JP4077991B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、この導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時に対して先行させるブラシレスモータの制御装置に係り、特に、ソフトウエアによらずに、導通状態の切り替えを可能としたブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ブラシレスモータでは、マイクロコンピュータにより複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替え、その電機子コイルへの電流供給を制御する。そして、騒音の発生の防止、あるいはトルク効率の向上等の目的から、各スイッチング素子の導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時よりも先行させる進角制御が行われる。
【０００３】
図９（ａ）は、従来のブラシレスモータの制御装置の構成を示す。本図において、マイクロコンピュータａは、回転指令が入力されると、スイッチング回路ｂ内部に構成された各電界効果トランジスタに対してゲート信号を順次に供給する。スイッチング回路ｂは、供給されたゲート信号で各電界効果トランジスタを駆動して３相構成のブラシレスモータ本体ｃを通電して回転させる。ブラシレスモータ本体ｃが回転すると、そのステータに配設された磁気センサｄがロータ磁極を検出して、その検出信号をマイクロコンピュータａに帰還させる。マイクロコンピュータａは、帰還された検出信号から遅延時間データｔａを求める。この遅延時間データｔａは、ロータ磁極の切り替わり周期から所望の進角時間を差引いたデータとして演算される。
【０００４】
そして、検出信号におけるロータ磁極の切り替り時から内部タイマーを動作させ、遅延時間データｔａに相当する時間が経過したときに、タイマーを停止させ、次回の切替を行う。従って、図９（ｂ）のように、ゲート信号の切り替えを、ロータ磁極の切り替わり時から進角時間だけ先行させることができる。
【０００５】
従って、このソフトウェアによる進角制御によって、低騒音と高効率のバランスのとれたブラシレスモータの制御を可能とすることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のブラシレスモータの制御装置にあっては、ロータ磁極の切り替わり周期および遅延時間の算出およびこれらの算出結果に基づく進角時間の設定は、ソフトウエアにより行うため、ブラシレスモータの特性が変れば、その都度、特性に合わせてソフトウエア開発をやり直さなければならない。この開発作業には、ソースプログラムの作成や、作成されたソースプログラムをコンパイルして機械語に翻訳する作業や検証（デバッグ）作業等が含まれ、開発期間の長期化を招くこととなる。その結果、開発期間を短縮したいという要望に答えることが困難となってきている。
【０００７】
そこで本発明は、上記従来の事情に鑑みなされたもので、その目的としては、スイッチング素子の導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時より先行させる進角制御を、ソフトウエアによらずに、ブラシレスモータの特性にあわせて実行可能としたブラシレスモータの制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、請求項１に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、この導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時に対して先行させるブラシレスモータの制御装置において、前記磁気センサで検出されたロータ磁極の変化周波数を、当該変化周波数に相当する電圧に変換する周波数電圧変換回路と、第１のコンデンサを具備し、前記磁気センサで検出されたロータ磁極が変化したときに前記第１のコンデンサを一定時間で充電する充電回路と、第２のコンデンサを具備し、前記第１のコンデンサの充電終了後に当該第２のコンデンサへの充電を開始し、当該第２のコンデンサの電圧が前記周波数電圧変換回路で変換された電圧に達したときに、前記複数のスイッチング素子のうちの切り替え対象となるスイッチング素子の導通状態を切り替える進角回路と、前記周波数電圧変換回路で変換された電圧が、予め設定された電圧範囲にあるときは、前記進角回路に対して、前記導通状態の切り替え動作を禁止する進角禁止回路とを具備することを特徴とする。
【０００９】
請求項１に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化周波数が、周波数電圧変換回路によって、変化周波数に相当する電圧に変換され、一方、第１のコンデンサを具備する充電回路では、磁気センサで検出されたロータ磁極が変化したときに第１のコンデンサを一定時間で充電する。第２のコンデンサを具備する進角回路では、第１のコンデンサの充電終了後に第２のコンデンサへの充電を開始し、その第２のコンデンサの電圧が周波数電圧変換回路で変換された電圧に達したときに、複数のスイッチング素子のうちの切り替え対象となるスイッチング素子の導通状態を切り替える。そして、進角禁止回路は、周波数電圧変換回路で変換された電圧が、予め設定された電圧範囲にあるときは、進角回路に対して、導通状態の切り替え動作を禁止する。
【００１０】
また、請求項２に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項１記載のブラシレスモータの制御装置において、前記周波数電圧変換回路は、変換率を調整する調整回路を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項２に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、調整回路により変換率を可変して、周波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさが調整される。
【００１２】
また、請求項３に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項１または請求項２記載のブラシレスモータの制御装置において、前記進角回路は、前記第２のコンデンサの充電を、定電流源、又は抵抗を用いて行うことを特徴とする。
【００１３】
請求項３に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、定電流源、又は抵抗を用いて第２のコンデンサが確実に充電され、特に定電流源を用いた場合は、第２のコンデンサの電圧上昇は直線的となる。
【００１４】
また、請求項４に係る本発明のブラシレスモータの制御装置は、請求項３記載のブラシレスモータの制御装置において、前記定電流源には、当該定電流源の電流値を設定するための電流値設定回路が付加されていることを特徴とする。
【００１５】
請求項４に係る本発明のブラシレスモータの制御装置では、電流値設定回路により、充電時のコンデンサの電圧上昇率が調整される。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、周波数電圧変換回路で、ロータ磁極の変化周波数を電圧に変換し、充電回路で、ロータ磁極が変化したときから第１のコンデンサの一定時間で充電して一定時間を確保し、進角回路によって、第１のコンデンサの充電終了後に開始された第２のコンデンサが周波数電圧変換回路で変換された電圧に達したときに、切り替え対象となるスイッチング素子の導通状態の切り替えを行うため、ソフトウエアによらずに進角制御が可能となり、さらに、進角禁止回路により、所望の回転数領域において進角制御を禁止することができる。また、第２のコンデンサの容量を可変することにより、ブラシレスモータの特性にあわせて、進角時間を調整することが可能となる。
【００１７】
請求項２に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、調整回路により変換率を調整して、周波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさを調整することにより、進角時間の調整が可能となる。
【００１８】
また、請求項３に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、定電流源によりコンデンサが充電され、その電圧上昇が直線的となるため、調整が容易な線形の進角制御が可能となる。
【００１９】
また、請求項４に係る本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、電流値設定回路により、第２のコンデンサの充電時の電圧上昇率が設定可能となるため、進角時間の調整を可能とする効果が得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の実施の形態を図１ないし図８を参照して詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第１の実施の形態を示す図である。本図においてブラシレスモータ２００は、自動車の空調装置のブロアモータとして使用されるものであり、モータ本体１０、このモータ本体１０に配設された電機子コイル４ａ〜４ｆを通電するスイッチング回路２０、カスタムＩＣ１５０およびカスタムＩＣ１５０の周辺回路等から構成され、オートアンプからの回転指示信号Ｖｉｎの示す指示回転数でモータ本体１０のロータ１（図示せず）を回転させるものである。カスタムＩＣ１５０は、ここでは、様々なモータに共用する回路を集積化して、専用パッケージに収納したものであり、専用パッケージには、周辺回路を接続するための端子が設けられている。
【００２２】
スイッチング回路２０は、電界効果トランジスタ（以下単にトランジスタという）Ｑ１〜Ｑ６および、各トランジスタのゲートに直列に接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ６から構成される。トランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３はドレイン端子側を電源（直流電源）に接続し、一方、トランジスタＱ４、Ｑ５およびＱ６はソース端子側を接地している。そして、トランジスタＱ１のソースとＱ４のドレイン、Ｑ２のソースとＱ５のドレイン、Ｑ３のソースとＱ６のドレインがそれぞれＵ点、Ｖ点、Ｗ点として接続される。
【００２３】
スイッチング回路２０は、回転指示信号Ｖｉｎに基づいて駆動制御回路１４０で生成されたゲート信号を、端子Ｔ１４１〜Ｔ１４６を介して受けて、電源からの電流をスイッチングすることにより、Ｕ点、Ｖ点、Ｗ点を介して、モータ本体１０の電機子コイル４ａ〜４ｆへの電流供給を行う。
【００２４】
磁気センサＩＣ１〜ＩＣ３は、モータ本体１０に構成されたセンサマグネット（ロータ磁極）５の磁極を検出するものであり、磁極の極性に対応したパルス状の非反転磁気センサ信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌと、これら信号のオンオフ期間が反転した反転磁気センサ信号Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈとをそれぞれ生成して、端子Ｔ３１〜Ｔ３６を介して、後述するセンサ入力回路３０へと送出する。
【００２５】
本図に示すカスタムＩＣ１５０とその周辺回路は、センサ入力回路３０、第１タイマ回路４０、第２タイマ回路５０、進角切替回路６０、Ｆ／Ｖ変換回路７０、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０、進角Ｍａｘ制御回路９０、クロック生成回路１００、ラッチ回路１１０、セレクト回路１２０、三相制御回路１３０および駆動制御回路１４０を構成して、これら回路により進角制御を行う。
【００２６】
センサ入力回路３０は、ヒステリシス特性を有するコンパレータ３０ａ〜３０ｃ（図示せず）を内蔵し、これらコンパレータの非反転入力端子に、端子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３を介して、非反転磁気センサ信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌを入力し、反転入力端子には端子Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６を介して、反転磁気センサ信号Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈをそれぞれ入力する。コンパレータ３０ａ〜３０ｃの出力は、それぞれ信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３として、クロック生成回路１００、ラッチ回路１１０およびセレクト回路１２０へ送出される。尚、センサ入力回路３０では、コンパレータ３０ａ〜３０ｃがヒステリシス特性を有するため、磁気センサ信号に重畳したノイズやチャタリングの影響を防止することができるようになっている。
【００２７】
第１タイマ回路４０は、後述するＦ／Ｖ変換回路７０に対し、回転数を電圧に変換するための鋸波信号ＴＭ２を出力するとともに、第２タイマ回路５０に対し進角時間設定のための信号ＴＭ１を送出する回路である。第２タイマ回路５０は、端子Ｔ５２に接続されたコンデンサＣ２の充電動作により、進角時間を設定するための進角時間設定信号ＭＳを生成してラッチ回路１１０に送出する回路である。
【００２８】
そして、進角切替回路６０は、後述するＦ／Ｖゲイン設定回路８０からの回転数信号ＦＶ１と端子Ｔ６１に設定された電圧（進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧ）を入力し、回転数信号ＦＶ１が進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧの電圧を越えると切替信号ＭＧＳＥＬを高電圧レベルとして、進角制御を行い、逆に進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧの電圧以下であるときは、低電圧レベルとして進角制御を禁止するものである。
【００２９】
ここで、図２を参照して、第１タイマ回路４０、第２タイマ回路５０および進角切替回路６０の回路構成を詳細に説明する。本図に示すように第１タイマ回路４０は、カスタムＩＣ１５０の内部（以下単に内部という）に定電流源ＩＳ１およびオープンコレクタ型の出力トランジスタを備えたコンパレータ４０ａを有し、これらに加えて、端子Ｔ４１に正極を接続するとともに負極をカスタムＩＣ１５０の外部（以下単に外部という）で接地したコンデンサＣ１と、端子Ｔ４３に一端を接続し他端を外部で接地した定電流設定抵抗Ｒ４１を備えている。
【００３０】
定電流源ＩＳ１は、コンデンサＣ１を充電するためのものであり、定電流設定抵抗Ｒ４１によりその電流値が設定可能となっている。そして、コンデンサＣ１が接続された端子Ｔ４１はコンパレータ４０ａの非反転入力端子に接続されており、さらに、第１タイマ回路４０は、コンデンサＣ１の正極電圧を、鋸波信号ＴＭ２として、後述するＦ／Ｖ変換回路７０にも出力している。
【００３１】
一方、コンパレータ４０ａの反転入力端子には、端子Ｔ４２を介して、第２タイマ充電開始レベル（電圧）ＲＳＴが入力される。そして第１タイマ回路４０は、コンパレータ４０ａの出力を、信号ＴＭ１として第２タイマ回路５０へと送出する。
【００３２】
第２タイマ回路５０は、カスタムＩＣ内部に構成された定電流源ＩＳ２およびコンパレータ５０ａを有し、これらに加えて、端子Ｔ５１に一端を接続するとともに他端を外部で接地した定電流設定抵抗Ｒ５１と、端子Ｔ５２に正極を接続するとともに負極を外部で接地したコンデンサＣ２とを備えている。また、コンデンサＣ２の正極と直流電源との間に抵抗Ｒ５２が接続される。
【００３３】
前述した第１タイマ回路４０に構成されたコンパレータ４０ａの出力（信号ＴＭ１）は、コンデンサＣ２の正極およびコンパレータ５０ａの非反転入力端子に接続され、さらにこの部分には、定電流設定抵抗Ｒ５１によって電流値の設定を可能とした定電流源ＩＳ２が接続されている。そして、コンパレータ５０ａの反転入力端子には、後述する回転数信号ＦＶ１が入力されている。そして、コンパレータ５０ａはラッチ回路１１０へ進角時間設定信号ＭＳを送出する。
【００３４】
そして、本図に示す進角切替回路６０はコンパレータ６０ａを備え、その反転入力端子には、端子Ｔ６１を介して、外部から進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧが電圧として入力され、一方、非反転入力端子には、回転数信号ＦＶ１が入力されている。このような構成として、回転数信号ＦＶ１と外部からの設定電圧ＦＶ／ＭＧとを比較して切替信号ＭＧＳＥＬを出力することにより、所定の回転数領域において進角制御を禁止することが可能となっている。
【００３５】
図１において、Ｆ／Ｖ変換回路７０は、前述した第１タイマ回路４０からの鋸波信号ＴＭ２を電圧信号ＦＶ０に変換する回路であり、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０は、任意のＦ／Ｖ特性をもたせるように、この信号ＦＶ０を変換する反転増幅回路である。そして、進角Ｍａｘ制限回路９０は、電圧信号ＦＶＯを、外部から電圧によって設定された進角Ｍａｘ制限ＶＭ以下に制限する回路である。
【００３６】
ここで、図３を参照して、Ｆ／Ｖ変換回路７０、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０および進角Ｍａｘ制限回路９０を詳細に説明する。本図においてＦ／Ｖ変換回路７０は、内部にコンパレータ７０ａ、オペアンプ７０ｂおよび抵抗Ｒ７１を備えている。コンパレータ７０ａは、第１タイマ回路４０から鋸波信号ＴＭ２をその反転入力端子に入力し、この信号を、非反転入力端子に入力される直流の基準電圧ｒｅｆと比較して、一定のパルス幅を有する方形波信号を出力するためのものである。コンパレータ７０ａの出力端子は、抵抗Ｒ７１を介して端子Ｔ７１に接続され、端子Ｔ７１には、負極を外部で接地したコンデンサＣ７１の正極が接続されている。尚、抵抗Ｒ７１およびコンデンサＣ７１は、コンパレータ７０ａの出力信号を平滑すべく設けられている。
【００３７】
そして、進角Ｍａｘ制限回路９０は、平滑後の電圧を端子Ｔ９１に設定された進角ＭＡＸ制限電圧ＶＭ以下に制限して、オペアンプ７０ｂの非反転入力端子に入力する。このオペアンプ７０ｂは、その出力端子と反転入力端子とを接続することによってバッファ回路を構成している。
【００３８】
本図に示すＦ／Ｖゲイン設定回路８０は、オペアンプ８０ａを内部に備えており、Ｆ／Ｖ変換回路７０のオペアンプ７０ｂの出力端子を、端子Ｔ８１に接続し、端子Ｔ８１と端子Ｔ８２の間に抵抗Ｒ８１を接続し、その端子Ｔ８２をオペアンプ８０ａの反転入力端子に接続することにより、電圧信号ＦＶ０をオペアンプ８０ａの反転入力端子に入力する。
【００３９】
一方、オペアンプ８０ａの非反転入力端子には、端子Ｔ８４を介してバイアス電圧Ｖｂを与える。そして、オペアンプ８０ａの出力端子を端子Ｔ８３と接続し、その端子Ｔ８３と端子Ｔ８２との間に、帰還抵抗Ｒ８２を接続する。このような構成として、オペアンプ８０ａを反転増幅器として機能させることにより、実際のモータ回転数が高回転である程低電圧となる直流の回転数信号ＦＶ１が生成される。
【００４０】
そして、抵抗Ｒ８１または抵抗Ｒ８２の抵抗値を調整して、オペアンプ８０ａのゲイン（増幅度）が可変可能となっている。また、進角ＭＡＸ制限電圧ＶＭを設定することにより、回転数信号ＦＶ１の最低電圧が規定される。
【００４１】
図１に戻り、クロック生成回路１００は、センサ入力回路３０から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に基づいて、電気角３０度（１／１２回転）に相当する繰返し周期で制御クロック信号ＣＫＭを継続的に出力するものである。以下、信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を説明の便宜上、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３という。
【００４２】
ラッチ回路１１０は、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３、制御クロック信号ＣＫＭおよび進角時間設定信号ＭＳを入力して、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に対し進角処理を行う。即ち、進角時間設定信号ＭＳで正規化し、電気角３０度に相当する時間から進角時間を差引いた時間だけ遅延させる。そして、進角処理後の信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂ（以下、進角後信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂという）をセレクト回路１２０へと送出する。
【００４３】
セレクト回路１２０は、進角前信号と進角後信号の双方を入力するとともに、切替信号ＭＧＳＥＬを入力し、この切替信号ＭＧＳＥＬの状態に応じて、進角前信号と進角後信号を切替えて、どちらかを三相制御回路１３０に送出する。
【００４４】
三相制御回路１３０は、進角前信号あるいは進角後信号に対し、内部の論理回路を用いて、信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６を生成する。これら信号は、電気角６０度に相当するオン時間を有する信号であり、それぞれ、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に対応するものである。そして、三相制御回路１３０は、信号Ｇ１〜Ｇ６を駆動制御回路１４０へと供給する。
【００４５】
駆動制御回路１４０は、端子Ｔ１４７を介してオートアンプから与えられる回転指示信号Ｖｉｎに基づいて、信号Ｇ１〜Ｇ６を、これら信号のオン期間において高い周波数でパルス幅制御して、ゲート信号として、スイッチング回路２０の各トランジスタに供給する。
【００４６】
ここで、具体的な動作の説明の前に、ブラシレスモータ２００本体の構成を図４を参照して説明する。
【００４７】
図４は、モータ本体１０の回転軸方向に対する断面図である。モータ本体１０は、三相の電機子コイルを備えたアウタロータ形構造を有し、本図に示す内周側のステータ３には、互いに６０度の角度をもって放射状に６箇所の突出部３ａ〜３ｆが形成され、その各突出部をコアとして電機子コイル４ａ〜４ｆが配置されている。ステータ３の外側には、円周方向に９０度間隔でメインマグネット２ （界磁用永久磁石）を備えた円筒状のロータ１が配置されている。
【００４８】
また、本図に示すセンサマグネット５は、均等角度で交互に着磁されたＮ極とＳ極とが２極づつ形成され、ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付けられることで、ロータ磁極を構成している。そして、このセンサマグネット５の磁極を検出する磁気センサＩＣ１〜ＩＣ３が、ステータ３の内周に互いに１２０度の角度をもって均等に配設されている。
【００４９】
センサマグネット５の磁極境界の検出時にトランジスタの導通切替を行う場合にあって、ブラシレスモータの発生トルクは、センサマグネットの各磁極の中心に対するメインマグネットの中心とでなす機械的な取付け角度（以降「遅れ角Ｄ」という）により決定される。例えば、本図（ａ）に示すように遅れ角Ｄ３０度の場合、最も発生トルクが大きくなり、効率が良くなる。一方、本図（ｂ）に示すように遅れ角Ｄ４２度のときは、モータの振動周波数とモータ収納ケースの固有振動周波数との共鳴によるうなり音が最も小さくなる。
【００５０】
この実施の形態は、この遅れ角Ｄを４４度として、センサマグネット５の磁極境界の検出時に対し、トランジスタの導通切替を先行させて、機械的な遅れ角を小さくする調整と同一の効果を得ようとするものである。これ以降、遅れ角Ｄ４４度から、先行させた進角時間に相当する電気角を差引いた角度をセンサ角という。従って、例えば、進角時間が電気角８度相当の場合には、センサ角は３６度となる。
【００５１】
尚、図４において、▲１▼は電流経路が短く、他の電機子コイルに比べ２倍の電流が流れているコイルを示す。▲２▼は電機子コイル３ｃ（３ｆ）とメインマグネット２との反発力による正回転トルク発生位置、▲３▼は電機子コイル３ａ（３ｄ）とメインマグネット２との反発力による逆トルク発生位置を示す。
【００５２】
次に、本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第１の実施の形態の作用を説明する。
【００５３】
先ず、図３に示すＦ／Ｖ変換回路７０では、以下のようにして回転数信号ＦＶ１を生成する。即ち、コンパレータ７０ａが、鋸波信号ＴＭ２と基準電圧ｒｅｆとを比較して、一定のパルス幅の方形波パルス信号を電気角３０度ごとに出力し、これを抵抗Ｒ７１とコンデンサＣ７１とでなす平滑回路で平滑し、高回転時ほど高電圧となる直流電圧を得る。
【００５４】
そして、この直流電圧を進角Ｍａｘ制限回路９０で進角Ｍａｘ制限ＶＭ以下に制限し、バッファとしてのオペアンプ７０ｂを介して、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０のオペアンプ８０ａで反転増幅する。従って、増幅後の回転数信号ＦＶ１（直流信号）は、高速回転時ほど低く、低速回転時ほど高い電圧を示す。
【００５５】
図５は、制御クロック信号ＣＫＭ、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の充電波形、進角時間設定信号ＴＭの波形を示す。本図に示すように、制御クロック信号ＣＫＭは、電気角３０度に相当する繰返し周期でごく短い幅のパルスを継続的に出力する。
【００５６】
このパルスに応答して、第１タイマ回路４０は、図示しない放電回路により、コンデンサＣ１の放電を開始する。コンデンサＣ１の電圧が端子Ｔ４２に設定された第２タイマ充電開始レベルＲＳＴより低くなると、コンパレータ４０ａの出力トランジスタが、コンデンサＣ２から電流を引込んで、コンデンサＣ２を放電させる。
【００５７】
第２タイマ回路５０は、コンデンサＣ２の充電電圧がＦ／Ｖゲイン設定回路８０から出力される回転数信号ＦＶ１の電圧レベルより低下すると、コンパレータ５０ａの出力（進角時間設定信号ＭＳ）を低電圧レベルに反転させる。
【００５８】
そして、コンデンサＣ１の電圧が所定の電圧より低下すると、第１タイマ回路４０は、定電流源ＩＳ１からコンデンサＣ１を充電する。この充電によりコンデンサＣ１の電圧が上昇し、第２タイマ充電開始レベルＲＳＴを越えたとき、第１タイマ回路４０は、コンパレータ４０ａの出力を高インピーダンスに反転させる。
【００５９】
第２タイマ回路５０は、この出力の反転に応答して、定電流源ＩＳ２でコンデンサＣ２の充電を開始する。この充電においては、定電流源ＩＳ２の電流値設定抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ２の容量とで決る時定数を調整して、コンデンサＣ２の電圧上昇率を自由に決めることができる。また、抵抗Ｒ５２を介してコンデンサＣ２を充電することもできる。その際には、抵抗Ｒ５２の値を調整してコンデンサＣ２の電圧上昇率を変えることができる。
【００６０】
そして、第２タイマ回路５０は、コンデンサＣ２の電圧が、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０から出力される回転数信号ＦＶ１の電圧レベルを越えたときに、コンパレータ５０ａの出力（進角時間設定信号ＭＳ）を高電圧レベルに反転させる。
【００６１】
そして、次の制御クロック信号ＣＫＭの立上がりに応答して、第１タイマ回路４０は、コンデンサＣ１を再び放電し、第２タイマ回路５０は、コンデンサＣ２の電圧が回転数信号ＦＶ１の電圧より低くなると、進角時間設定信号ＭＳを低電圧レベルに反転させる。
【００６２】
従って、進角時間設定信号ＭＳの立上がりを、次の制御クロック信号ＣＫＭの立上がりに対して、本図に示すように、進角時間だけ先行させることができ、しかも、回転数信号ＦＶ１は、先にも述べたとおり、高速回転時ほど低く低速回転時ほど高くなるため、進角時間を、高速回転時ほど長く、低速回転時ほど短くすることができる。
【００６３】
また、回転数信号ＦＶ１は、進角Ｍａｘ制限回路９０によって、進角ＭＡＸ制限電圧ＶＭ以下に制限された電圧信号ＦＶ０から得られるものであるため、本図に示すように最小値以下とはならず、高回転域においては、回転数上昇に伴い、進角時間を徐々にゼロ（零）に近づけることができる。
【００６４】
また、進角時間は、第２タイマ回路５０の時定数、および回転数に対する回転数信号ＦＶ１の電圧（変換率）によって調整が可能となる。
【００６５】
尚、この実施の形態では、第１タイマ回路４０は、回転数信号ＦＶ１を生成するための回路であるが、コンデンサＣ１の容量および抵抗Ｒ４１の抵抗値を可変して時定数を調整し、あるいは、第２タイマ充電開始レベルＲＳＴを調整することによっても、進角時間を可変することができる。この際、コンデンサＣ１あるいはコンデンサＣ２を温度補償型の容量安定性の良いセラミックコンデンサ等とすることで、温度に対する進角時間の安定度を向上させる効果が得られる。
【００６６】
図６は、本実施の形態においてロータが１回転する間の各信号のタイミングチャートであり、回転数信号ＦＶ１が、進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧを越えて、進角制御が可能となっているときの波形を示すものである。
【００６７】
本図に示す信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌは非反転磁気センサ信号であり、一方で信号Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈは反転磁気センサ信号である。この６信号によって、ロータの３０度回転ごとにきめ細かくタイミングを制御することができ、しかも回転数の変化に対する応答性の高い制御を可能としている。また、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の反転のタイミングは、非反転磁気センサ信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌのものと同一となっている。
【００６８】
制御クロック信号ＣＫＭは、磁気センサ信号の状態反転に応答して、ロータの３０度回転毎にパルスを出力する。そして、コンデンサＣ２の正極電圧Ｖｃ２が鋸状に変化する間において、回転数信号ＦＶ１の電圧レベルを越えたときに、進角時間設定信号ＭＳが立上がる。
【００６９】
ラッチ回路１１０では、進角時間設定信号ＭＳの立上がりのタイミングに同期させて、進角後信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂの状態を切り替える。従って、制御クロック信号ＣＫＭの立上がりタイミングに対しては、進角時間だけ切り替えのタイミングを先行させることができる。そして、ラッチ回路１１０は、進角後信号を三相制御回路１３０へと送出する。
【００７０】
図７は、三相制御回路１３０および駆動制御回路１４０における信号処理の過程を説明するための図である。
【００７１】
三相制御回路１３０は、本図に示す進角後信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂの切り替りタイミングに同期させて、オン時間が電気角６０度に相当する信号Ｇ１〜Ｇ６を生成する。三相制御回路１３０は、信号Ｇ１〜Ｇ６を駆動制御回路１４０へと送出し、駆動制御回路１４０は、回転指示信号Ｖｉｎに基づいて、信号Ｇ１〜Ｇ６にパルス幅制御を行い、本図に示すようにゲート信号としてスイッチング回路２０のトランジスタＱ１〜Ｑ６へと供給する（パルス幅制御の波形は図示せず）。スイッチング回路２０のトランジスタＱ１〜Ｑ６は、電機子コイル４へ電流を供給してロータ１を回転させる。従って、進角後信号に基づくロータ１の回転駆動が可能となっている。
【００７２】
図８は、回転数に対する進角時間の変化を示す。本図に示すように進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧにより設定された回転数Ａ以下の低回転数領域（Ｄ角度動作領域）では進角時間が０（零）となり、センサ角が機械的な遅れ角Ｄ（４４度）となっている。このような制御を行うことで、モータの起動時など回転速度が安定しない間に、回転トルクに変動が生じて回転むらが発生するという不都合を回避することができる。
【００７３】
一方、回転数Ａを越える領域（センサＭｇ制御領域）では、進角制御が可能となり、第２タイマ回路５０における充電動作によって、センサ角を、遅れ角Ｄ （度）からＣ（度）まで、直線的に滑らかに連続変化（低下）させる。このように連続してセンサ角を可変することで、センサ角の急激な変化による回転トルクの変化を防止し、回転むらが生じるのを回避可能としている。
【００７４】
以上説明したように、上記第１の実施の形態では、第１タイマ回路４０（充電回路）におけるコンデンサＣ１の充電動作により、進角前信号の状態が変化したときから一定時間を確保し、コンデンサＣ１の充電終了後（一定時間経過後）に、第２タイマ回路５０によってコンデンサＣ２の充電を開始し、このコンデンサＣ２の電圧が回転数信号ＦＶ１の電圧に達したときに、ラッチ回路１１０が進角後信号の状態反転を行うため、ソフトウエア制御によらないで、ブラシレスモータの進角制御を行うことができ、その結果、ブラシレスモータのセンサ角を調整して、遅れ角の調整と同一の効果が得られるため、低騒音と高効率のバランスのとれた制御を可能とすることができる。
【００７５】
しかも、進角切替回路６０およびセレクト回路１２０により、進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧに相当する回転数を越える領域でのみ、この進角制御を可能とし、進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧに相当する回転数以下の領域では、進角制御を禁止にすることができる。このため、モータの起動時など回転速度が安定しない間に、回転トルクに変動が生じて回転むらが発生するという不都合を回避することができる。
【００７６】
また、コンデンサＣ２の容量を可変することにより、進角時間を調整することが可能であり、このコンデンサＣ２をカスタムＩＣ１５０に外付けしているので、その調整が容易となっている。
【００７７】
そして、抵抗Ｒ８１またはＲ８２を可変して、オペアンプ８０ａのゲイン（増幅度）を可変して、使用回転域における回転数信号ＦＶ１の可変範囲を調整することにより、進角時間を調整することが可能となる。
【００７８】
また、定電流源ＩＳ２を用いてコンデンサＣ２を充電することとしたため、その電圧上昇が直線的となり、調整の容易な線形の進角制御が可能となる効果がある。そして、抵抗Ｒ５１の抵抗値を調整して、定電流源ＩＳ２の電流値を可変することでも、進角時間を調整することが可能であり、この抵抗Ｒ５１をカスタムＩＣ１５０の端子に外付しているので、その設定変更は極めて容易となっている。
【００７９】
尚、本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、上記実施の形態で説明したブロアモータでの使用に限られるものではなく、ラジエータ用モータ等の様々なブラシレスモータに適応が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第１の実施の形態を示す図である。
【図２】図１に示す第１タイマ回路、第２タイマ回路および進角切替回路の詳細図である。
【図３】図１に示すＦ／Ｖ変換回路、Ｆ／Ｖゲイン設定回路および進角Ｍａｘ制限回路の詳細図である。
【図４】図１に示した形態におけるモータ本体の構成図であり、（ａ）は高効率となる構成、（ｂ）は低騒音となる構成を示す。
【図５】図１に示した形態における進角時間の設定方法を説明した図である。
【図６】図１に示した形態において１回転する間の各信号のタイミングチャートである。
【図７】図１に示した形態において三相制御回路および駆動制御回路の信号処理過程を説明した図である。
【図８】図１に示した形態における回転数に対する進角時間の変化を示す図である。
【図９】従来のブラシレスモータの制御装置の構成および進角制御の原理を説明した図である。
【符号の説明】
１ ロータ
２ メインマグネット（界磁用永久磁石）
３ ステータ
４ 電機子コイル
５ センサマグネット
１０ モータ本体
２０ スイッチング回路
３０ センサ入力回路
４０ 第１タイマ回路
５０ 第２タイマ回路
６０ 進角切替回路
７０ Ｆ／Ｖ変換回路
８０ Ｆ／Ｖゲイン設定回路
９０ 進角Ｍａｘ制限回路
１００ クロック生成回路
１１０ ラッチ回路
１２０ セレクト回路
１３０ 三相制御回路
１４０ 駆動制御回路
１５０ カスタムＩＣ
２００ ブラシレスモータ
ＩＣ１〜ＩＣ３ 磁気センサ

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、この導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時に対して先行させるブラシレスモータの制御装置において、
   前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）で検出されたロータ磁極（５）の変化周波数を、当該変化周波数に相当する電圧に変換する周波数電圧変換回路（７０）と、
   第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）で検出されたロータ磁極（５）が変化したときに前記第１のコンデンサ（Ｃ１）を一定時間で充電する充電回路（４０）と、
   第２のコンデンサ（Ｃ２）を具備し、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の充電終了後に当該第２のコンデンサ（Ｃ２）への充電を開始し、当該第２のコンデンサ（Ｃ２）の電圧が前記周波数電圧変換回路（７０）で変換された電圧に達したときに、前記複数のスイッチング素子のうちの切り替え対象となるスイッチング素子の導通状態を切り替える進角回路（５０，１１０）と、
   前記周波数電圧変換回路（７０）で変換された電圧が、予め設定された電圧範囲にあるときは、前記進角回路（５０，１１０）に対して、前記導通状態の切り替え動作を禁止する進角禁止回路（６０，１２０）と
   を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
2. 前記周波数電圧変換回路（７０）は、変換率を調整する調整回路（８０）を有することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの制御装置。
3. 前記進角回路（５０，１１０）は、前記第２のコンデンサ （Ｃ２）の充電を、定電流源（ＩＳ２）又は、抵抗（Ｒ５２）を用いて行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスモータの制御装置。
4. 前記定電流源（ＩＳ２）には、当該定電流源（ＩＳ２）の電流値を設定するための電流値設定回路（Ｒ５１）が付加されていることを特徴とする請求項３記載のブラシレスモータの制御装置。

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