JP4037161B2

JP4037161B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP4037161B2
Application number: JP2002126834A
Authority: JP
Inventors: 康之奥村
Original assignee: 松下エコシステムズ株式会社
Priority date: 2002-04-26
Filing date: 2002-04-26
Publication date: 2008-01-23
Anticipated expiration: 2022-04-26
Also published as: JP2003324849A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池、風力発電装置、燃料電池等などを電力供給源とする分散電源が交流電力系統と連係しつつ負荷に電力を供給するインバータ装置、および、分散電源が負荷へ交流電力を供給中に、前記インバータ装置が、停電等によって前記交流電力系統の電源側が遮断され、単独運転状態になったことを検知するインバータ装置の単独運転検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、風力エネルギーを利用して電力を発生する風力発電や、太陽光エネルギーを利用して電力を発生する風量発電などの自然エネルギーを有効利用した発電設備や、公害を発生しない水素などの燃料を利用して電力を発生する燃料電池などの発電設備を住宅に自家発電用として設置し、これらから得られる直流電力を交流電力に返還し、商用電源との系統連係運転を行うことが考えられている。
【０００３】
このような発電設備と商用電源の連携運転については、社団法人日本電気協会が発行している分散型電源系統連係技術指針などに、商用電源による供給電力の信頼性、安全性、品質、保護協調を確保しつつ円滑な系統連係運転を行うための技術指針が示されている。
【０００４】
この技術指針には、「交流電力系統の停電時に自家用発電設備が系統から切断されない状態で単独運転を継続していると、停電区域であるべき線路が充電状態となるため、保守員が感電する恐れがある。」という保安上の問題点のあることを指摘している。
【０００５】
この技術指針には、上記問題点を指摘したうえで、以下に示す受動的方式と能動的方式とを組み合わせ、単独運転検出の有効性を高めた上で、単独運転時に発電設備を交流電力系統から解列することを推奨している。そして、受動的方式として、電圧位相跳躍検出方式および周波数変化率検出方式、能動的方式として、周波数シフト方式（周波数ドリフト方式）、無効電力変動方式、有効電力変動方式、および、負荷変動方式等を示している。
【０００６】
周波数シフト方式は、交流電力系統が通常運転時に分散電源装置の出力に周波数バイアスを与えておいて、単独運転移行時に交流電力系統電圧に現れる周波数変化を検出して単独運転状態になった事を検出する方式である。従来、単独運転検出方式として周波数シフト方式を利用したインバータ装置には、特開平８−１３４６５６号公報に記載されたものが知られている。
【０００７】
以下、従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置の構成を図９に示し、図９を参照しながら説明する。図９に示すように、直流電源１０１より供給された直流電力は、インバータ装置１０２により交流電力系統１０３に連係させつつ交流電力に変換され、負荷１０４に供給されている。負荷１０４にはインバータ装置１０２とは別に、交流電力系統１０３の交流電力が、遮断器１０５および柱上トランス１０６を介して供給されている。負荷１０４にかかる電圧の周波数の上限値ｆｍａｘを監視するオーバーフレクエンシーリレー（以降ＯＦＲと称す）１０７と、同周波数の下限値ｆｍｉｎを監視するアンダーフレクエンシーリレー（以降ＵＦＲと称す）１０８は、周波数の上下限値の範囲を超えた事を検出できるようにインバータ装置１０２に接続されている。負荷１０４は、図９に示すように、並列等価抵抗１０９、並列等価インダクタンス１１０、および、並列等価キャパシタンス１１１より成る並列共振回路による等価回路で表現する事ができる。
【０００８】
従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置１０２の検出動作を図１０のフローチャートに示す。なお以下の説明においては、交流電力系統の定格周波数をｆ₀（例えば６０Ｈｚ）とした系統連携運転を想定して説明する。
【０００９】
交流電力系統１０３が正常であれば、従来の周波数シフト方式を採用するインバータ装置１０２は、図１０に示すフローチャートのステップ１１３にて、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆをほぼｆ＝ｆ₀［Ｈｚ］（ここで、ｆ₀は交流電力系統の定格周波数で例えば５０Ｈｚ）として検出するが、ステップ１１４にて（ｆ₀−ｆ_a）〜（ｆ₀＋ｆ_a）の範囲内にあると判定されるので、インバータ装置１０２は、図１０に示すフローチャートのステップ１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１１７→１１８→１１９→１１３、１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１２０→１１８→１１９→１１３、または、１１２→１１３→１１４→１１５→１１６→１２１→１１８→１１９→１１３のループを繰り返して、周波数バイアスを与えないＦ＝ｆ₀、すなわち、定格周波数の出力電流を挿入しつつ、定格周波数ｆ₀に＋Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ₀＋Δｆ）の周波数の出力電流、または、定格周波数ｆ₀に−Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ₀−Δｆ）の周波数の出力電流を交互に出力する。
【００１０】
交流電力系統１０３が停電となったとき、前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置１０２が周波数Ｆ＝（ｆ₀＋Δｆ）の出力電流を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電流の周波数に等しいＦ＝（ｆ₀＋Δｆ）として検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、（ｆ₀−ｆ_a）〜（ｆ₀＋ｆ_a）の範囲外にあると判定されるので、ステップ１２２にて、（ｆ＞ｆ₀）と判定し、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２→１２３→１１８→１１９→１１３のループを繰り返し、出力電流の周波数を上昇させ、このループを何度か繰り返したところで、周波数上限値ｆｍａｘに達した事を監視していたＯＦＲ１０７の信号を検出したインバータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態になったことを検出して出力を停止する。
【００１１】
また、交流電力系統１０３が停電となったとき、前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置１０２が周波数Ｆ＝（ｆ₀−Δｆ）の出力電流を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電流の周波数に等しいＦ＝（ｆ₀−Δｆ）として検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、（ｆ₀−ｆ_a）〜（ｆ₀＋ｆ_a）の範囲外にあると判定し、ステップ１２２にて、（ｆ＜ｆ₀）と判定するので、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２→１２５→１１８→１１９→１１３のループを繰り返し、出力電流の周波数を減少させ、このループを何度か繰り返したところで、周波数下限値ｆｍｉｎに達した事を監視していたＵＦＲ１０８の信号を検出したインバータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態になったことを検出して出力を停止する。
【００１２】
図１１（ａ）〜（ｂ）は従来の単独運転検出方法によるインバータ装置１０２の出力電流波形のタイミングを示すタイムチャートであって、交流電力系統１０３の定格電圧よりも高い周波数変動を与える歪みを付与したインバータ出力電流を図１１（ａ）、交流電力系統の定格電圧よりも低い周波数変動を与える歪みを付与したインバータ出力電流を図１１（ｂ）に示すものである。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１３】
図１１（ａ）に示すように、従来のインバータ装置１０２は、出力電流の周波数が増加するように、ゼロクロスポイントを期間終点する所定期間ｔ_zが出力ゼロとなるわずかに歪んだ電流を出力する。図１１（ａ）に示すｔ₀は、交流電力系統の電圧波形の半周期であり、ｔ₁はインバータ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期である。ここで、電圧波形の半周期、すなわち、ｔ₀に対するゼロ時間ｔ_zの割合は、チョッピング・フリクションｃｆ（以降、ｃｆ値と称する）と呼ばれる。図１１（ａ）に示すインバータ１０２の出力電流は、交流電力系統電圧の定格半周期ｔ₀よりも短い半周期ｔ₁の基本波成分を持つので、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格周波数ｆ₀よりも高い周波数となる。次の第２の半サイクルが始まる前に、インバータ装置１０２の出力電流がゼロに達したとき、出力電流は、時間ｔ_zの期間、交流電力系統電圧の次の半サイクルが始まるまで、ゼロを維持しつづける。次の半サイクルについては、インバータ装置１０２の出力電流と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
【００１４】
図１１（ｂ）に示すように、インバータ装置１０２は、出力電流の周波数が減少するように、出力電流波形のピークポイントからゼロクロスポイントに至る下降波形経路側に任意の電流を出力するわずかに歪んだ電流を出力する。図１１（ｂ）に示すｔ₂はインバータ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期である。図１１（ｂ）に示すインバータ１０２の出力電流は、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格半周期ｔ₀よりも長い半周期ｔ₂の基本波成分を持つので、定格周波数ｆ₀よりも低い周波数となる。次の半サイクルについては、インバータ１０２の出力電流と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
【００１５】
このインバータ装置１０２によるインバータ出力電流波形の歪ませ方は、図１１（ａ）に示したほか、図１２（ａ）に示すように、ゼロクロスポイントを含んだその両側の所定期間ｔ_zが出力レベルゼロとなる歪みをインバータ出力に付与しても良い、そうすれば、インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ₁は、定格周波数の半周期ｔ₀よりも短くなる結果、出力電流の周波数は定格周波数ｆ₀より高くなる。
【００１６】
さらには、図１１（ｂ）に示したほか、図１２（ｂ）に示すように、ゼロクロスポイントを含んだその両波高ピーク側に任意の出力を出力する歪をインバータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ₂は、定格周波数の半周期ｔ₀よりも長くなる結果、出力電流の周波数は定格周波数ｆ₀より高くなる。
【００１７】
図１１（ａ）〜（ｂ）に示したようなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバータ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形を図１３に示す。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１８】
さらに、図１２（ａ）〜（ｂ）に示したようなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバータ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形を図１４に示す。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１９】
ところで、図１５（ａ）〜（ｂ）は、それぞれ、分散電源装置の出力電流と、交流電力系統電圧のタイミングを示すタイムチャートで、交流電力系統と連系しつつ直流電力を交流電力に変換する分散型電源装置にあっては、図１５（ａ）に示す分散型電源装置の出力電流は、その位相が、図１５（ｂ）に示す交流電力系統電圧の位相に一致させて運転するのが、直流を交流に変換する電力変換器としての利用率が最も高い理想的な状態である。図１３および図１４で明らかなよう、従来のインバータ装置１０２は、理想的な分散型電源装置のように、その出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に出来るかぎり一致するように、ゼロクロスポイント近傍で周波数変動をともなう歪が付与されるような電流が出力されているので、直流電力を交流電力に変換する電力変換器の利用率が高くなる出来る限り理想に近い良好な状態で運転されていると言う事が言える。
【００２０】
図１６は、従来のインバータ装置１０２のｃｆ値をパラメータとした出力電流波形の周波数特性を示す周波数スペクトラムで、ｃｆ値が０．０５、０．０２、および、０．０１の各場合について測定した結果を示す。インバータ装置１０２の出力電流波形は、図１３に示すようにゼロクロスポイント近傍において歪みを付与された隅関数となるので、出力電流の周波数特性は、奇数次の高調波成分のみが存在する図１６に示すような周波数スペクトラムとなる。図で明らかなように、ｃｆ値が大きな値をとるほど、出力電流の高調波成分の振幅は大きくなるという傾向を示している。
【００２１】
図１７は、従来のインバータ装置１０２について任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性図である。すなわち、従来の周波数シフト方式を採用した従来のインバータ装置１０２について、図９で述べた負荷７の並列等価抵抗１０９の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス１１０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス１１１のキャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンスＬを横軸に、負荷７の等価キャパシタンスＣを縦軸にとり、ｃｆ値をパラメータとして変化させた場合の不感帯を調べた実験結果が図１７である。実験では、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合について述べてある。図において横軸に平行な２本の点線は、ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合において、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検出方法として使った場合における不感帯領域を示している。
【００２２】
次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出方式として使った従来のインバータ装置１０２について、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出方法として使った場合における不感帯を示している。受動的単独運転による不感帯と能動的単独運転による不感帯の領域が重なり合わない場合、システム全体として不感帯が存在しない理想的な特性を得ていると言える。また、受動的単独運転による不感帯と能動的単独運転による不感帯が重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。図で明らかなように、ｃｆ値として大きな値を選んだ方が不感帯の重なり合う領域が小さくなる良好な特性が得られるという事がわかる。
【００２３】
次に、従来のインバータ装置２について調べたｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤ_iの関係を図１８に示す。図に示すように、ｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤ_iの関係は線形比例していることがわかる。一般的に、電流歪み率ＴＨＤ_iが大きくなるほど、交流電力系統に接続されるトランスや各種回転電機のような誘導性負荷によって消費される損失が増大する事が知られており、図１８に示す特性から、ｃｆ値を大きくとるほど、誘導性負荷等によって消費される損失が増大する事がわかる。
【００２４】
以上述べたように、図１７の説明で述べた特性から、従来の周波数シフト方式による能動的独運転方式では、不感帯の領域を小さくするか、または、不感帯の領域を無くして、単独運転検知感度を良好にするためには、ｃｆ値を大きくする必要があるが、図１８に述べた特性から、ｃｆ値を大きくすると、電流歪み率ＴＨＤ_iが増大し、誘導性負荷によって消費される損失が増大するという問題点があった。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
このような出力周波数に変動が生じるように、所定の信号を与えることにより、出力波形のゼロクロスポイントおよびその近傍の所定区間を歪ませ、この歪みにより生じるインバータ装置の周波数変動を検出してインバータ装置の単独運転を検知する従来の単独運転検出方法を搭載する従来のインバータ装置では、単独運転検知感度を上げるため、不感帯の領域を小さくする、または、不感帯の領域を無くすためにｃｆ値を大きく設定する必要があったが、ｃｆ値を大きく設定すると、インバータ装置の出力電流の高調波成分が大きくなり、出力電流の電流歪み率が増大し、高調波電流が原因となって発生する交流電力系統に接続される誘導性負荷に消費される損失が増大するという問題点があり、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が要求されている。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ装置は上記目的を達成するために、直流電力を交流電力系統に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力に生じる周波数変動、もしくは周波数変動に起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置において、該インバータ装置の出力周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備え、電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波形が出力を完了する時点で発生するピークポイントにおいて、前記第２の電流波形のピークポイントのタイミングが、前記交流電力系統電圧のピークポイントに一致するようにしたことを特徴とするインバータ装置としたものである。
【００２９】
本発明によれば、第１と第２の電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、出力電流位相と負荷電圧位相は同時にゼロとなり、インバータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づける事ができ、直流電力を交流電力に変換する変換器として最も大きい利用率でインバータ装置を運転する事ができ、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３０】
また他の手段は、電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３１】
そして本発明によれば、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３２】
また他の手段は、第１の電流波形は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結するものであって、第２の電流波形はその出力周波数が下降する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結するものであることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３３】
そして本発明によれば、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３４】
また他の手段は、電流歪付与手段は、ある時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、その後検出される前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して前記交流電力系統電圧周期の平均値を演算する電圧周期演算手段と、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミング、および、前記交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント決定手段を備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものである。
【００３５】
そして本発明によれば、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明は、直流電力を交流電力系統に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力に生じる周波数変動、もしくは周波数変動に起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置において、該インバータ装置の出力周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備え、電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波形が出力を完了する時点で発生するピークポイントにおいて、前記第２の電流波形のピークポイントのタイミングが、前記交流電力系統電圧のピークポイントに一致するようにしたことを特徴とするインバータ装置としたものであり、単独運転の検知感度を良好にするために周波数変動の大きい電流歪を付与しても、ピークポイントまたはその近傍において発生する出力電流の高調波成分は極めて微小な振幅となり、インバータ出力電流歪率は極めて微小な値となるので、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷による損失は僅かな値にとどめる事ができ、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知感度の良好なインバータ装置が得られ、また、単独運転時に移行した時に、交流電力系統に接続される誘導性負荷によってインバータ出力周波数が上昇したり、または、交流電力系統に接続される容量性負荷によりインバータ出力周波数が下降することがあっても、ある期間は電流歪付与による周波数変動と負荷による周波数変動が相殺し合って単独運転を検出できなくなっても、次の期間では周波数変動を助長し合うようになるので、インバータ出力周波数は確実に変動する事になり、確実に単独運転を検知できる。また、直流電力を交流電力に変換する変換器として最も大きい利用率となるように、このように交互に出力される第１と第２の電流波形が出力を完結する交流電力系統電圧の前記ピークポイントにおいて、その出力電流の位相が、交流電力系統電圧の位相に一致するようにしたことを特徴としたものであり、インバータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づける事ができ、分散電源として最も大きな利用率でインバータ装置を運転できるという作用を有する。
【００３８】
また、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴としたものであり、インバータ装置が単独運転に移行した際に、負荷電圧周波数は正帰還ループで加速されて迅速に変動して単独運転と判定される周波数上限値または周波数下限値に達するので、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出できるという作用を有する。
【００３９】
また、インバータ装置の出力周波数が上昇する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結する第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結する第２の電流波形を交互に出力することを特徴としたものであり、第１と第２の電流波形が出力を完結する期間において、出力電流の平均値は零となり直流成分が消失するので、直流成分が交流電力系統に加わる事によって発生する各種電気機器への悪影響が発生しないという作用を有する。
【００４０】
また、本発明の電圧周期演算手段は、ある時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、その後検出される交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧周期の平均値を演算することを特徴としたものであり、負荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングのゼロクロスポイントのみの間隔から計測される電圧周期は、負荷電圧の波形変化の影響を受けずに安定した電圧周期が得られ、その安定した電圧周期の平均値を演算する事による低域フィルタ効果により高周波成分を除去した、さらに安定した電圧周期平均値を得ることができる。また、本発明のピークポイント決定手段は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、該交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミング、および、該交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、該交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミングをピークポイントとして決定することを特徴としたものであり、負荷の状態によって変化する負荷電圧の波形変化による発生タイミングのばらつきがほとんど発生しない負荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングのゼロクロスポイントの位置から、安定した該電圧周期平均値の４分の１と４分の３の時間を経過させたタイミングでピークポイントを決定しているので、発生タイミングのばらつきがほとんどない安定したタイミングのピークポイントを得ることができ、発生タイミングのばらつきのない安定したタイミングでピークポイントを決定する事により、ピークポイントを基に歪電流を作成する動作を確実にして、本発明のインバータ装置が確実に動作できるという作用を有する。
【００４１】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００４２】
【実施例】
図１は本発明の実施例を示すブロック図である、図１に示すように、直流電源１より供給された直流電力は、インバータ装置２により交流電力系統３に連係させつつ交流電力に変換され、並列等価抵抗４、並列等価インダクタンス５、並列等価キャパシタンス６より構成される負荷７に供給されている。負荷７にはインバータ装置２とは別に、交流電力系統３の交流電力が、遮断器８および柱上トランス９を介して供給されている。
【００４３】
インバータ装置２は、直流電源１より供給された直流電力を交流電力系統３に連系させつつ交流電力に変換して負荷７に供給するインバータ主回路１０と、負荷７に供給された負荷電圧Ｖ_oを検出する電圧検出器１１と、負荷電圧Ｖ_oを基にしてゼロクロスポイントのタイミングを検出してゼロクロス同期信号ＺＳを発生するゼロクロス検出回路１２と、インバータ主回路１０が出力する出力電流Ｉ_oを検出する電流検出回路１３と、負荷電圧Ｖ_o、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、出力電流Ｉ_oを基にして単独運転検知をするために電流歪を付与した電流がインバータ２から出力されるようにインバータ主回路１０をＰＷＭ制御するゲートパルス信号ＧＰを発生する電流歪付与手段１４と、電流歪付与手段１４が出力するゲートパルス信号ＧＰを基にしてインバータ主回路１０を駆動するゲートドライブ信号ＧＤを発生するゲートドライブ回路１５を備えている。インバータ主回路１０と負荷７の間にはコイル１６、１７とコンデンサ１８によって構成され、インバータ出力に含まれる高調波成分を除去するフィルタ回路１９が挿入されている。
【００４４】
電流歪付与手段１４は、記憶している電流波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期させて出力する電流波形記憶手段２０と、電流波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期させて電流波形記憶手段２０から順次読み出して出力電流設定信号Ｉ_setと乗算して電流目標値Ｉ_objを演算する乗算手段２１と、出力電流Ｉ_oと電流目標値Ｉ_objの差を演算して電流偏差ｅｉを計算する電流偏差演算手段２２と、電流偏差ｅｉを基にＰＩ演算した制御量ＩＹを計算するＰＩ演算手段２３と、制御量ＩＹをパルス幅変調してＰＷＭデータＤ_pwmを発生するＰＷＭ変調手段２４と、負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変動するタイミングをとらえて負荷電圧Ｖ_oの電圧周期Ｔ_vを演算する電圧周期演算手段２５と、負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変動するタイミングと電圧周期Ｔ_vからピークポイントを検出してピークポイント同期信号ＰＳを発生するピークポイント決定手段２６と、ピークポイント同期信号ＰＳに同期してＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmを発生するＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７と、ＰＷＭ変調手段２４が発生するＰＷＭデータＤ_pwmを記憶して、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指定するアドレスのＰＷＭデータＤ_pwmをピークポイント同期信号ＰＳに同期して順次読み出してゲートパルス信号ＧＰを発生するＰＷＭ記憶手段２８と、ゼロクロス信号ＺＳの間隔から計測した負荷電圧Ｖ_oの半周期から電圧周波数を演算し、この周波数が周波数上限値ＯＦを超えるか、または、周波数下限値ＵＦを下回る場合はゲートドライブ回路１５のスイッチング制御を停止させる周波数異常信号ＦＥＲを発生する周波数異常検出手段２９と、負荷電圧Ｖ_oが電圧上限値ＯＶを超えるか、または、電圧下限値ＵＶを下まわる場合はゲートドライブ回路１５のスイッチング信号を停止させる電圧異常信号ＶＥＲを発生する電圧異常検出手段３０を備えている。
【００４５】
次に、このインバータ装置の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、負荷電圧Ｖ_o、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャートである。電圧検出器１１で検出された負荷電圧Ｖ_oはゼロクロス検出回路１２に入力される。ゼロクロス検出回路１２は、図２（ａ）に示す負荷電圧Ｖ_oが電圧零または零近傍に達するタイミングをとらえて、図２（ｂ）に示すようなゼロクロス同期信号ＺＳを発生する。
【００４６】
電圧周期演算手段２５は、負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイントのうち、今回発生したゼロクロスポイントから数えて、ｍ回前〜（ｍ−１）回前のゼロクロスポイントの間隔から計測される周期Ｔ_m、（ｍ−１）回前〜（ｍ−２）回前のゼロクロスポイントの間隔から計測される周期Ｔ_m−１、・・…、２〜１回前のゼロクロスポイントの間隔から計測されるＴ₁、および、今回周期Ｔ_oをそれぞれ計測し、これらのｍ個の周期Ｔ_k（ｋ＝０〜（ｍ−１））から（数１）で示す演算式より平均周期Ｔ_avrを計算する。
【００４７】
【数１】

【００４８】
（数１）で示す演算式は、高い周波数成分を除去する低域フィルタとしての効果があり、高い周波数成分の変動を抑えた安定した平均周期Ｔ_avrが得られる。ゼロクロス信号の間隔から計測される半周期から電圧周期の平均値を演算する場合、負荷の状態によっては、負荷電圧Ｖ_oの波形が変形して、負荷電圧Ｖ_oが正となる区間と負荷電圧Ｖ_oが負となる区間が均等にならない場合があり、電圧周期の平均値がゼロクロスポイント毎に振動する事があるが、本実施例の電圧周期演算手段２５では、負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイントのみの間隔から電圧周期を計測しているので、負荷電圧波形の変形の影響を受けずに安定した電圧周期が得られる。さらに、その平均値を演算する事による高い周波数成分の変動を抑えた低域フィルタとしての効果により安定した電圧周期平均値を得ることができる。
【００４９】
次に、ピークポイント決定手段２６は、今回発生した負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイントから（数１）より求めた平均周期Ｔ_avrの１／４の時間、すなわちＴ_avr／４だけ経過したタイミングと、平均周期Ｔ_avrの３／４すなわち３Ｔ_avr／４だけ経過したタイミングを負荷電圧Ｖ_oがピーク値に達するピークポイント・タイミングとして検出して、図２（ｃ）に示すようなピークポイント同期信号ＰＳを発生する。本実施例のピークポイント決定手段２６では、負荷の状態によって変化する負荷電圧Ｖ_oの波形変化による発生タイミングのばらつきがほとんど発生しない、負荷電圧Ｖ_oの極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイントの位置から、前述した電圧周期演算手段２５で求めた安定した平均周期Ｔ_avrの４分の１および４分の３の時間を経過させたタイミングでピークポイントを決定しているので、発生タイミングのばらつきがほとんどない安定したタイミングのピークポイントを得ることができる。
【００５０】
電流波形記憶手段２０では、記憶している電流波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号に同期して読み出して乗算手段２１に出力する。乗算手段２１は、出力電流設定信号Ｉ_setと電流波形パターンＩＷＰを乗算して電流目標値Ｉ_objを作製して電流偏差演算手段２２に出力する。電流偏差演算手段２２は、電流検出器１０が計測したインバータ装置２が出力する出力電流Ｉ_oと電流目標値Ｉ_objから電流偏差ｅｉを演算してＰＩ演算手段２３に出力する。ＰＩ演算手段２３は、電流偏差ｅｉに正比例する比例項と電流偏差を一定区間積分した電流偏差積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御量ＩＹを演算してＰＷＭ変調手段２４に出力する。ＰＷＭ変調手段２４は、制御量ＩＹをパルス幅変調してインバータ主回路１０をＰＷＭ制御するためにインバータ主回路１０のスイッチング素子を制御する基のデータパターンとなるＰＷＭデータＤ_pwmを作製してＰＷＭ記憶手段２８に格納する。ここで、ＰＷＭデータＤ_pwmの基になるＰＩ制御量ＩＹの余弦波一周期分に相当するＰＷＭデータＤ_pwmが、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されるものとする。例えば、ＰＷＭデータＤ_pwmがＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス値をＮ_str、ＰＷＭデータＤ_pwmがＰＷＭ記憶手段２８に格納されている最終アドレス値をＮ_endとおくと、ＰＷＭ記憶手段２８の開始アドレスＮ_strには、ＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の位相が零となるＰＷＭデータＤ_pwmが格納され、最終アドレスＮ_endにはＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の位相が２πとなるＰＷＭデータＤ_pwmが格納されている。
【００５１】
図３（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、インバータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状態における負荷電圧Ｖ_oピークポイント同期信号ＰＳ、ＰＩ制御量ＩＹ、後術するＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwm、および、インバータ出力電流Ｉ_oのタイミングを示すタイムチャートである。図３（ｆ）において、点線で示す波形は、交流電力系統３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流波形を示す。
【００５２】
前述したように、ピークポイント決定手段２６は、図３（ａ）に示す負荷電圧Ｖ_oのピークポイント近傍で、図３（ｂ）に示すようなピークポイント同期信号ＰＳを発生する。ＰＩ演算手段２３は、交流電力系統電圧Ｖ_oと同相となる図３（ｃ）に示すようなＰＩ制御量ＩＹを出力する。ＰＷＭ記憶手段２８は、このＰＩ制御量ＩＹをパルス幅変調したＰＷＭデータＤ_pwmを順次記憶する。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、単位時間あたりに増加するカウントアップ値が一定の割合でカウントアップ動作をし続けるカウンタを内臓しており、該内臓カウンタが指示するカウント値に対する一定の読み出し増加率でカウントアップするＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmを出力する。
【００５３】
ここで、該内臓カウンタのカウント値に対するＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmの読み出し増加率をＲ_cとおくと、図３に示すピークポイントが立ち上がる▲１▼のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、該読み出し増加率Ｒ_cが１を越える適当な値Ｒ_c1に設定し、同時に該内臓カウンタをリセットする。この時、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、該内臓カウンタに１を越える値に設定された読み出し増加Ｒ_c1を乗算して得られる、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス値Ｎ_strを指示している。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウントアップし続け、該内臓カウンタに１を越える値に設定された読み出し増加Ｒ_c1を乗算して得られるアドレス値を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwm値として出力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ_endに達すると、図３に示す▲２▼のタイミングにおいて、該内臓カウンタをリセットする。この時、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、再び、開始アドレス値Ｎ_strを指示している。▲２▼のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出し増加率Ｒ_cを（数２）に示すＲ_c2に設定する。
【００５４】
【数２】

【００５５】
Ｒ_c2は１以上の値に設定されるので、（数３）より、Ｒ_c2は１以下の値となる。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウントアップし続け、該内臓カウンタに１以下の値に設定された読み出し増加Ｒ_c1を乗算して得られるアドレス値を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwm値として出力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ_endに達すると、図３に示す▲３▼のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ_endを維持し続けるように該内臓カウンタのカウンタ値をそのままの値に維持する。そして、図３に示す次のピークポイントが立ち上がる▲１▼’のタイミングで、該内臓カウンタをリセットする。この時同時に、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、再びＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス値Ｎ_strを指示する。▲１▼’のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出し増加率Ｒ_cを再びもとのＲ_c1に設定する。ここで、ピークポイントが立ち上がる▲１▼’のタイミングの方が、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ_endに達する▲３▼のタイミングに先行する場合は、ピークポイントが立ち上がる▲１▼’のタイミングで、該内臓カウンタをリセットし、読み出し増加率Ｒ_cをＲ_c1に設定する。▲１▼’のタイミング以降は、前述した▲１▼のタイミングから▲１▼’のタイミングまでの処理と同様の処理を繰り返し動作し続ける。
【００５６】
ＰＷＭ記憶手段２８は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するＰＭＷデータを順次読み出して、ゲートドライブ信号ＧＤを作製してゲートドライブ回路１５に出力する。ゲートドライブ回路１５は、インバータ主回路１０にゲートドライブ信号ＧＤを出力する。インバータ主回路１０は、内臓するスイッチング回路を該ゲートドライブ信号ＧＤによってＰＷＭ制御した結果インバータ装置２から、図３（ｆ）に示すような出力電流を出力する。図３に示す▲１▼のタイミングから▲２▼のタイミングまでの期間を区間Ｔ₁、▲２▼のタイミングから▲１▼’のタイミングまでの期間を区間Ｔ₂とする。区間Ｔ₁において、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmが指示するアドレスポインタ値は、▲１▼のタイミングで、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス値Ｎ_strからカウントアップを開始して、▲２▼のタイミングで最終アドレス値Ｎ_endに達するまでのアドレス値を指示している。ＰＷＭ記憶手段２８には、開始アドレス値Ｎ_strから最終アドレス値Ｎ_endまで、余弦波一周期分が記憶されているので、インバータ主回路２からは、図３（ｆ）に示すような余弦波一周期分の電流が出力される事になる。区間Ｔ₂においても同様に、インバータ主回路２からは、図３（ｆ）に示すような余弦波一周期分の電流が出力される事になる。従って、区間Ｔ₁は、この区間に出力される電流波形（以降第１の電流波形と称す）の周期に相当し、区間Ｔ₂は、この区間に出力される電流波形（以降第２の電流波形と称す）の周期に相当する。図３（ｆ）に示すように、負荷電圧Ｖ_oの定格周期をＴ₀とおくと、図３から明らかなように、第１の電流波形の周期Ｔ₁は、負荷電圧の定格周期Ｔ₀よりも短いので、その周波数は定格周波数ｆ₀よりも上昇しており、第２の電流波形の周期Ｔ₁は、負荷電圧の定格周期Ｔ₀よりも長いので、その周波数は定格周波数ｆ₀よりも下降している。▲２▼のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、余弦波の位相が零に相当するＰＷＭデータが格納されている最終アドレス値Ｎ_end、または、開始アドレス値Ｎ_str、を指示するので、▲２▼のタイミングにおいて、インバータ装置２の出力電流波形は連続となる。▲３▼のタイミングにおいても同様に、次のピークポイントが立ち上がる▲１▼’のタイミングまでＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、余弦波の位相が零に相当するＰＷＭデータが格納されている最終アドレス値Ｎ_endを維持し、▲１▼’のタイミングで、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmは、余弦波の位相が零に相当するＰＷＭデータが格納されている開始アドレス値Ｎ_strを指示するので、インバータ装置２の出力電流波形は連続となる。以上で述べたように、本発明のインバータ装置２の歪電流付与手段１４の処理により、ピークポイント近傍において、インバータ装置２の出力電流波形はその変位が連続で、周波数が不連続となる。
【００５７】
次に、本発明のインバータ装置の電流歪付与手段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにおいて、インバータ装置２の出力電流の位相が、交流電力系統電圧の位相に一致するメカニズムについて説明する。
（数２）を変形すると（数３）のようになる。
【００５８】
【数３】

【００５９】
ここで、該内臓カウンタの単位時間あたりのカウント値をＣ_tとおく。
（数３）の両辺に（Ｎ_end−Ｎ_str）をかけてＣ_tで割ると（数４）のように変形できる。
【００６０】
【数４】

【００６１】
区間Ｔ₁において、ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ_pwmを開始アドレスＮ_strから開始して、単位時間あたりのカウント値がＲ_c1・Ｃ_tでＴ₁なる期間カウントアップ動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤ_pwmはＮ_endに達するから、（数５）が成立する。
【００６２】
【数５】

【００６３】
区間Ｔ₂において、ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ_pwmを開始アドレスＮ_strから開始して、単位時間あたりのカウント値がＲ_c2・Ｃ_tでＴ₂なる期間カウントアップ動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤ_pwmはＮ_endに達するから、（数６）が成立する。
【００６４】
【数６】

【００６５】
読み出し増加率Ｒ_cを１とする場合、単位時間あたりのカウント値がＣ_tとする内臓カウンタが、開始アドレスＮ_strからカウントアップを開始してからＴ₀なる時間カウントアップ動作をするとカウント値はＮ_endに達するから、（数７）が成立する。
【００６６】
【数７】

【００６７】
（数５）〜（数７）を変形すると（数８）〜（数１０）のようになる。
【００６８】
【数８】

【００６９】
【数９】

【００７０】
【数１０】

【００７１】
（数８）〜（数１０）を（数４）に代入すると、（数１１）が成立する。
【００７２】
【数１１】

【００７３】
すなわち、区間Ｔ₁における読み出し増加率Ｒ_c1に適当な値を設定した後、区間Ｔ₂における読み出し増加率Ｒ_c2を（数３）に従って設定すれば（数１１）が成立し、交互に出力される第１と第２の電流波形が出力を完結する期間（Ｔ₁＋Ｔ₂）は、負荷電圧の２周期分２Ｔ₀に等しくなる。これは、第１と第２の電流波形が出力を完結する図３で示す▲３▼のタイミングにおいて、交流電力系統電圧が２周期分を出力するタイミングに一致している事を意味する。ところで、第１の電流波形は、ピークポイントが立ち上がる図３で示す▲１▼のタイミングよりその出力を開始しているので、第１と第２の電流波形が出力を完結する期間（Ｔ₁＋Ｔ₂）、すなわち、交流電力系統電圧の２周期分２Ｔ₀を経過するタイミングは、交流電力系統電圧ピークポイントに一致する。ゆえに、本発明のインバータ装置２の電流歪付与手段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が出力を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにおいて、インバータ装置２の出力電流の位相は、交流電力系統電圧の位相（零）に一致する。
【００７４】
図４（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、図３で述べたインバータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状態において、負荷電圧Ｖ_o、ピークポイント同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉ_oのタイミングを示すタイムチャートを拡大したものである。図４（ｃ）において、点線で示す波形は、交流電力系統３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流波形を示す。前述した電流歪付与手段１４によりインバータ装置２を制御すれば、インバータ装置２は、Ｔ₁、Ｔ₃…区間において、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形を出力し、Ｔ₂、Ｔ₄…区間において、その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形を出力し、第１と第２の電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、出力電流位相が負荷電圧位相に一致するような電流波形Ｉ_oを出力する。すなわち、Ｔ₁、Ｔ₃区間において、出力電流Ｉ_oは負荷電圧Ｖ_oに対して進み位相となるが、Ｔ₂、Ｔ₄区間において、出力電流Ｉ_oは負荷電圧Ｖ_oに対して遅れ位相となり、第１と第２の電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、出力電流位相と負荷電圧位相は同時にゼロとなり、図４に示すように、インバータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づける事ができ、直流電力を交流電力に変換する変換器として最も大きい利用率でインバータ装置２を運転する事ができる。
【００７５】
このインバータ装置２では、交流電力系統３の停電等が原因となって発生する単独運転状態を、次のように検知してインバータ出力を停止している。
【００７６】
まず、インバータ装置２が供給している無効電力が、負荷７が要求している無効電力に一致しない場合について述べる。この場合、インバータ装置２が単独運転状態となると、負荷電圧Ｖ_oの周波数は、急激に定格周波数から変動し、これにともなって負荷電圧Ｖ_oの電圧値も変動する。周波数異常検出手段２９は、図２（ｂ）に示す隣り合うピークポイント信号ＰＳの間隔から計測した負荷電圧Ｖ_oの半周期から負荷電圧Ｖ_oの周波数を演算し、その負荷電圧Ｖ_oの周波数が周波数上限値ＯＦから周波数下限値ＵＦの範囲からはずれる事を監視し、周波数上限値ＯＦを超えるか、または、周波数下限値ＵＦを下回る場合は、周波数異常信号ＦＥＲを発生してインバータ主回路１０のスイッチング制御を停止させる。
【００７７】
電圧異常検出手段３０は、負荷電圧Ｖ_oの周波数が変動した事で同時に変動する負荷電圧Ｖ_oが、電圧上限値ＯＶから電圧下限値ＵＶの範囲からはずれる事を監視し、負荷電圧Ｖ_oが電圧上限値ＯＶを超えるか、電圧下限値ＵＶを下まわる場合は、電圧異常信号ＶＥＲを発生してインバータ主回路１０のスイッチング信号を停止させる。
【００７８】
次に、インバータ装置２が供給している無効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一致する状態において、本発明による単独運転検出方法について述べる。
【００７９】
図５は、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iと次回サイクルにて電流歪付与手段１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆ_oの関係を示すものである。図５に示すように、本発明のインバータ装置２の電流歪発生手段１４は、定格周波数ｆ₀を含む所定の区間［ｆ₀−Δｆ、ｆ₀＋Δｆ］（以降所定区間Ａと称す）を設け、負荷電圧Ｖ_oの周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合は、インバータ装置２は、前述した第１と第２の電流波形を交互に繰り返して出力する。今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iが所定区間Ａの範囲以下となる場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆ_oを、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iよりもさらに低くなるように設定する。今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆ_oを、今回サイクルにて計測される負荷電圧Ｖ_oの負荷電圧周波数計測値Ｆ_iよりもさらに高くなるように設定する。
【００８０】
ところで、インバータ装置２が供給している無効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一致する状態で、インバータ装置２が単独運転状態になると負荷供給電圧Ｖ_oの周波数はほとんど変動しなくなり、前述した負荷電圧Ｖ_oの周波数の異常周波数検出や負荷電圧Ｖ_oの異常電圧検出で単独運転は監視できなくなる。さらに、インバータ装置２が単独運転に移行しているときのインバータ出力周波数は、インバータ装置２が接続される負荷７の種類によっても影響を受け、負荷７が誘導性負荷である場合には出力周波数は上昇し、負荷７が容量性負荷である場合には出力周波数は下降する。従って、歪電流付与による周波数変動と負荷７による周波数変動の大きさが同じで極性が逆となる場合は、相殺しあって周波数変動が発生しない場合がある。
【００８１】
そこで、負荷電圧Ｖ_oの周波数が、所定区間Ａの範囲内にあると判断する場合は、前述したように、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力すれば、ある基間は電流歪付与による周波数変動と負荷による周波数変動が相殺し合って周波数変動がなくても、次の期間では周端数変動を助長し合うようになり、インバータ装置２の出力周波数は確実に変動するようになる。
【００８２】
次に、今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iが所定区間Ａの範囲以下となる場合は、前述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆ_oを今回計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iよりもさらに低くなるように設定しておけば、負荷電圧周波数が正帰還ループで減少する動作を刳り返して、周波数異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆ_oが周波数下限値ＵＦに達したところで確実に単独運転を検出し、周波数異常信号ＦＥＲを出力して、インバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【００８３】
今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、前述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設定値Ｆ_oを今回計測される負荷電圧周波数計測値Ｆ_iよりもさらに高くなるように設定しておけば、負荷電圧周波数が正帰還ループで増大する動作を刳り返して、周波数異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆ_oが周波数上限値ＯＦに達したところで確実に単独運転を検出し、電圧異常信号ＶＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【００８４】
図６は、負荷電圧周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合のインバータ装置２の出力電流の周波数スペクトラムである。すなわち、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力した図３（ｆ）に示す出力電流波形について、電流波形の周波数変動率ζをパラメータとした場合の、出力電流の高調波の次数と、基本波成分に対する高調波成分の振幅の割合との関係を示したものである。ここで、図３（ｆ）で示すように、周波数が上昇（下降）する歪みを付与した電流波形の周期をＴ_i（ｉ＝１，２，３…）、負荷電圧Ｖ_oの定格周波数をＴ₀とおくと周期変動率ζは（数１２）としている。
【００８５】
【数１２】

【００８６】
インバータ装置２の出力電流波形は、図３（ｆ）で示すように、遇関数となっているので、その周波数スペクトラムは奇数次高調波成分のみが存在する周波数スペクトラムとなる。
【００８７】
ところで、従来技術の説明で述べたｃｆ値は、(数１３)で示す、電圧波形の半周期ｔ₀に対するゼロ時間ｔ_zの割合と定義される。
【００８８】
【数１３】

【００８９】
（数１３）より（数１４）が成立する。
【００９０】
【数１４】

【００９１】
（数１２）と（数１４）を比較すると、（数１４）の２ｔ_zは、（数１２）の電流波形周期Ｔ_i（ｉ＝１，２，３…）と定格周期Ｔ₀との差｜Ｔ_i−Ｔ₀｜に相当し、（数１４）の２ｔ₀は（数１２）の定格周期Ｔ₀に相当するので、（数１４）において、２ｔ_z→｜Ｔ_i−Ｔ₀｜、２ｔ₀→Ｔ₀のように置き換えると（数１２）になる。すなわち、従来のインバータ装置１０２のｃｆ値とは、本発明の周期変動率ζに相当する量と考えて良い。図６と図１４を比較して明らかなように、ｃｆ値に相当するパラメータである周波数変動率ζの各値、０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおいて、本発明のインバータ装置２の出力電流の高調波成分は、従来のインバータ装置１０２のそれと比較して、著しく減少している事がわかる。
【００９２】
図７は、本発明のインバータ装置２の周期変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤ_iの関係と従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤ_iの関係を示したものである。図において、実線は本発明のインバータ装置２の周期変動率ζと電流歪み率ＴＨＤ_iの関係、点線は従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤ_iの関係を示す。図を見て明らかなように、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにおいて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤ_iは、従来のそれと比較して著しく減少している事がわかる。
【００９３】
図８は、本発明のインバータ装置２について、任意の並列等価インダクタンス５の値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンス６の値の限界点をプロットして得た不感帯の特性である。
【００９４】
図８では、負荷７の並列等価抵抗４の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス５のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス６のキャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンスＬを横軸に、キャパシタンスＣを縦軸にとり、従来例のｃｆ値を０．０１、０．０２および０．０５の各値に変化させたのと同様に、ここでは、これに相当するパラメータである周波数変動率ζを０．０１、０．０２および０．０５の各値に変化させたときの不感帯を調べた実験結果を示す。実験では、従来例と同様に、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合について調べてある。
【００９５】
図において横軸に平行な２本の点線は、周波数異常検出手段２９のみを受動的単独運転検出方法として使った場合において、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、周波数異常検出手段２９のみを受動的単独運転検出方法として使った場合における不感帯領域を示している。
【００９６】
次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線は、単独運転検出方法として、前述した本発明の歪電流付与手段１４による能動的単独運転検出方法のみを使ったインバータ装置２について、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域は、本発明の能動的単独運転検出方法のみを使った場合における不感帯を示している。受動的単独運転検出方法による不感帯と能動的単独運転検出方法による不感帯が重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。図８と図１７を比較して明らかなように、従来のｃｆ値に相当するパラメータである本発明の周波数変動率ζの各値、０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおいて、本発明のインバータ装置２の不感帯特性は、従来のインバータ装置１０２の不感帯特性とほぼ同等のものが得られた。次に、本発明のインバータ装置２の単独運転検知感度を向上するために、能動的単独運転検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯領域が最も小さくなる、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合について考える。周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合において、本発明のインバータ装置２の能動的単独運転検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯領域は、その周波数変動率ζに相当するｃｆ値として、０．０５を選んだ場合において、従来のインバータ装置１０２のそれとほぼ同一の特性が得られる。従って、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合の本発明のインバータ装置２の能動的単独運転検出方法による不感帯領域と、受動的単独運転検出方法による不感帯領域の重なり合う部分の不感帯領域は、その周波数変動率ζに相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場合において、従来のインバータ装置１０２のそれとほぼ同一のものが得られる。ゆえに、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合の本発明のインバータ装置２の単独運転検知感度は、その周波数変動率に相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場合の従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度とほぼ同等のものが得られる。ところが、前述した図７の説明で、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにおいて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤ_iは、従来のそれと比較して著しく減少するので、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができる。すなわち、本発明のインバータ装置２と従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度を同等の性能とした場合、本発明のインバータ装置２は、従来のインバータ装置１０２と比較して、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができる。
【００９７】
以上で述べたように、本発明のインバータ装置２では、単独運転検知感度を良好にした従来のインバータ装置１０２のように、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって消費される損失が増大すると言う問題を低減する事ができ、単独運転の検知感度を良好にするために、周波数変動率ζを大きくして不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧する事ができるので、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さくてすむという理想的なインバータ装置を提供する事ができる。
【００９８】
なお、実施例の電圧周期演算手段は、ある時点で検出される交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングと、その後検出される交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧周期の平均値を演算したが、ある時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検出される交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧周期の平均値を演算してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００９９】
なお、実施例のピークポイント決定手段は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングから経過させたタイミング、および、交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングから経過させたタイミングをピークポイントとして決定したが、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミングから経過させたタイミング、および、交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミングから経過させたタイミングをピークポイントとして決定してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１００】
なお、実施例のインバータ装置２は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する電流波形１周期分の第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する電流波形１周期分の第２の電流波形を交互に出力しているが、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した第２の電流波形を交互に出力しても良く、その作用効果に差異を生じない。
【０１０１】
【発明の効果】
以上の実施例から明らかなように、本発明によれば、インバータ装置の出力周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与し、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波形が出力を完了する時点で発生するピークポイントにおいて、前記第２の電流波形のピークポイントのタイミングが、前記交流電力系統電圧のピークポイントに一致するようにしているので、インバータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づける事ができ、分散電源として最も大きな利用率でインバータ装置を運転でき、また、単独運転の検知感度を良好にするために、周波数変動率を大きくして、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を抑圧する事ができるので、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さいという効果のあるインバータ装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示すブロック図
【図２】同負荷電圧Ｖ_o、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャート
【図３】同負荷電圧Ｖ_o、ピークポイント同期信号ＰＳ、ＰＩ制御量ＩＹ、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ_pwm、および、インバータ出力電流Ｉ_oのタイミングを示すタイムチャート
【図４】同負荷電圧Ｖ_o、ピークポイント同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉ_oのタイミングを示すタイムチャート
【図５】同今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数Ｆ_iと次回サイクルにて電流歪付与手段によって制御されるインバータ装置の出力電流周波数設定値Ｆ_oの関係を示す図
【図６】同負荷電圧Ｖ_oの周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合のインバータ装置の出力電流の周波数スペクトラムを示す図
【図７】同インバータ装置の周期変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤ_iの関係と従来のインバータ装置のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤ_iの関係を示す図
【図８】同インバータ装置について、任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性を示す図
【図９】従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置の構成図
【図１０】同周波数シフト方式を単独運転検出方式として採用した従来のインバータ装置の検出動作を示すフローチャート
【図１１】同単独運転検出方法によるインバータ装置の出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１２】同単独運転検出方法によるインバータ装置の出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１３】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１４】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１５】同分散電源装置の出力電流と交流電力系統電圧のタイミングを示すタイムチャート
【図１６】同インバータ装置のｃｆ値をパラメータとした出力電流波形の周波数特性を示す周波数スペクトラムを示す図
【図１７】同インバータ装置について任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不感帯の特性図
【図１８】同インバータ装置について調べたｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤ_iの関係を示す図
【符号の説明】
１直流電源
２インバータ装置
３交流電力系統
７負荷
１０インバータ主回路
１４電流歪付与手段
２５電圧周期演算手段
２６ピークポイント検出手段

Claims

直流電力を交流電力系統に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力に生じる周波数変動、もしくは周波数変動に起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置において、該インバータ装置の出力周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備え、電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波形が出力を完了する時点で発生するピークポイントにおいて、前記第２の電流波形のピークポイントのタイミングが、前記交流電力系統電圧のピークポイントに一致するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統電圧の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
第１の電流波形は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結するものであって、第２の電流波形はその出力周波数が下降する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結するものであることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
電流歪付与手段は、ある時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、その後検出される前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して前記交流電力系統電圧周期の平均値を演算する電圧周期演算手段と、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミング、および、前記交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタイミングをピークポイントとして決定するピークポイント決定手段を備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。