して、制御信号を前記ゲインコントローラに出力して前記第１ゲイン段および前記複数の追加のゲイン段に分配されたゲインを制御するモデムゲインコントロール回路と
   をさらに備えたことを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
6. 請求項５において、前記ゲインコントローラは、トータルゲインを変化させることを示す前記制御信号を受信し、示されたトータルゲインの変化分を前記第１ゲイン段および前記複数の追加のゲイン段の各々に分配することを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
7. 請求項６において、前記ゲインコントローラは、ゲイン段の少なくとも１つのゲイン段をリニヤリティ範囲内に調整することによって、トータルゲインを変化させることを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
8. 請求項６において、前記ゲインコントローラは、アンテナに最も近いゲイン段を、調整することによって、トータルゲインを変化させることを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
9. 請求項１において、前記ゲインコントローラは、２ステップゲインコントロールを実現し、第１の粗調整を、規定時間間隔において１回のみ、選択されたゲイン段において実現し、第２の微調整を、前記規定時間間隔と関係なく実現することを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
10. 請求項１において、前記キャリア周波数を有する信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナに結合されたＲＦフィルタであって、受信された選択信号をフィルタリングするＲＦフィルタと、
    前記複数のゲイン段の最終ゲイン段から選択された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ユニットと、
    前記デジタル信号を受信する離散時間信号処理ユニットと
    をさらに備えたことを特徴とするダイレクトコンバージョン通信システム。
11. 通信システムをオペレートする方法において、
    キャリア周波数を有する選択信号を含む信号を受信するステップと、
    少なくとも１つの第１のゲイン段で、受信した選択信号を増幅する第１の増幅ステップと、
    前記増幅された選択信号の第１出力レベルを検出するステップと、
    前記増幅された選択信号を復調混合して、前記キャリア周波数より低い周波数を有する復調選択信号を出力するステップと、
    前記選択信号が予め定めた基準に到達するまで、複数のゲイン段において復調選択信号を増幅する第２の増幅ステップと、
    前記増幅された復調選択信号の第２出力レベルを検出するステップと、
    前記増幅された復調選択信号をデジタル化するステップと、
    前記デジタル化された復調選択信号の信号レベルの増幅量を検出し、これに応じてゲインコントロール信号を生成するステップと、
    ゲインコントロール信号と、第１出力レベルおよび第２出力レベルとに従って、前記受信した選択信号を増幅する前記第１の増幅ステップおよび前記復調選択信号を増幅する前記第２の増幅ステップにおいて１つのチャネルに対する前記ゲイン段のすべてのゲインを制御するために当該１つのチャネルに対する分配されたゲインを制御するステップと
    を備えたことを特徴とする方法。
12. 請求項１１において、前記復調選択信号を増幅する前記第２の増幅ステップは、前記選択信号を２回以上順次に増幅し、前記第１出力レベルおよび第２出力レベルは、パワーレベルであることを特徴とする方法。
13. 請求項１１において、前記ゲインを制御するステップは、前記受信した選択信号を増幅する前記第１の増幅ステップと前記復調選択信号を増幅する前記第２の増幅ステップとのいずれかにおけるゲインの制御を、選択されたゲインステップサイズで行うことを特徴とする方法。
14. 請求項１３において、前記選択されたゲインステップサイズは、アンテナに最も近いゲイン段で実現される増大のステップサイズおよび減少のステップサイズのいずれかであることを特徴とする方法。
15. 請求項１１において、前記ゲインを制御するステップは、信号増幅に関連したリニア範囲外にあるゲイン段を調整するステップを備えたことを特徴とする方法。
16. 請求項１５において、受信された選択信号をフィルタリングするステップと、
    順次に増幅する最終ステップを除いて、順次に増幅するステップの各出力をローパスフィルタリングするステップと、
    順次に増幅された選択信号をデジタル信号にＡ／Ｄ変換するステップと、
    前記デジタル信号を離散時間信号処理するステップと
    をさらに備えたことを特徴とする方法。
17. 請求項１１において、前記通信システムは、セルラ電話と、携帯情報端末と、インターネットアブライアンスと、リモートコントロール装置と、ラップトップコンピュータのうちのいずれかであることを特徴とする方法。

Images