JP4194995B2 - Ｄクラスオーディオアンプ装置および信号出力方法 - Google Patents

Description

本発明は、Ｄクラスオーディオアンプのパルス振幅変調（ＰＡＭ）方式による信号出力の改良方法および回路に関する。

従来のＤクラスオーディオアンプとその課題を、図５から８を用いて説明する。図５は従来のＤクラスオーディオアンプを示す図で、ＰＷＭ （Ｐｕｌｓｅ Ｗiｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号Ｖ_PWMは、Ｄクラスオーディオアンプの左側に位置するＮＭＯＳ１、ＮＭＯＳ２、右側に位置するＮＭＯＳ３、ＮＭＯＳ４に入力される。図で示されるように、三つのインバータ５、６、および、７がそれらの間に配置される。ＮＭＯＳ１、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３、ＮＭＯＳ４のゲートに入力される信号は、ＴＡ＋、ＴＡ−、ＴＢ＋、および、ＴＢ−によりそれぞれ、表示される。ＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２間の接続点Ａ、および、ＮＭＯＳ３とＮＭＯＳ４間の接続点Ｂは出力端で、接続点ＡとＢの間に、インダクタで表示される拡声器８が接続されている。また、四つのダイオード９、１０、１１、１２が、電源Ｖ_CCと点Ｎ（低電位点）間に接続されている。

ＰＷＭ信号Ｖ_PWMは、図６下段に示す方形派で、方形波のパルス幅は、本来のアナログ信号Ｖ_signal（図５左側および図６上段の正弦波）の振幅を示す。本来のアナログ信号Ｖ_signalは、図５の比較器１３を経た後、三角波Ｖ_triangleにより切割される。

図７に示すように、信号Ｖ_signalは、コンスタントな電圧波により正弦波を代替し、ＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２に入力される理想のＰＷＭ波形は、ＴＡ+とＴＡ−である。ＴＡ+とＴＡ−は、ＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２の二つの反転する波形である。ＴＢ＋とＴＢ−の波形は、機能的、形態的に、ＴＡ+とＴＡ−と同じであるので、ここでは詳述しない。

ここで、従来のＤクラスオーディオアンプでは、ＰＷＭ波形ＴＡ+とＴＡ−がＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２に入力された後、ＴＡ+とＴＡ−が同時に状態を変更すると、その瞬間（図７にてａ点で示される）、ロジックが混乱し、ＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２が同時に導通し、過大な電流を形成して、ＮＭＯＳ１とＮＭＯＳ２を焼壊する可能性があるという問題がある。同様に、ＮＭＯＳ３とＮＭＯＳ４も、ＴＢ＋とＴＢ−により破壊されるおそれがある。

ＮＭＯＳ１、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３、ＮＭＯＳ４をかかる破壊から守るために、回路設計者は、ＴＡ+とＴＡ−、ＴＢ＋とＴＢ−の波形がその状態を変更する時、図７のＴＡ＋（ｄｔ）とＴＡ−（ｄｔ）で示されるように、後続の状態変化をΔｔだけ遅延させ、無効電力を生じる無効時間（Ｄｅａｄ ｔiｍｅ）を形成している。

無効時間は、ＮＭＯＳ１、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３、ＮＭＯＳ４を焼壊から守ることができるが、その間もダイオード９、１０、１１、１２は導通する。具体的には以下の挙動となる。ダイオード９が導通（インダクタ電流が負で、i_L<０）の場合、Ｖ_Aの波形（図５の点Ａの電圧）は、図７下段のＶ_A( i_L<０)の波形を示し、本来は、点ａで下降するが、一定時間Δｔ後、やっと下降して、斜線部分の余分な領域（以下、「余分領域」という。）３１を形成する。ダイオード１０が導通（インダクタ電流が正で、i_L>０）の場合、Ｖ_Aの波形は、図７下段のＶ_A( i_L>０)の波形を示し、本来は、点ｂで上昇するが、一定時間Δｔ後、やっと上昇して、斜線部分の損失の領域（以下、「損失領域」という。）３２を形成する。

このような余分領域、損失領域を設けることにより、理想の出力Ｖ_Aが正弦波である場合、無効時間の影響で、図８で示される点線のように、歪み、かつスムーズでない実際の出力を形成する。この歪んだ実際の出力は、全高調波ひずみ率 (ＴＨＤ：Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ)を増加させ、これにより、音質が低下するという問題があった。

本発明により解決しようとする課題は、上述の欠点を軽減する、および／または未然に防ぐために、Ｄクラスオーディオアンプのパルス振幅変調（ＰＡＭ）方式による信号出力の改良方法、およびかかるＤクラスオーディオアンプ装置を提供することにある。Ｄクラスオーディオアンプ入力は、一種のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号で、無効時間（Ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）の遅延設計を有し、無効時間の遅延設計により生じる出力信号の歪曲を減少させる。

そこで本発明者は鋭意検討の末、以下の３つの手段を用いて出力信号の歪曲を減少させることが可能であるとの知見に基づき、本発明の完成に到った。

（Ａ）Ｄクラスオーディオアンプの出力端に、レジスタと拡声器を接続し、且つ、決定回路を設計して、レジスタを流れる電流の極性を決定する。

（Ｂ）Ｄクラスオーディオアンプの高電位側電源端に、電圧調整回路を加え、レジスタの電流が負の時、Ｄクラスオーディオアンプの電源を制御して、無効時間時に、高電圧から低電圧にする。

（ｃ）ＤクラスオーディオアンプのＮ点（低電位側電源端）に、電圧補償回路を加え、レジスタの電流が正の時、ＤクラスオーディオアンプのＮ点の電圧を補償して、無効時間時に、低電圧から高電圧にする。

すなわち以下の発明によれば、上記の課題を解決することが可能である。
（１）パルス幅変調方式の入力信号が無効時間により遅延してなる出力信号の歪曲を、パルス振幅変調方式にて減少させるＤクラスオーディオアンプの信号出力方法であって、
前記Ｄクラスオーディオアンプの出力端にレジスタと拡声器を接続し、かつ、前記レジスタを流れる電流の極性を決定回路により判定する第一方法と、
前記Ｄクラスオーディオアンプの高電位側電源端に接続する電圧調整回路にて、前記レジスタの電流が負の時、前記高電位側電源端を制御して、無効時間時に、高電圧から低電圧にする第二方法と、
前記Ｄクラスオーディオアンプの低電位側電源端に接続する電圧補償回路にて、前記レジスタの電流が正の時、前記低電位側電源端の電圧を補償して、無効時間時に、低電圧から高電圧にする第三方法と、
からなるＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

また、本発明はその具体的な実施の態様として以下の各関連発明を含むものである。
（２）前記レジスタの両端の電圧を前記決定回路の入力端に入力し、
前記決定回路の出力を前記電圧調整回路に入力し、
前記決定回路の出力をインバータにより前記電圧補償回路に入力することを特徴とする請求項１に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

（３）前記電圧調整回路が余分領域検出パルス生成器、積分器、および電圧調整器からなる（１）または（２）に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

（４）前記電圧補償回路が損失領域パルス生成器、積分器、および電圧調整器からなる（１）から（３）のいずれか１項に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

（５）前記余分領域検出パルス生成器がＤフリップフロップ（ｆｌｉｐ−ｆｌｏｐ）、ＡＮＤゲートおよびインバータからなり、前記積分器がレジスタ、ＭＯＳ、コンデンサ、演算アンプおよびインバータからなり、前記電圧調整器が正電圧レギュレータである（３）に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

（６）前記損失領域検出パルス生成器が、Ｄフリップフロップ（ｆｌｉｐ−ｆｌｏｐ）、ＡＮＤゲート、およびインバータからなり、前記積分器が、ＭＯＳ、レジスタ、コンデンサ、および演算アンプからなる（４）に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。

（７）レジスタと拡声器を接続した出力端と、
前記レジスタを流れる電流の極性を判定する決定回路と、
高電位側電源端に接続され、前記レジスタを流れる電流が負のとき、前記高電位側電源端を制御して、無効時間時に前記出力信号を高電圧から低電圧にする電圧調整回路と、
低電位側電源端に接続され、前記レジスタを流れる電流が正のとき、前記低電位側電源端の電圧を補償して、無効時間時に前記出力信号を低電圧から高電圧にする電圧補償回路とを備え、
パルス幅変調方式の入力信号が無効時間により遅延してなる出力信号の歪曲をパルス振幅変調方式にて減少させるＤクラスオーディオアンプ装置。

本発明にかかるＤクラスオーディオアンプの信号出力方法、またはかかるアンプ装置によれば、無効時間の遅延設計により生じる出力信号の歪曲を減少させ、音響品質の向上を図ることが出来る。

以下、図面を用いて本発明を具体的に説明する。ただし、本発明は以下の実施の形態または図面のみに限られるものではない。図１は、本発明の回路図である。ＴＡ＋、ＴＡ−、ＴＢ＋、ＴＢ−は上記の通りＭＯＳのゲートに入力される信号である。

Ｄクラスオーディオアンプの回路は、図１の右側で示される。本発明は、Ｄクラスオーディオアンプに対し、図中左側に示される回路部分を新たに接続してなるものである。ただし、Ｄクラスオーディオアンプ自身についても、ＭＯＳ間の接続点Ａ、Ｂ両点の間の拡声器８に、直列のレジスタ１４を接続するという特徴を有する。また、本実施の形態は、点線により上部と下部に分けられる。上部は電圧調整回路で、下部は電圧補償回路である。

電圧調整回路は、余分領域検出パルス生成器５１、積分器５２、および、電圧調整器５３、からなる。電圧補償回路は、損失領域パルス生成器５４、積分器５５、電流の極性を判断する決定回路５６、および、電圧調整器５７、からなる。ＴＡ＋とＴＡ−は、それぞれ、余分領域検出パルス生成器５１と損失領域パルス生成器５４に入力される。レジスタ１４の両端の電圧は、決定回路５６に入力されて、その後、余分領域検出パルス生成器５１と損失領域パルス生成器５４に出力される。積分器５２の出力は、電圧調整器５３を制御して、Ｖ_CC電圧を調整し、積分器５５の出力は、電圧調整器５７を制御して、点Ｎでの電圧を補償する。

電圧調整回路は、Ｖ_CCの電圧を妨げるようになっていて、図７下段および図２上段に示す余分領域３１を、図２の下段右側に示す三角形の領域（以下、「三角領域」という。）６１に変える。電圧補償回路は、点Ｎの電圧を補償するようになっていて、図７の損失領域３２を、図２下段左側の三角領域６２に変える。この方法により、本来の余分領域と損失領域は半分に減少され、従って、Ｄクラスオーディオアンプのパフォーマンスが改善する。これがＰＡＭ方式の改善である。

以下、実施例を用いて本発明を更に具体的に説明する。ただし本発明は以下の実施例に何ら限定されるものではなく、本発明の機能を実現するに際して以下に示す回路部品の選択は限定的なものではない。図３は発明の回路設計図、図４は回路波形図である。電流の極性を判定する決定回路５６は、例えば比較器が用いられる。余分領域の検出パルス生成器５１は、Ｄフリップフロップ（ｆｌiｐ−ｆｌｏｐ）５１１、ＡＮＤゲート５１２、および、インバータ５１３、からなる。ＴＡ＋とＴＡ−が入力され、また決定回路５６の出力がＡＮＤゲート５１２に入力される。レジスタ１４の電流が負であるとき、ＡＮＤゲート５１２は、図で示されるように、出力信号となる。この回路は、ＴＡ＋下降とＴＡ−上昇の間の無効時間に対応するパルスｎ６を形成する。

パルスｎ６は、レジスタ５２０、ＭＯＳ５２１、コンデンサ５２２、演算アンプ５２３、および、インバータ５２４、からなる積分器５２に入力される。積分器５２から出力される波形は、図４のパルスｎ９で示される。

パルスｎ９は、電圧調整器５３に入力され、図４のｎ１１で示されるように、Ｖ_CC電圧をゼロにまで低下させる。電圧調整器５３は、Ｖ_CCの電圧を妨げるようになっていて、図７の余分領域３１を、図２下段右側の三角領域６１に変える。これにより、本来の余分領域は半分に減少され、従って、Ｄクラスオーディオアンプのパフォーマンスを改善する。これがＰＡＭ方式の改善である。

電圧調整器５３および５７は集積回路であり、具体的には正電圧レギュレータが好適に用いられる。

損失領域検出パルス生成器５４は、Ｄフリップフロップ５４１、ＡＮＤゲート５４２、および、インバータ５４３、からなる。ＴＡ＋とＴＡ−が入力され、決定回路５６の出力は、インバータ４４により、ＡＮＤゲート５４２に入力される。レジスタ１４の電流が正であるとき、ＡＮＤゲート５４２は、図で示されるように、出力信号となる。この回路は、図４で示されるように、ＴＡ＋下降とＴＡ−上昇の間の無効時間、対応するパルスｎ７を形成する。

パルスｎ７は、レジスタ５５０、ＭＯＳ５５１、コンデンサ５５２、演算アンプ５５３、からなる積分器５５に入力される。積分器５５から出力される波形は、図４のパルスｎ１０で示される。

パルスｎ１０は、Ｎ点（低電位点）の電圧を補償するために、電圧調整器５７に入力される。その波形は図４のパルスｎ１２で示され、図７の損失領域３２を、図２下段左側の三角領域６２に変える。これにより本来の損失領域は半分に減少され、ＤクラスオーディオアンプのパフォーマンスのＰＡＭ方式による改善効果が得られる。

本発明はＤクラスオーディオアンプの無効時間における出力信号の歪曲を減少させ、パフォーマンスを向上させるものであり、多くの音響機器製品の音声品質向上に寄与するものである。

本発明の回路を示した図である。 本発明の無効時間設計の改善効果を示した図である。 本発明の回路設計図である。 本発明の回路波形図である。 従来のＤクラスオーディオアンプの回路を示した図である。 従来のＤクラスオーディオアンプのＰＷＭ信号生成を示した図である。 従来のＤクラスオーディオアンプのＰＷＭ信号に、無効時間設計を加えた図である。 従来の無効時間設計によりＤクラスオーディオアンプの出力信号が歪曲したことを示した図である。

符号の説明

５、６、７ インバータ
８ 拡声器
９、１０、１１、１２ ダイオード
１３ 比較器
１４、５２０、５５０ レジスタ
３１ 余分領域
３２ 損失領域
５１、５４ 検出パルス生成器
５１１、５４１ Ｄフリップフロップ（ｆｌｉｐ−ｆｌｏｐ）
５１２、５４２ ＡＮＤゲート
５１３、５２４、５４３ インバータ
５２、５５ 積分器
５２１、５５１ ＭＯＳ
５２２、５５２ コンデンサ
５２３、５５３ 演算アンプ
５３、５７ 電圧調整器
５６ 電流の極性を判断する決定回路
６１、６２ 三角領域

Claims (7)

1. パルス幅変調方式の入力信号が無効時間により遅延してなる出力信号の歪曲を、パルス振幅変調方式にて減少させるＤクラスオーディオアンプの信号出力方法であって、
   前記Ｄクラスオーディオアンプの出力端にレジスタと拡声器を接続し、かつ、前記レジスタを流れる電流の極性を決定回路により判定する第一方法と、
   前記Ｄクラスオーディオアンプの高電位側電源端に接続する電圧調整回路にて、前記レジスタの電流が負の時、前記電源端を制御して、無効時間時に、高電圧から低電圧にする第二方法と、
   前記Ｄクラスオーディオアンプの低電位側電源端に接続する電圧補償回路にて、前記レジスタの電流が正の時、前記低電位側電源端の電圧を補償して、無効時間時に、低電圧から高電圧にする第三方法と、
   からなるＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
2. 前記レジスタの両端の電圧を前記決定回路の入力端に入力し、
   前記決定回路の出力を前記電圧調整回路に入力し、
   前記決定回路の出力をインバータにより前記電圧補償回路に入力することを特徴とする請求項１記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
3. 前記電圧調整回路が余分領域検出パルス生成器、積分器、および電圧調整器からなる請求項１または２に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
4. 前記電圧補償回路が損失領域パルス生成器、積分器、および電圧調整器からなる請求項１から３のいずれか１項に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
5. 前記余分領域検出パルス生成器がＤフリップフロップ（ｆｌｉｐ−ｆｌｏｐ）、ＡＮＤゲートおよびインバータからなり、前記積分器がレジスタ、ＭＯＳ、コンデンサ、演算アンプおよびインバータからなり、前記電圧調整器が正電圧レギュレータである請求項３に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
6. 前記損失領域検出パルス生成器が、Ｄフリップフロップ（ｆｌｉｐ−ｆｌｏｐ）、ＡＮＤゲート、およびインバータからなり、前記積分器が、ＭＯＳ、レジスタ、コンデンサ、および演算アンプからなる請求項４に記載のＤクラスオーディオアンプの信号出力方法。
7. レジスタと拡声器を接続した出力端と、
   前記レジスタを流れる電流の極性を判定する決定回路と、
   高電位側電源端に接続され、前記レジスタを流れる電流が負のとき、前記高電位側電源端を制御して、無効時間時に出力信号を高電圧から低電圧にする電圧調整回路と、
   低電位側電源端に接続され、前記レジスタを流れる電流が正のとき、前記低電位側電源端の電圧を補償して、無効時間時に出力信号を低電圧から高電圧にする電圧補償回路とを備え、
   パルス幅変調方式の入力信号が無効時間により遅延してなる出力信号の歪曲をパルス振幅変調方式にて減少させるＤクラスオーディオアンプ装置。