JP2003324849A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2003324849A JP2003324849A JP2002126834A JP2002126834A JP2003324849A JP 2003324849 A JP2003324849 A JP 2003324849A JP 2002126834 A JP2002126834 A JP 2002126834A JP 2002126834 A JP2002126834 A JP 2002126834A JP 2003324849 A JP2003324849 A JP 2003324849A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の周波数シフト方式を採用した単独運転
検出方式を搭載した連系インバータ装置において、単独
運転検知感度を上げるために、周波数バイアスの大きい
電流歪を付与すると電流歪み率が大きくなり、電源高調
波が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失損失が
大きくなる問題点があった。 【解決手段】 インバータ装置２の出力周波数に変動が
生じるように、インバータ出力のピークポイントおよび
その近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変
位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連
続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与
手段１４を備えることにより、検知性能が良好で高調波
電流が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失も小
さい単独運転検出方式を搭載したインバータ装置２を提
供できる。
検出方式を搭載した連系インバータ装置において、単独
運転検知感度を上げるために、周波数バイアスの大きい
電流歪を付与すると電流歪み率が大きくなり、電源高調
波が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失損失が
大きくなる問題点があった。 【解決手段】 インバータ装置２の出力周波数に変動が
生じるように、インバータ出力のピークポイントおよび
その近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変
位が連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連
続な周波数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与
手段１４を備えることにより、検知性能が良好で高調波
電流が原因で発生する誘導正負荷に消費される損失も小
さい単独運転検出方式を搭載したインバータ装置２を提
供できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池、風力発
電装置、燃料電池等などを電力供給源とする分散電源が
交流電力系統と連係しつつ負荷に電力を供給するインバ
ータ装置、および、分散電源が負荷へ交流電力を供給中
に、前記インバータ装置が、停電等によって前記交流電
力系統の電源側が遮断され、単独運転状態になったこと
を検知するインバータ装置の単独運転検出方法に関す
る。
電装置、燃料電池等などを電力供給源とする分散電源が
交流電力系統と連係しつつ負荷に電力を供給するインバ
ータ装置、および、分散電源が負荷へ交流電力を供給中
に、前記インバータ装置が、停電等によって前記交流電
力系統の電源側が遮断され、単独運転状態になったこと
を検知するインバータ装置の単独運転検出方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、風力エネルギーを利用して電力を
発生する風力発電や、太陽光エネルギーを利用して電力
を発生する風量発電などの自然エネルギーを有効利用し
た発電設備や、公害を発生しない水素などの燃料を利用
して電力を発生する燃料電池などの発電設備を住宅に自
家発電用として設置し、これらから得られる直流電力を
交流電力に返還し、商用電源との系統連係運転を行うこ
とが考えられている。
発生する風力発電や、太陽光エネルギーを利用して電力
を発生する風量発電などの自然エネルギーを有効利用し
た発電設備や、公害を発生しない水素などの燃料を利用
して電力を発生する燃料電池などの発電設備を住宅に自
家発電用として設置し、これらから得られる直流電力を
交流電力に返還し、商用電源との系統連係運転を行うこ
とが考えられている。
【０００３】このような発電設備と商用電源の連携運転
については、社団法人日本電気協会が発行している分散
型電源系統連係技術指針などに、商用電源による供給電
力の信頼性、安全性、品質、保護協調を確保しつつ円滑
な系統連係運転を行うための技術指針が示されている。
については、社団法人日本電気協会が発行している分散
型電源系統連係技術指針などに、商用電源による供給電
力の信頼性、安全性、品質、保護協調を確保しつつ円滑
な系統連係運転を行うための技術指針が示されている。
【０００４】この技術指針には、「交流電力系統の停電
時に自家用発電設備が系統から切断されない状態で単独
運転を継続していると、停電区域であるべき線路が充電
状態となるため、保守員が感電する恐れがある。」とい
う保安上の問題点のあることを指摘している。
時に自家用発電設備が系統から切断されない状態で単独
運転を継続していると、停電区域であるべき線路が充電
状態となるため、保守員が感電する恐れがある。」とい
う保安上の問題点のあることを指摘している。
【０００５】この技術指針には、上記問題点を指摘した
うえで、以下に示す受動的方式と能動的方式とを組み合
わせ、単独運転検出の有効性を高めた上で、単独運転時
に発電設備を交流電力系統から解列することを推奨して
いる。そして、受動的方式として、電圧位相跳躍検出方
式および周波数変化率検出方式、能動的方式として、周
波数シフト方式（周波数ドリフト方式）、無効電力変動
方式、有効電力変動方式、および、負荷変動方式等を示
している。
うえで、以下に示す受動的方式と能動的方式とを組み合
わせ、単独運転検出の有効性を高めた上で、単独運転時
に発電設備を交流電力系統から解列することを推奨して
いる。そして、受動的方式として、電圧位相跳躍検出方
式および周波数変化率検出方式、能動的方式として、周
波数シフト方式（周波数ドリフト方式）、無効電力変動
方式、有効電力変動方式、および、負荷変動方式等を示
している。
【０００６】周波数シフト方式は、交流電力系統が通常
運転時に分散電源装置の出力に周波数バイアスを与えて
おいて、単独運転移行時に交流電力系統電圧に現れる周
波数変化を検出して単独運転状態になった事を検出する
方式である。従来、単独運転検出方式として周波数シフ
ト方式を利用したインバータ装置には、特開平８−１３
４６５６号公報に記載されたものが知られている。
運転時に分散電源装置の出力に周波数バイアスを与えて
おいて、単独運転移行時に交流電力系統電圧に現れる周
波数変化を検出して単独運転状態になった事を検出する
方式である。従来、単独運転検出方式として周波数シフ
ト方式を利用したインバータ装置には、特開平８−１３
４６５６号公報に記載されたものが知られている。
【０００７】以下、従来の周波数シフト方式を単独運転
検出方式として採用した従来のインバータ装置の構成を
図９に示し、図９を参照しながら説明する。図９に示す
ように、直流電源１０１より供給された直流電力は、イ
ンバータ装置１０２により交流電力系統１０３に連係さ
せつつ交流電力に変換され、負荷１０４に供給されてい
る。負荷１０４にはインバータ装置１０２とは別に、交
流電力系統１０３の交流電力が、遮断器１０５および柱
上トランス１０６を介して供給されている。負荷１０４
にかかる電圧の周波数の上限値ｆｍａｘを監視するオー
バーフレクエンシーリレー（以降ＯＦＲと称す）１０７
と、同周波数の下限値ｆｍｉｎを監視するアンダーフレ
クエンシーリレー（以降ＵＦＲと称す）１０８は、周波
数の上下限値の範囲を超えた事を検出できるようにイン
バータ装置１０２に接続されている。負荷１０４は、図
９に示すように、並列等価抵抗１０９、並列等価インダ
クタンス１１０、および、並列等価キャパシタンス１１
１より成る並列共振回路による等価回路で表現する事が
できる。
検出方式として採用した従来のインバータ装置の構成を
図９に示し、図９を参照しながら説明する。図９に示す
ように、直流電源１０１より供給された直流電力は、イ
ンバータ装置１０２により交流電力系統１０３に連係さ
せつつ交流電力に変換され、負荷１０４に供給されてい
る。負荷１０４にはインバータ装置１０２とは別に、交
流電力系統１０３の交流電力が、遮断器１０５および柱
上トランス１０６を介して供給されている。負荷１０４
にかかる電圧の周波数の上限値ｆｍａｘを監視するオー
バーフレクエンシーリレー（以降ＯＦＲと称す）１０７
と、同周波数の下限値ｆｍｉｎを監視するアンダーフレ
クエンシーリレー（以降ＵＦＲと称す）１０８は、周波
数の上下限値の範囲を超えた事を検出できるようにイン
バータ装置１０２に接続されている。負荷１０４は、図
９に示すように、並列等価抵抗１０９、並列等価インダ
クタンス１１０、および、並列等価キャパシタンス１１
１より成る並列共振回路による等価回路で表現する事が
できる。
【０００８】従来の周波数シフト方式を単独運転検出方
式として採用した従来のインバータ装置１０２の検出動
作を図１０のフローチャートに示す。なお以下の説明に
おいては、交流電力系統の定格周波数をｆ0（例えば６
０Ｈｚ）とした系統連携運転を想定して説明する。
式として採用した従来のインバータ装置１０２の検出動
作を図１０のフローチャートに示す。なお以下の説明に
おいては、交流電力系統の定格周波数をｆ0（例えば６
０Ｈｚ）とした系統連携運転を想定して説明する。
【０００９】交流電力系統１０３が正常であれば、従来
の周波数シフト方式を採用するインバータ装置１０２
は、図１０に示すフローチャートのステップ１１３に
て、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆをほぼｆ＝ｆ
0［Ｈｚ］（ここで、ｆ0は交流電力系統の定格周波数で
例えば５０Ｈｚ）として検出するが、ステップ１１４に
て（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲内にあると判定さ
れるので、インバータ装置１０２は、図１０に示すフロ
ーチャートのステップ１１２→１１３→１１４→１１５
→１１６→１１７→１１８→１１９→１１３、１１２→
１１３→１１４→１１５→１１６→１２０→１１８→１
１９→１１３、または、１１２→１１３→１１４→１１
５→１１６→１２１→１１８→１１９→１１３のループ
を繰り返して、周波数バイアスを与えないＦ＝ｆ0、す
なわち、定格周波数の出力電流を挿入しつつ、定格周波
数ｆ0に＋Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ0＋Δｆ）の
周波数の出力電流、または、定格周波数ｆ0に−Δｆの
バイアスを与えたＦ＝（ｆ0−Δｆ）の周波数の出力電
流を交互に出力する。
の周波数シフト方式を採用するインバータ装置１０２
は、図１０に示すフローチャートのステップ１１３に
て、交流電力系統１０３の電圧の周波数ｆをほぼｆ＝ｆ
0［Ｈｚ］（ここで、ｆ0は交流電力系統の定格周波数で
例えば５０Ｈｚ）として検出するが、ステップ１１４に
て（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲内にあると判定さ
れるので、インバータ装置１０２は、図１０に示すフロ
ーチャートのステップ１１２→１１３→１１４→１１５
→１１６→１１７→１１８→１１９→１１３、１１２→
１１３→１１４→１１５→１１６→１２０→１１８→１
１９→１１３、または、１１２→１１３→１１４→１１
５→１１６→１２１→１１８→１１９→１１３のループ
を繰り返して、周波数バイアスを与えないＦ＝ｆ0、す
なわち、定格周波数の出力電流を挿入しつつ、定格周波
数ｆ0に＋Δｆのバイアスを与えたＦ＝（ｆ0＋Δｆ）の
周波数の出力電流、または、定格周波数ｆ0に−Δｆの
バイアスを与えたＦ＝（ｆ0−Δｆ）の周波数の出力電
流を交互に出力する。
【００１０】交流電力系統１０３が停電となったとき、
前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置
１０２が周波数 Ｆ＝（ｆ0＋Δｆ）の出力電流を出力
した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０
３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電
流の周波数に等しい Ｆ＝（ｆ0＋Δｆ）として検出さ
れ、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、
（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲外にあると判定され
るので、ステップ１２２にて、（ｆ＞ｆ0）と判定し、
図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２
→１２３→１１８→１１９→１１３のループを繰り返
し、出力電流の周波数を上昇させ、このループを何度か
繰り返したところで、周波数上限値ｆｍａｘに達した事
を監視していたＯＦＲ１０７の信号を検出したインバー
タ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態
になったことを検出して出力を停止する。
前回サイクルのステップ１２１においてインバータ装置
１０２が周波数 Ｆ＝（ｆ0＋Δｆ）の出力電流を出力
した場合、ステップ１１３において、交流電力系統１０
３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の出力電
流の周波数に等しい Ｆ＝（ｆ0＋Δｆ）として検出さ
れ、インバータ装置１０２は、ステップ１１４にて、
（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲外にあると判定され
るので、ステップ１２２にて、（ｆ＞ｆ0）と判定し、
図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１２２
→１２３→１１８→１１９→１１３のループを繰り返
し、出力電流の周波数を上昇させ、このループを何度か
繰り返したところで、周波数上限値ｆｍａｘに達した事
を監視していたＯＦＲ１０７の信号を検出したインバー
タ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状態
になったことを検出して出力を停止する。
【００１１】また、交流電力系統１０３が停電となった
とき、前回サイクルのステップ１２１においてインバー
タ装置１０２が周波数 Ｆ＝（ｆ0−Δｆ）の出力電流
を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系
統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の
出力電流の周波数に等しい Ｆ＝（ｆ0−Δｆ）として
検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４に
て、（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲外にあると判定
し、ステップ１２２にて、（ｆ＜ｆ0）と判定するの
で、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１
２２→１２５→１１８→１１９→１１３のループを繰り
返し、出力電流の周波数を減少させ、このループを何度
か繰り返したところで、周波数下限値ｆｍｉｎに達した
事を監視していたＵＦＲ１０８の信号を検出したインバ
ータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状
態になったことを検出して出力を停止する。
とき、前回サイクルのステップ１２１においてインバー
タ装置１０２が周波数 Ｆ＝（ｆ0−Δｆ）の出力電流
を出力した場合、ステップ１１３において、交流電力系
統１０３の電圧の周波数ｆは、インバータ装置１０２の
出力電流の周波数に等しい Ｆ＝（ｆ0−Δｆ）として
検出され、インバータ装置１０２は、ステップ１１４に
て、（ｆ0−ｆa）〜（ｆ0＋ｆa）の範囲外にあると判定
し、ステップ１２２にて、（ｆ＜ｆ0）と判定するの
で、図１０に示すステップ１１２→１１３→１１４→１
２２→１２５→１１８→１１９→１１３のループを繰り
返し、出力電流の周波数を減少させ、このループを何度
か繰り返したところで、周波数下限値ｆｍｉｎに達した
事を監視していたＵＦＲ１０８の信号を検出したインバ
ータ装置１０２はステップ１２４を実行し、単独運転状
態になったことを検出して出力を停止する。
【００１２】図１１（ａ）〜（ｂ）は従来の単独運転検
出方法によるインバータ装置１０２の出力電流波形のタ
イミングを示すタイムチャートであって、交流電力系統
１０３の定格電圧よりも高い周波数変動を与える歪みを
付与したインバータ出力電流を図１１（ａ）、交流電力
系統の定格電圧よりも低い周波数変動を与える歪みを付
与したインバータ出力電流を図１１（ｂ）に示すもので
ある。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１
０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ
装置１０２の出力電流波形を示す。
出方法によるインバータ装置１０２の出力電流波形のタ
イミングを示すタイムチャートであって、交流電力系統
１０３の定格電圧よりも高い周波数変動を与える歪みを
付与したインバータ出力電流を図１１（ａ）、交流電力
系統の定格電圧よりも低い周波数変動を与える歪みを付
与したインバータ出力電流を図１１（ｂ）に示すもので
ある。図において、点線で示す波形は、交流電力系統１
０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ
装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１３】図１１（ａ）に示すように、従来のインバ
ータ装置１０２は、出力電流の周波数が増加するよう
に、ゼロクロスポイントを期間終点する所定期間ｔzが
出力ゼロとなるわずかに歪んだ電流を出力する。図１１
（ａ）に示すｔ0は、交流電力系統の電圧波形の半周期
であり、ｔ1はインバータ装置１０２の出力電流波形の
正弦波形部分の半周期である。ここで、電圧波形の半周
期、すなわち、ｔ0に対するゼロ時間ｔzの割合は、チョ
ッピング・フリクションｃｆ（以降、ｃｆ値と称する）
と呼ばれる。図１１（ａ）に示すインバータ１０２の出
力電流は、交流電力系統電圧の定格半周期ｔ0よりも短
い半周期ｔ1の基本波成分を持つので、第１半サイクル
において交流電力系統電圧の定格周波数ｆ0よりも高い
周波数となる。次の第２の半サイクルが始まる前に、イ
ンバータ装置１０２の出力電流がゼロに達したとき、出
力電流は、時間ｔzの期間、交流電力系統電圧の次の半
サイクルが始まるまで、ゼロを維持しつづける。次の半
サイクルについては、インバータ装置１０２の出力電流
と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第
１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力され
る。
ータ装置１０２は、出力電流の周波数が増加するよう
に、ゼロクロスポイントを期間終点する所定期間ｔzが
出力ゼロとなるわずかに歪んだ電流を出力する。図１１
（ａ）に示すｔ0は、交流電力系統の電圧波形の半周期
であり、ｔ1はインバータ装置１０２の出力電流波形の
正弦波形部分の半周期である。ここで、電圧波形の半周
期、すなわち、ｔ0に対するゼロ時間ｔzの割合は、チョ
ッピング・フリクションｃｆ（以降、ｃｆ値と称する）
と呼ばれる。図１１（ａ）に示すインバータ１０２の出
力電流は、交流電力系統電圧の定格半周期ｔ0よりも短
い半周期ｔ1の基本波成分を持つので、第１半サイクル
において交流電力系統電圧の定格周波数ｆ0よりも高い
周波数となる。次の第２の半サイクルが始まる前に、イ
ンバータ装置１０２の出力電流がゼロに達したとき、出
力電流は、時間ｔzの期間、交流電力系統電圧の次の半
サイクルが始まるまで、ゼロを維持しつづける。次の半
サイクルについては、インバータ装置１０２の出力電流
と、交流電力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第
１半サイクルと同様な歪みを付与した電流が出力され
る。
【００１４】図１１（ｂ）に示すように、インバータ装
置１０２は、出力電流の周波数が減少するように、出力
電流波形のピークポイントからゼロクロスポイントに至
る下降波形経路側に任意の電流を出力するわずかに歪ん
だ電流を出力する。図１１（ｂ）に示すｔ2はインバー
タ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期で
ある。図１１（ｂ）に示すインバータ１０２の出力電流
は、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格半
周期ｔ0よりも長い半周期ｔ2の基本波成分を持つので、
定格周波数ｆ0よりも低い周波数となる。次の半サイク
ルについては、インバータ１０２の出力電流と、交流電
力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイク
ルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
置１０２は、出力電流の周波数が減少するように、出力
電流波形のピークポイントからゼロクロスポイントに至
る下降波形経路側に任意の電流を出力するわずかに歪ん
だ電流を出力する。図１１（ｂ）に示すｔ2はインバー
タ装置１０２の出力電流波形の正弦波形部分の半周期で
ある。図１１（ｂ）に示すインバータ１０２の出力電流
は、第１半サイクルにおいて交流電力系統電圧の定格半
周期ｔ0よりも長い半周期ｔ2の基本波成分を持つので、
定格周波数ｆ0よりも低い周波数となる。次の半サイク
ルについては、インバータ１０２の出力電流と、交流電
力系統電圧の方向が逆向きとなるだけで、第１半サイク
ルと同様な歪みを付与した電流が出力される。
【００１５】このインバータ装置１０２によるインバー
タ出力電流波形の歪ませ方は、図１１（ａ）に示したほ
か、図１２（ａ）に示すように、ゼロクロスポイントを
含んだその両側の所定期間ｔzが出力レベルゼロとなる
歪みをインバータ出力に付与しても良い、そうすれば、
インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ
1は、定格周波数の半周期ｔ0よりも短くなる結果、出力
電流の周波数は定格周波数ｆ0より高くなる。
タ出力電流波形の歪ませ方は、図１１（ａ）に示したほ
か、図１２（ａ）に示すように、ゼロクロスポイントを
含んだその両側の所定期間ｔzが出力レベルゼロとなる
歪みをインバータ出力に付与しても良い、そうすれば、
インバータ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ
1は、定格周波数の半周期ｔ0よりも短くなる結果、出力
電流の周波数は定格周波数ｆ0より高くなる。
【００１６】さらには、図１１（ｂ）に示したほか、図
１２（ｂ）に示すように、ゼロクロスポイントを含んだ
その両波高ピーク側に任意の出力を出力する歪をインバ
ータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、インバー
タ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ2は、定
格周波数の半周期ｔ0よりも長くなる結果、出力電流の
周波数は定格周波数ｆ0より高くなる。
１２（ｂ）に示すように、ゼロクロスポイントを含んだ
その両波高ピーク側に任意の出力を出力する歪をインバ
ータ出力波形に付与してもよい。そうすれば、インバー
タ装置１０２の出力電流の見かけ上の半周期ｔ2は、定
格周波数の半周期ｔ0よりも長くなる結果、出力電流の
周波数は定格周波数ｆ0より高くなる。
【００１７】図１１（ａ）〜（ｂ）に示したようなイン
バータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１
０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバー
タ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が
正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形を図１３
に示す。図において、点線で示す波形は、交流電力系統
１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバー
タ装置１０２の出力電流波形を示す。
バータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使って、図１
０のフローチャートに示した検出動作に従ってインバー
タ装置１０２を制御した場合において、交流電力系統が
正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形を図１３
に示す。図において、点線で示す波形は、交流電力系統
１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバー
タ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１８】さらに、図１２（ａ）〜（ｂ）に示したよ
うなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使っ
て、図１０のフローチャートに示した検出動作に従って
インバータ装置１０２を制御した場合において、交流電
力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形
を図１４に示す。図において、点線で示す波形は、交流
電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、
インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
うなインバータ装置１０２の出力電流の歪ませ方を使っ
て、図１０のフローチャートに示した検出動作に従って
インバータ装置１０２を制御した場合において、交流電
力系統が正常時のインバータ装置１０２の出力電流波形
を図１４に示す。図において、点線で示す波形は、交流
電力系統１０３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、
インバータ装置１０２の出力電流波形を示す。
【００１９】ところで、図１５（ａ）〜（ｂ）は、それ
ぞれ、分散電源装置の出力電流と、交流電力系統電圧の
タイミングを示すタイムチャートで、交流電力系統と連
系しつつ直流電力を交流電力に変換する分散型電源装置
にあっては、図１５（ａ）に示す分散型電源装置の出力
電流は、その位相が、図１５（ｂ）に示す交流電力系統
電圧の位相に一致させて運転するのが、直流を交流に変
換する電力変換器としての利用率が最も高い理想的な状
態である。図１３および図１４で明らかなよう、従来の
インバータ装置１０２は、理想的な分散型電源装置のよ
うに、その出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に
出来るかぎり一致するように、ゼロクロスポイント近傍
で周波数変動をともなう歪が付与されるような電流が出
力されているので、直流電力を交流電力に変換する電力
変換器の利用率が高くなる出来る限り理想に近い良好な
状態で運転されていると言う事が言える。
ぞれ、分散電源装置の出力電流と、交流電力系統電圧の
タイミングを示すタイムチャートで、交流電力系統と連
系しつつ直流電力を交流電力に変換する分散型電源装置
にあっては、図１５（ａ）に示す分散型電源装置の出力
電流は、その位相が、図１５（ｂ）に示す交流電力系統
電圧の位相に一致させて運転するのが、直流を交流に変
換する電力変換器としての利用率が最も高い理想的な状
態である。図１３および図１４で明らかなよう、従来の
インバータ装置１０２は、理想的な分散型電源装置のよ
うに、その出力電流の位相が交流電力系統電圧の位相に
出来るかぎり一致するように、ゼロクロスポイント近傍
で周波数変動をともなう歪が付与されるような電流が出
力されているので、直流電力を交流電力に変換する電力
変換器の利用率が高くなる出来る限り理想に近い良好な
状態で運転されていると言う事が言える。
【００２０】図１６は、従来のインバータ装置１０２の
ｃｆ値をパラメータとした出力電流波形の周波数特性を
示す周波数スペクトラムで、ｃｆ値が０．０５、０．０
２、および、０．０１の各場合について測定した結果を
示す。インバータ装置１０２の出力電流波形は、図１３
に示すようにゼロクロスポイント近傍において歪みを付
与された隅関数となるので、出力電流の周波数特性は、
奇数次の高調波成分のみが存在する図１６に示すような
周波数スペクトラムとなる。図で明らかなように、ｃｆ
値が大きな値をとるほど、出力電流の高調波成分の振幅
は大きくなるという傾向を示している。
ｃｆ値をパラメータとした出力電流波形の周波数特性を
示す周波数スペクトラムで、ｃｆ値が０．０５、０．０
２、および、０．０１の各場合について測定した結果を
示す。インバータ装置１０２の出力電流波形は、図１３
に示すようにゼロクロスポイント近傍において歪みを付
与された隅関数となるので、出力電流の周波数特性は、
奇数次の高調波成分のみが存在する図１６に示すような
周波数スペクトラムとなる。図で明らかなように、ｃｆ
値が大きな値をとるほど、出力電流の高調波成分の振幅
は大きくなるという傾向を示している。
【００２１】図１７は、従来のインバータ装置１０２に
ついて任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不
感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界
点をプロットして得た不感帯の特性図である。すなわ
ち、従来の周波数シフト方式を採用した従来のインバー
タ装置１０２について、図９で述べた負荷７の並列等価
抵抗１０９の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタン
ス１１０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等
価キャパシタンス１１１のキャパシタンスをＣ［Ｆ］と
おき、等価インダクタンスＬを横軸に、負荷７の等価キ
ャパシタンスＣを縦軸にとり、ｃｆ値をパラメータとし
て変化させた場合の不感帯を調べた実験結果が図１７で
ある。実験では、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合につい
て述べてある。図において横軸に平行な２本の点線は、
ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転
検出方法として使った場合において、任意の等価インダ
クタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キ
ャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。す
なわち、横軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、Ｏ
ＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検
出方法として使った場合における不感帯領域を示してい
る。
ついて任意の並列等価インダクタンスの値に対して、不
感帯として動作する並列等価キャパシタンスの値の限界
点をプロットして得た不感帯の特性図である。すなわ
ち、従来の周波数シフト方式を採用した従来のインバー
タ装置１０２について、図９で述べた負荷７の並列等価
抵抗１０９の抵抗値をＲ［Ω］、並列等価インダクタン
ス１１０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、および、並列等
価キャパシタンス１１１のキャパシタンスをＣ［Ｆ］と
おき、等価インダクタンスＬを横軸に、負荷７の等価キ
ャパシタンスＣを縦軸にとり、ｃｆ値をパラメータとし
て変化させた場合の不感帯を調べた実験結果が図１７で
ある。実験では、等価抵抗Ｒは１４．４Ωの場合につい
て述べてある。図において横軸に平行な２本の点線は、
ＯＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転
検出方法として使った場合において、任意の等価インダ
クタンスＬの値に対して、不感帯として動作する等価キ
ャパシタンスＣの限界点をプロットしたものである。す
なわち、横軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、Ｏ
ＦＲ１０７またはＵＦＲ１０８のみを受動的単独運転検
出方法として使った場合における不感帯領域を示してい
る。
【００２２】次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線
は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出
方式として使った従来のインバータ装置１０２につい
て、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯
として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロッ
トしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線
で示す曲線で囲まれた領域は、従来の周波数シフト方式
のみを能動的単独運転検出方法として使った場合におけ
る不感帯を示している。受動的単独運転による不感帯と
能動的単独運転による不感帯の領域が重なり合わない場
合、システム全体として不感帯が存在しない理想的な特
性を得ていると言える。また、受動的単独運転による不
感帯と能動的単独運転による不感帯が重なり合う領域が
小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小
さい良好な特性を得ていると言える。図で明らかなよう
に、ｃｆ値として大きな値を選んだ方が不感帯の重なり
合う領域が小さくなる良好な特性が得られるという事が
わかる。
は、従来の周波数シフト方式のみを能動的単独運転検出
方式として使った従来のインバータ装置１０２につい
て、任意の等価インダクタンスＬの値に対して、不感帯
として動作する等価キャパシタンスＣの限界点をプロッ
トしたものである。すなわち、一点鎖線または二点鎖線
で示す曲線で囲まれた領域は、従来の周波数シフト方式
のみを能動的単独運転検出方法として使った場合におけ
る不感帯を示している。受動的単独運転による不感帯と
能動的単独運転による不感帯の領域が重なり合わない場
合、システム全体として不感帯が存在しない理想的な特
性を得ていると言える。また、受動的単独運転による不
感帯と能動的単独運転による不感帯が重なり合う領域が
小さい場合、システム全体として不感帯となる領域が小
さい良好な特性を得ていると言える。図で明らかなよう
に、ｃｆ値として大きな値を選んだ方が不感帯の重なり
合う領域が小さくなる良好な特性が得られるという事が
わかる。
【００２３】次に、従来のインバータ装置２について調
べたｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤiの関係を図１８
に示す。図に示すように、ｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤi
の関係は線形比例していることがわかる。一般的に、電
流歪み率ＴＨＤiが大きくなるほど、交流電力系統に接
続されるトランスや各種回転電機のような誘導性負荷に
よって消費される損失が増大する事が知られており、図
１８に示す特性から、ｃｆ値を大きくとるほど、誘導性
負荷等によって消費される損失が増大する事がわかる。
べたｃｆ値と出力電流の歪み率ＴＨＤiの関係を図１８
に示す。図に示すように、ｃｆ値と電流歪み率ＴＨＤi
の関係は線形比例していることがわかる。一般的に、電
流歪み率ＴＨＤiが大きくなるほど、交流電力系統に接
続されるトランスや各種回転電機のような誘導性負荷に
よって消費される損失が増大する事が知られており、図
１８に示す特性から、ｃｆ値を大きくとるほど、誘導性
負荷等によって消費される損失が増大する事がわかる。
【００２４】以上述べたように、図１７の説明で述べた
特性から、従来の周波数シフト方式による能動的独運転
方式では、不感帯の領域を小さくするか、または、不感
帯の領域を無くして、単独運転検知感度を良好にするた
めには、ｃｆ値を大きくする必要があるが、図１８に述
べた特性から、ｃｆ値を大きくすると、電流歪み率ＴＨ
Ｄiが増大し、誘導性負荷によって消費される損失が増
大するという問題点があった。
特性から、従来の周波数シフト方式による能動的独運転
方式では、不感帯の領域を小さくするか、または、不感
帯の領域を無くして、単独運転検知感度を良好にするた
めには、ｃｆ値を大きくする必要があるが、図１８に述
べた特性から、ｃｆ値を大きくすると、電流歪み率ＴＨ
Ｄiが増大し、誘導性負荷によって消費される損失が増
大するという問題点があった。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】このような出力周波数
に変動が生じるように、所定の信号を与えることによ
り、出力波形のゼロクロスポイントおよびその近傍の所
定区間を歪ませ、この歪みにより生じるインバータ装置
の周波数変動を検出してインバータ装置の単独運転を検
知する従来の単独運転検出方法を搭載する従来のインバ
ータ装置では、単独運転検知感度を上げるため、不感帯
の領域を小さくする、または、不感帯の領域を無くすた
めにｃｆ値を大きく設定する必要があったが、ｃｆ値を
大きく設定すると、インバータ装置の出力電流の高調波
成分が大きくなり、出力電流の電流歪み率が増大し、高
調波電流が原因となって発生する交流電力系統に接続さ
れる誘導性負荷に消費される損失が増大するという問題
点があり、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域
を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出
力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を
抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によ
って消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知
感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷
に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載した
インバータ装置が要求されている。
に変動が生じるように、所定の信号を与えることによ
り、出力波形のゼロクロスポイントおよびその近傍の所
定区間を歪ませ、この歪みにより生じるインバータ装置
の周波数変動を検出してインバータ装置の単独運転を検
知する従来の単独運転検出方法を搭載する従来のインバ
ータ装置では、単独運転検知感度を上げるため、不感帯
の領域を小さくする、または、不感帯の領域を無くすた
めにｃｆ値を大きく設定する必要があったが、ｃｆ値を
大きく設定すると、インバータ装置の出力電流の高調波
成分が大きくなり、出力電流の電流歪み率が増大し、高
調波電流が原因となって発生する交流電力系統に接続さ
れる誘導性負荷に消費される損失が増大するという問題
点があり、単独運転検知感度を上げるため、不感帯領域
を小さくするか、または、不感帯領域を無くしても、出
力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪み率を
抑圧して、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷によ
って消費される損失を低減する事ができ、単独運転検知
感度が良好で、高調波電流が原因で発生する誘導性負荷
に消費される損失が小さい単独運転検知方法を搭載した
インバータ装置が要求されている。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は上記目的を達成するために、直流電力を交流電力系統
に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流
電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にイン
バータ出力に生じる周波数変動、もしくは周波数変動に
起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を
検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置にお
いて、該インバータ装置の出力周波数に変動が生じるよ
うに、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍
の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続
で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波
数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備
えることを特徴とするインバータ装置としたものであ
る。
は上記目的を達成するために、直流電力を交流電力系統
に連係させつつ交流に変換して負荷に供給し、前記交流
電力系統との連係を離れて単独運転をはじめた際にイン
バータ出力に生じる周波数変動、もしくは周波数変動に
起因する変動を検出してインバータ主回路の単独運転を
検知する単独運転検知手段を有するインバータ装置にお
いて、該インバータ装置の出力周波数に変動が生じるよ
うに、インバータ出力のピークポイントおよびその近傍
の所定区間において、インバータ出力電流の変位が連続
で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な周波
数変動をともなう電流歪を付与する電流歪付与手段を備
えることを特徴とするインバータ装置としたものであ
る。
【００２７】本発明によれば、単独運転検知感度を上げ
るため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領
域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力
電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生
する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事が
でき、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で
発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転
検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
るため、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯領
域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出力
電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原因で発生
する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事が
でき、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因で
発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい単独運転
検知方法を搭載したインバータ装置が得られる。
【００２８】また他の手段は、電流歪付与手段は、交流
電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数
区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する
電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が
下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り
返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波
形が出力を完了する時点から最短時間で発生するピーク
ポイントにおいて、前記第２の電流波形の位相が、前記
交流電力系統電圧の位相に一致するようにしたことを特
徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものであ
る。
電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む所定の周波数
区間の範囲内にある場合は、その出力周波数が上昇する
電流歪を付与する第１の電流波形と、その出力周波数が
下降する電流歪を付与する第２の電流波形を交互に繰り
返して出力し、前記第１の電流波形と前記第２の電流波
形が出力を完了する時点から最短時間で発生するピーク
ポイントにおいて、前記第２の電流波形の位相が、前記
交流電力系統電圧の位相に一致するようにしたことを特
徴とする請求項１記載のインバータ装置としたものであ
る。
【００２９】そして本発明によれば、単独運転検知感度
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
【００３０】また他の手段は、電流歪付与手段は、交流
電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周
波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統電圧
の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周
波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力
することを特徴とする請求項１または請求項２記載のイ
ンバータ装置としたものである。
電力系統電圧の周波数が定格周波数を含む前記所定の周
波数区間の範囲外にある場合は、前記交流電力系統電圧
の周波数変化に応じて正帰還ループでインバータ出力周
波数が変化するような電流歪を付与する電流波形を出力
することを特徴とする請求項１または請求項２記載のイ
ンバータ装置としたものである。
【００３１】そして本発明によれば、単独運転検知感度
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
【００３２】また他の手段は、第１の電流波形は、その
出力周波数が上昇する電流歪を付与する出力電流の周期
を任意回連結するものであって、第２の電流波形はその
出力周波数が下降する電流歪を付与する出力電流の周期
を任意回連結するものであることを特徴とする請求項２
記載のインバータ装置としたものである。
出力周波数が上昇する電流歪を付与する出力電流の周期
を任意回連結するものであって、第２の電流波形はその
出力周波数が下降する電流歪を付与する出力電流の周期
を任意回連結するものであることを特徴とする請求項２
記載のインバータ装置としたものである。
【００３３】そして本発明によれば、単独運転検知感度
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
【００３４】また他の手段は、電流歪付与手段は、ある
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、
その後検出される前記交流電力系統電圧の極性が正から
負または負から正のどちらか一方に変動するタイミング
までの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電
力系統電圧一周期分の出現個数で除算して前記交流電力
系統電圧周期の平均値を演算する電圧周期演算手段と、
該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、
前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正
のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタ
イミング、および、前記交流電力系統電圧周期の平均値
の４分の３に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の
極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動す
るタイミングから経過させたタイミングをピークポイン
トとして決定するピークポイント決定手段を備えること
を特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ
装置としたものである。
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、
その後検出される前記交流電力系統電圧の極性が正から
負または負から正のどちらか一方に変動するタイミング
までの経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電
力系統電圧一周期分の出現個数で除算して前記交流電力
系統電圧周期の平均値を演算する電圧周期演算手段と、
該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間を、
前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正
のどちらか一方に変動するタイミングから経過させたタ
イミング、および、前記交流電力系統電圧周期の平均値
の４分の３に相当する期間を、前記交流電力系統電圧の
極性が正から負または負から正のどちらか一方に変動す
るタイミングから経過させたタイミングをピークポイン
トとして決定するピークポイント決定手段を備えること
を特徴とする請求項１または請求項２記載のインバータ
装置としたものである。
【００３５】そして本発明によれば、単独運転検知感度
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
を上げるため、不感帯領域を小さくするか、または、不
感帯領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さ
く、出力電流の電流歪み率を抑圧して、高調波電流が原
因で発生する誘導性負荷によって消費される損失を低減
する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流
が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さい
単独運転検知方法を搭載したインバータ装置が得られ
る。
【００３６】
【発明の実施の形態】本発明は、インバータ装置の出力
周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピーク
ポイントおよびその近傍の所定区間において、インバー
タ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流
の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与
することを特徴としたものであり、単独運転の検知感度
を良好にするために周波数変動の大きい電流歪を付与し
ても、ピークポイントまたはその近傍において発生する
出力電流の高調波成分は極めて微小な振幅となり、イン
バータ出力電流歪率は極めて微小な値となるので、高調
波電流が原因で発生する誘導性負荷による損失は僅かな
値にとどめる事ができ、高調波電流が原因で発生する誘
導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知感度の
良好なインバータ装置が得られるという作用を有する。
周波数に変動が生じるように、インバータ出力のピーク
ポイントおよびその近傍の所定区間において、インバー
タ出力電流の変位が連続で、かつ、インバータ出力電流
の周波数が不連続な周波数変動をともなう電流歪を付与
することを特徴としたものであり、単独運転の検知感度
を良好にするために周波数変動の大きい電流歪を付与し
ても、ピークポイントまたはその近傍において発生する
出力電流の高調波成分は極めて微小な振幅となり、イン
バータ出力電流歪率は極めて微小な値となるので、高調
波電流が原因で発生する誘導性負荷による損失は僅かな
値にとどめる事ができ、高調波電流が原因で発生する誘
導性負荷に消費される損失が小さい単独運転検知感度の
良好なインバータ装置が得られるという作用を有する。
【００３７】また、交流電力系統電圧の周波数が定格周
波数を含む周波数区間の範囲内にある場合は、その出力
周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、
その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流
波形を交互に繰り返して出力することを特徴としたもの
であり、単独運転時に移行した時に、交流電力系統に接
続される誘導性負荷によってインバータ出力周波数が上
昇したり、または、交流電力系統に接続される容量性負
荷によりインバータ出力周波数が下降することがあって
も、ある期間は電流歪付与による周波数変動と負荷によ
る周波数変動が相殺し合って単独運転を検出できなくな
っても、次の期間では周波数変動を助長し合うようにな
るので、インバータ出力周波数は確実に変動する事にな
り、確実に単独運転を検知できる。また、このように交
互に出力される第１と第２の電流波形が出力を完結する
交流電力系統電圧の前記ピークポイントにおいて、その
出力電流の位相が、交流電力系統電圧の位相に一致する
ようにしたことを特徴としたものであり、インバータ装
置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系
統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づけ
る事ができ、分散電源として最も大きな利用率でインバ
ータ装置を運転できるという作用を有する。
波数を含む周波数区間の範囲内にある場合は、その出力
周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形と、
その出力周波数が下降する電流歪を付与する第２の電流
波形を交互に繰り返して出力することを特徴としたもの
であり、単独運転時に移行した時に、交流電力系統に接
続される誘導性負荷によってインバータ出力周波数が上
昇したり、または、交流電力系統に接続される容量性負
荷によりインバータ出力周波数が下降することがあって
も、ある期間は電流歪付与による周波数変動と負荷によ
る周波数変動が相殺し合って単独運転を検出できなくな
っても、次の期間では周波数変動を助長し合うようにな
るので、インバータ出力周波数は確実に変動する事にな
り、確実に単独運転を検知できる。また、このように交
互に出力される第１と第２の電流波形が出力を完結する
交流電力系統電圧の前記ピークポイントにおいて、その
出力電流の位相が、交流電力系統電圧の位相に一致する
ようにしたことを特徴としたものであり、インバータ装
置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流電力系
統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく近づけ
る事ができ、分散電源として最も大きな利用率でインバ
ータ装置を運転できるという作用を有する。
【００３８】また、交流電力系統電圧の周波数が定格周
波数を含む所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前
記交流電力系統電圧の周波数変化に応じて正帰還ループ
でインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与
する電流波形を出力することを特徴としたものであり、
インバータ装置が単独運転に移行した際に、負荷電圧周
波数は正帰還ループで加速されて迅速に変動して単独運
転と判定される周波数上限値または周波数下限値に達す
るので、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出
できるという作用を有する。
波数を含む所定の周波数区間の範囲外にある場合は、前
記交流電力系統電圧の周波数変化に応じて正帰還ループ
でインバータ出力周波数が変化するような電流歪を付与
する電流波形を出力することを特徴としたものであり、
インバータ装置が単独運転に移行した際に、負荷電圧周
波数は正帰還ループで加速されて迅速に変動して単独運
転と判定される周波数上限値または周波数下限値に達す
るので、単独運転に移行した際に迅速に単独運転を検出
できるという作用を有する。
【００３９】また、インバータ装置の出力周波数が上昇
する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結する
第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を
付与する出力電流の周期を任意回連結する第２の電流波
形を交互に出力することを特徴としたものであり、第１
と第２の電流波形が出力を完結する期間において、出力
電流の平均値は零となり直流成分が消失するので、直流
成分が交流電力系統に加わる事によって発生する各種電
気機器への悪影響が発生しないという作用を有する。
する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結する
第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を
付与する出力電流の周期を任意回連結する第２の電流波
形を交互に出力することを特徴としたものであり、第１
と第２の電流波形が出力を完結する期間において、出力
電流の平均値は零となり直流成分が消失するので、直流
成分が交流電力系統に加わる事によって発生する各種電
気機器への悪影響が発生しないという作用を有する。
【００４０】また、本発明の電圧周期演算手段は、ある
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、
その後検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングまで
の経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系
統電圧一周期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧
周期の平均値を演算することを特徴としたものであり、
負荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一
方に変動するタイミングのゼロクロスポイントのみの間
隔から計測される電圧周期は、負荷電圧の波形変化の影
響を受けずに安定した電圧周期が得られ、その安定した
電圧周期の平均値を演算する事による低域フィルタ効果
により高周波成分を除去した、さらに安定した電圧周期
平均値を得ることができる。また、本発明のピークポイ
ント決定手段は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に
相当する期間を、該交流電力系統電圧の極性が正から負
または負から正のどちらか一方に変動するタイミングか
ら経過させたタイミング、および、該交流電力系統電圧
周期の平均値の４分の３に相当する期間を、該交流電力
系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一
方に変動するタイミングから経過させたタイミングをピ
ークポイントとして決定することを特徴としたものであ
り、負荷の状態によって変化する負荷電圧の波形変化に
よる発生タイミングのばらつきがほとんど発生しない負
荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方
に変動するタイミングのゼロクロスポイントの位置か
ら、安定した該電圧周期平均値の４分の１と４分の３の
時間を経過させたタイミングでピークポイントを決定し
ているので、発生タイミングのばらつきがほとんどない
安定したタイミングのピークポイントを得ることがで
き、発生タイミングのばらつきのない安定したタイミン
グでピークポイントを決定する事により、ピークポイン
トを基に歪電流を作成する動作を確実にして、本発明の
インバータ装置が確実に動作できるという作用を有す
る。
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングと、
その後検出される交流電力系統電圧の極性が正から負ま
たは負から正のどちらか一方に変動するタイミングまで
の経過時間を、該経過時間内に出現する前記交流電力系
統電圧一周期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧
周期の平均値を演算することを特徴としたものであり、
負荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一
方に変動するタイミングのゼロクロスポイントのみの間
隔から計測される電圧周期は、負荷電圧の波形変化の影
響を受けずに安定した電圧周期が得られ、その安定した
電圧周期の平均値を演算する事による低域フィルタ効果
により高周波成分を除去した、さらに安定した電圧周期
平均値を得ることができる。また、本発明のピークポイ
ント決定手段は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に
相当する期間を、該交流電力系統電圧の極性が正から負
または負から正のどちらか一方に変動するタイミングか
ら経過させたタイミング、および、該交流電力系統電圧
周期の平均値の４分の３に相当する期間を、該交流電力
系統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一
方に変動するタイミングから経過させたタイミングをピ
ークポイントとして決定することを特徴としたものであ
り、負荷の状態によって変化する負荷電圧の波形変化に
よる発生タイミングのばらつきがほとんど発生しない負
荷電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方
に変動するタイミングのゼロクロスポイントの位置か
ら、安定した該電圧周期平均値の４分の１と４分の３の
時間を経過させたタイミングでピークポイントを決定し
ているので、発生タイミングのばらつきがほとんどない
安定したタイミングのピークポイントを得ることがで
き、発生タイミングのばらつきのない安定したタイミン
グでピークポイントを決定する事により、ピークポイン
トを基に歪電流を作成する動作を確実にして、本発明の
インバータ装置が確実に動作できるという作用を有す
る。
【００４１】以下、本発明の実施例について図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
【００４２】
【実施例】図１は本発明の実施例を示すブロック図であ
る、図１に示すように、直流電源１より供給された直流
電力は、インバータ装置２により交流電力系統３に連係
させつつ交流電力に変換され、並列等価抵抗４、並列等
価インダクタンス５、並列等価キャパシタンス６より構
成される負荷７に供給されている。負荷７にはインバー
タ装置２とは別に、交流電力系統３の交流電力が、遮断
器８および柱上トランス９を介して供給されている。
る、図１に示すように、直流電源１より供給された直流
電力は、インバータ装置２により交流電力系統３に連係
させつつ交流電力に変換され、並列等価抵抗４、並列等
価インダクタンス５、並列等価キャパシタンス６より構
成される負荷７に供給されている。負荷７にはインバー
タ装置２とは別に、交流電力系統３の交流電力が、遮断
器８および柱上トランス９を介して供給されている。
【００４３】インバータ装置２は、直流電源１より供給
された直流電力を交流電力系統３に連系させつつ交流電
力に変換して負荷７に供給するインバータ主回路１０
と、負荷７に供給された負荷電圧Ｖoを検出する電圧検
出器１１と、負荷電圧Ｖoを基にしてゼロクロスポイン
トのタイミングを検出してゼロクロス同期信号ＺＳを発
生するゼロクロス検出回路１２と、インバータ主回路１
０が出力する出力電流Ｉoを検出する電流検出回路１３
と、負荷電圧Ｖo、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、
出力電流Ｉoを基にして単独運転検知をするために電流
歪を付与した電流がインバータ２から出力されるように
インバータ主回路１０をＰＷＭ制御するゲートパルス信
号ＧＰを発生する電流歪付与手段１４と、電流歪付与手
段１４が出力するゲートパルス信号ＧＰを基にしてイン
バータ主回路１０を駆動するゲートドライブ信号ＧＤを
発生するゲートドライブ回路１５を備えている。インバ
ータ主回路１０と負荷７の間にはコイル１６、１７とコ
ンデンサ１８によって構成され、インバータ出力に含ま
れる高調波成分を除去するフィルタ回路１９が挿入され
ている。
された直流電力を交流電力系統３に連系させつつ交流電
力に変換して負荷７に供給するインバータ主回路１０
と、負荷７に供給された負荷電圧Ｖoを検出する電圧検
出器１１と、負荷電圧Ｖoを基にしてゼロクロスポイン
トのタイミングを検出してゼロクロス同期信号ＺＳを発
生するゼロクロス検出回路１２と、インバータ主回路１
０が出力する出力電流Ｉoを検出する電流検出回路１３
と、負荷電圧Ｖo、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、
出力電流Ｉoを基にして単独運転検知をするために電流
歪を付与した電流がインバータ２から出力されるように
インバータ主回路１０をＰＷＭ制御するゲートパルス信
号ＧＰを発生する電流歪付与手段１４と、電流歪付与手
段１４が出力するゲートパルス信号ＧＰを基にしてイン
バータ主回路１０を駆動するゲートドライブ信号ＧＤを
発生するゲートドライブ回路１５を備えている。インバ
ータ主回路１０と負荷７の間にはコイル１６、１７とコ
ンデンサ１８によって構成され、インバータ出力に含ま
れる高調波成分を除去するフィルタ回路１９が挿入され
ている。
【００４４】電流歪付与手段１４は、記憶している電流
波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期さ
せて出力する電流波形記憶手段２０と、電流波形パター
ンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期させて電流波
形記憶手段２０から順次読み出して出力電流設定信号Ｉ
setと乗算して電流目標値Ｉobjを演算する乗算手段２１
と、出力電流Ｉoと電流目標値Ｉobjの差を演算して電流
偏差ｅｉを計算する電流偏差演算手段２２と、電流偏差
ｅｉを基にＰＩ演算した制御量ＩＹを計算するＰＩ演算
手段２３と、制御量ＩＹをパルス幅変調してＰＷＭデー
タＤpwmを発生するＰＷＭ変調手段２４と、負荷電圧Ｖo
の極性が負から正に変動するタイミングをとらえて負荷
電圧Ｖoの電圧周期Ｔvを演算する電圧周期演算手段２５
と、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変動するタイミン
グと電圧周期Ｔvからピークポイントを検出してピーク
ポイント同期信号ＰＳを発生するピークポイント決定手
段２６と、ピークポイント同期信号ＰＳに同期してＰＷ
ＭデータアドレスポインタＡＰpwmを発生するＰＷＭデ
ータアドレスポインタ発生手段２７と、ＰＷＭ変調手段
２４が発生するＰＷＭデータＤpwmを記憶して、ＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmが指定するアドレスの
ＰＷＭデータＤpwmをピークポイント同期信号ＰＳに同
期して順次読み出してゲートパルス信号ＧＰを発生する
ＰＷＭ記憶手段２８と、ゼロクロス信号ＺＳの間隔から
計測した負荷電圧Ｖoの半周期から電圧周波数を演算
し、この周波数が周波数上限値ＯＦを超えるか、また
は、周波数下限値ＵＦを下回る場合はゲートドライブ回
路１５のスイッチング制御を停止させる周波数異常信号
ＦＥＲを発生する周波数異常検出手段２９と、負荷電圧
Ｖoが電圧上限値ＯＶを超えるか、または、電圧下限値
ＵＶを下まわる場合はゲートドライブ回路１５のスイッ
チング信号を停止させる電圧異常信号ＶＥＲを発生する
電圧異常検出手段３０を備えている。
波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期さ
せて出力する電流波形記憶手段２０と、電流波形パター
ンＩＷＰをゼロクロス同期信号ＺＳに同期させて電流波
形記憶手段２０から順次読み出して出力電流設定信号Ｉ
setと乗算して電流目標値Ｉobjを演算する乗算手段２１
と、出力電流Ｉoと電流目標値Ｉobjの差を演算して電流
偏差ｅｉを計算する電流偏差演算手段２２と、電流偏差
ｅｉを基にＰＩ演算した制御量ＩＹを計算するＰＩ演算
手段２３と、制御量ＩＹをパルス幅変調してＰＷＭデー
タＤpwmを発生するＰＷＭ変調手段２４と、負荷電圧Ｖo
の極性が負から正に変動するタイミングをとらえて負荷
電圧Ｖoの電圧周期Ｔvを演算する電圧周期演算手段２５
と、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変動するタイミン
グと電圧周期Ｔvからピークポイントを検出してピーク
ポイント同期信号ＰＳを発生するピークポイント決定手
段２６と、ピークポイント同期信号ＰＳに同期してＰＷ
ＭデータアドレスポインタＡＰpwmを発生するＰＷＭデ
ータアドレスポインタ発生手段２７と、ＰＷＭ変調手段
２４が発生するＰＷＭデータＤpwmを記憶して、ＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmが指定するアドレスの
ＰＷＭデータＤpwmをピークポイント同期信号ＰＳに同
期して順次読み出してゲートパルス信号ＧＰを発生する
ＰＷＭ記憶手段２８と、ゼロクロス信号ＺＳの間隔から
計測した負荷電圧Ｖoの半周期から電圧周波数を演算
し、この周波数が周波数上限値ＯＦを超えるか、また
は、周波数下限値ＵＦを下回る場合はゲートドライブ回
路１５のスイッチング制御を停止させる周波数異常信号
ＦＥＲを発生する周波数異常検出手段２９と、負荷電圧
Ｖoが電圧上限値ＯＶを超えるか、または、電圧下限値
ＵＶを下まわる場合はゲートドライブ回路１５のスイッ
チング信号を停止させる電圧異常信号ＶＥＲを発生する
電圧異常検出手段３０を備えている。
【００４５】次に、このインバータ装置の動作について
説明する。図２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、負荷電圧
Ｖo、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、ピークポイン
ト同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャートであ
る。電圧検出器１１で検出された負荷電圧Ｖoはゼロク
ロス検出回路１２に入力される。ゼロクロス検出回路１
２は、図２（ａ）に示す負荷電圧Ｖoが電圧零または零
近傍に達するタイミングをとらえて、図２（ｂ）に示す
ようなゼロクロス同期信号ＺＳを発生する。
説明する。図２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、負荷電圧
Ｖo、ゼロクロス同期信号ＺＳ、および、ピークポイン
ト同期信号ＰＳのタイミングを示すタイムチャートであ
る。電圧検出器１１で検出された負荷電圧Ｖoはゼロク
ロス検出回路１２に入力される。ゼロクロス検出回路１
２は、図２（ａ）に示す負荷電圧Ｖoが電圧零または零
近傍に達するタイミングをとらえて、図２（ｂ）に示す
ようなゼロクロス同期信号ＺＳを発生する。
【００４６】電圧周期演算手段２５は、負荷電圧Ｖoの
極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイ
ントのうち、今回発生したゼロクロスポイントから数え
て、ｍ回前〜（ｍ−１）回前のゼロクロスポイントの間
隔から計測される周期Ｔm、（ｍ−１）回前〜（ｍ−
２）回前のゼロクロスポイントの間隔から計測される周
期Ｔm−１、・・…、２〜１回前のゼロクロスポイントの
間隔から計測されるＴ1、および、今回周期Ｔoをそれぞ
れ計測し、これらのｍ個の周期Ｔk（ｋ＝０〜（ｍ−
１））から（数１）で示す演算式より平均周期Ｔavrを
計算する。
極性が負から正に変化するタイミングのゼロクロスポイ
ントのうち、今回発生したゼロクロスポイントから数え
て、ｍ回前〜（ｍ−１）回前のゼロクロスポイントの間
隔から計測される周期Ｔm、（ｍ−１）回前〜（ｍ−
２）回前のゼロクロスポイントの間隔から計測される周
期Ｔm−１、・・…、２〜１回前のゼロクロスポイントの
間隔から計測されるＴ1、および、今回周期Ｔoをそれぞ
れ計測し、これらのｍ個の周期Ｔk（ｋ＝０〜（ｍ−
１））から（数１）で示す演算式より平均周期Ｔavrを
計算する。
【００４７】
【数１】
【００４８】（数１）で示す演算式は、高い周波数成分
を除去する低域フィルタとしての効果があり、高い周波
数成分の変動を抑えた安定した平均周期Ｔavrが得られ
る。ゼロクロス信号の間隔から計測される半周期から電
圧周期の平均値を演算する場合、負荷の状態によって
は、負荷電圧Ｖoの波形が変形して、負荷電圧Ｖoが正と
なる区間と負荷電圧Ｖoが負となる区間が均等にならな
い場合があり、電圧周期の平均値がゼロクロスポイント
毎に振動する事があるが、本実施例の電圧周期演算手段
２５では、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントのみの間隔から電圧周期
を計測しているので、負荷電圧波形の変形の影響を受け
ずに安定した電圧周期が得られる。さらに、その平均値
を演算する事による高い周波数成分の変動を抑えた低域
フィルタとしての効果により安定した電圧周期平均値を
得ることができる。
を除去する低域フィルタとしての効果があり、高い周波
数成分の変動を抑えた安定した平均周期Ｔavrが得られ
る。ゼロクロス信号の間隔から計測される半周期から電
圧周期の平均値を演算する場合、負荷の状態によって
は、負荷電圧Ｖoの波形が変形して、負荷電圧Ｖoが正と
なる区間と負荷電圧Ｖoが負となる区間が均等にならな
い場合があり、電圧周期の平均値がゼロクロスポイント
毎に振動する事があるが、本実施例の電圧周期演算手段
２５では、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントのみの間隔から電圧周期
を計測しているので、負荷電圧波形の変形の影響を受け
ずに安定した電圧周期が得られる。さらに、その平均値
を演算する事による高い周波数成分の変動を抑えた低域
フィルタとしての効果により安定した電圧周期平均値を
得ることができる。
【００４９】次に、ピークポイント決定手段２６は、今
回発生した負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントから（数１）より求めた
平均周期Ｔavrの１／４の時間、すなわちＴavr／４だけ
経過したタイミングと、平均周期Ｔavrの３／４すなわ
ち３Ｔavr／４だけ経過したタイミングを負荷電圧Ｖoが
ピーク値に達するピークポイント・タイミングとして検
出して、図２（ｃ）に示すようなピークポイント同期信
号ＰＳを発生する。本実施例のピークポイント決定手段
２６では、負荷の状態によって変化する負荷電圧Ｖoの
波形変化による発生タイミングのばらつきがほとんど発
生しない、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントの位置から、前述した電
圧周期演算手段２５で求めた安定した平均周期Ｔavrの
４分の１および４分の３の時間を経過させたタイミング
でピークポイントを決定しているので、発生タイミング
のばらつきがほとんどない安定したタイミングのピーク
ポイントを得ることができる。
回発生した負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントから（数１）より求めた
平均周期Ｔavrの１／４の時間、すなわちＴavr／４だけ
経過したタイミングと、平均周期Ｔavrの３／４すなわ
ち３Ｔavr／４だけ経過したタイミングを負荷電圧Ｖoが
ピーク値に達するピークポイント・タイミングとして検
出して、図２（ｃ）に示すようなピークポイント同期信
号ＰＳを発生する。本実施例のピークポイント決定手段
２６では、負荷の状態によって変化する負荷電圧Ｖoの
波形変化による発生タイミングのばらつきがほとんど発
生しない、負荷電圧Ｖoの極性が負から正に変化するタ
イミングのゼロクロスポイントの位置から、前述した電
圧周期演算手段２５で求めた安定した平均周期Ｔavrの
４分の１および４分の３の時間を経過させたタイミング
でピークポイントを決定しているので、発生タイミング
のばらつきがほとんどない安定したタイミングのピーク
ポイントを得ることができる。
【００５０】電流波形記憶手段２０では、記憶している
電流波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号に同期し
て読み出して乗算手段２１に出力する。乗算手段２１
は、出力電流設定信号Ｉsetと電流波形パターンＩＷＰ
を乗算して電流目標値Ｉobjを作製して電流偏差演算手
段２２に出力する。電流偏差演算手段２２は、電流検出
器１０が計測したインバータ装置２が出力する出力電流
Ｉoと電流目標値Ｉobjから電流偏差ｅｉを演算してＰＩ
演算手段２３に出力する。ＰＩ演算手段２３は、電流偏
差ｅｉに正比例する比例項と電流偏差を一定区間積分し
た電流偏差積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御
量ＩＹを演算してＰＷＭ変調手段２４に出力する。ＰＷ
Ｍ変調手段２４は、制御量ＩＹをパルス幅変調してイン
バータ主回路１０をＰＷＭ制御するためにインバータ主
回路１０のスイッチング素子を制御する基のデータパタ
ーンとなるＰＷＭデータＤpwmを作製してＰＷＭ記憶手
段２８に格納する。ここで、ＰＷＭデータＤpwmの基に
なるＰＩ制御量ＩＹの余弦波一周期分に相当するＰＷＭ
データＤpwmが、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されるもの
とする。例えば、ＰＷＭデータＤpwmがＰＷＭ記憶手段
２８に格納されている開始アドレス値をＮstr、ＰＷＭ
データＤpwmがＰＷＭ記憶手段２８に格納されている最
終アドレス値をＮendとおくと、ＰＷＭ記憶手段２８の
開始アドレスＮstrには、ＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の
位相が零となるＰＷＭデータＤpwmが格納され、最終ア
ドレスＮendにはＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の位相が２
πとなるＰＷＭデータＤpwmが格納されている。
電流波形パターンＩＷＰをゼロクロス同期信号に同期し
て読み出して乗算手段２１に出力する。乗算手段２１
は、出力電流設定信号Ｉsetと電流波形パターンＩＷＰ
を乗算して電流目標値Ｉobjを作製して電流偏差演算手
段２２に出力する。電流偏差演算手段２２は、電流検出
器１０が計測したインバータ装置２が出力する出力電流
Ｉoと電流目標値Ｉobjから電流偏差ｅｉを演算してＰＩ
演算手段２３に出力する。ＰＩ演算手段２３は、電流偏
差ｅｉに正比例する比例項と電流偏差を一定区間積分し
た電流偏差積分値に比例する積分項を加算したＰＩ制御
量ＩＹを演算してＰＷＭ変調手段２４に出力する。ＰＷ
Ｍ変調手段２４は、制御量ＩＹをパルス幅変調してイン
バータ主回路１０をＰＷＭ制御するためにインバータ主
回路１０のスイッチング素子を制御する基のデータパタ
ーンとなるＰＷＭデータＤpwmを作製してＰＷＭ記憶手
段２８に格納する。ここで、ＰＷＭデータＤpwmの基に
なるＰＩ制御量ＩＹの余弦波一周期分に相当するＰＷＭ
データＤpwmが、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されるもの
とする。例えば、ＰＷＭデータＤpwmがＰＷＭ記憶手段
２８に格納されている開始アドレス値をＮstr、ＰＷＭ
データＤpwmがＰＷＭ記憶手段２８に格納されている最
終アドレス値をＮendとおくと、ＰＷＭ記憶手段２８の
開始アドレスＮstrには、ＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の
位相が零となるＰＷＭデータＤpwmが格納され、最終ア
ドレスＮendにはＰＩ制御量ＩＹの余弦波形の位相が２
πとなるＰＷＭデータＤpwmが格納されている。
【００５１】図３（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ、インバ
ータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状
態における負荷電圧Ｖoピークポイント同期信号ＰＳ、
ＰＩ制御量ＩＹ、後術するＰＷＭデータアドレスポイン
タＡＰpwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポ
インタＡＰpwm、および、インバータ出力電流Ｉoのタイ
ミングを示すタイムチャートである。図３（ｆ）におい
て、点線で示す波形は、交流電力系統３の電圧波形を示
し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流波
形を示す。
ータ装置２が単独運転状態となっていない通常の運転状
態における負荷電圧Ｖoピークポイント同期信号ＰＳ、
ＰＩ制御量ＩＹ、後術するＰＷＭデータアドレスポイン
タＡＰpwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポ
インタＡＰpwm、および、インバータ出力電流Ｉoのタイ
ミングを示すタイムチャートである。図３（ｆ）におい
て、点線で示す波形は、交流電力系統３の電圧波形を示
し、実線で示す波形は、インバータ装置２の出力電流波
形を示す。
【００５２】前述したように、ピークポイント決定手段
２６は、図３（ａ）に示す負荷電圧Ｖoのピークポイン
ト近傍で、図３（ｂ）に示すようなピークポイント同期
信号ＰＳを発生する。ＰＩ演算手段２３は、交流電力系
統電圧Ｖoと同相となる図３（ｃ）に示すようなＰＩ制
御量ＩＹを出力する。ＰＷＭ記憶手段２８は、このＰＩ
制御量ＩＹをパルス幅変調したＰＷＭデータＤpwmを順
次記憶する。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、単位時間あたりに増加するカウントアップ値が一
定の割合でカウントアップ動作をし続けるカウンタを内
臓しており、該内臓カウンタが指示するカウント値に対
する一定の読み出し増加率でカウントアップするＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmを出力する。
２６は、図３（ａ）に示す負荷電圧Ｖoのピークポイン
ト近傍で、図３（ｂ）に示すようなピークポイント同期
信号ＰＳを発生する。ＰＩ演算手段２３は、交流電力系
統電圧Ｖoと同相となる図３（ｃ）に示すようなＰＩ制
御量ＩＹを出力する。ＰＷＭ記憶手段２８は、このＰＩ
制御量ＩＹをパルス幅変調したＰＷＭデータＤpwmを順
次記憶する。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、単位時間あたりに増加するカウントアップ値が一
定の割合でカウントアップ動作をし続けるカウンタを内
臓しており、該内臓カウンタが指示するカウント値に対
する一定の読み出し増加率でカウントアップするＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmを出力する。
【００５３】ここで、該内臓カウンタのカウント値に対
するＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmの読み出し
増加率をＲcとおくと、図３に示すピークポイントが立
ち上がるのタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレ
スポインタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、
該読み出し増加率Ｒcが１を越える適当な値Ｒc1に設定
し、同時に該内臓カウンタをリセットする。この時、Ｐ
ＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmは、該内臓カウン
タに１を越える値に設定された読み出し増加Ｒc1を乗算
して得られる、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開
始アドレス値Ｎst rを指示している。ＰＷＭデータアド
レスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウン
トアップし続け、該内臓カウンタに１を越える値に設定
された読み出し増加Ｒc1を乗算して得られるアドレス値
を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwm値として出
力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示す
るアドレスが最終アドレス値Ｎendに達すると、図３に
示すのタイミングにおいて、該内臓カウンタをリセッ
トする。この時、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ
pwmは、再び、開始アドレス値Ｎstrを指示している。
のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタ
発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出し増
加率Ｒcを（数２）に示すＲc2に設定する。
するＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmの読み出し
増加率をＲcとおくと、図３に示すピークポイントが立
ち上がるのタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレ
スポインタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、
該読み出し増加率Ｒcが１を越える適当な値Ｒc1に設定
し、同時に該内臓カウンタをリセットする。この時、Ｐ
ＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmは、該内臓カウン
タに１を越える値に設定された読み出し増加Ｒc1を乗算
して得られる、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開
始アドレス値Ｎst rを指示している。ＰＷＭデータアド
レスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウン
トアップし続け、該内臓カウンタに１を越える値に設定
された読み出し増加Ｒc1を乗算して得られるアドレス値
を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwm値として出
力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示す
るアドレスが最終アドレス値Ｎendに達すると、図３に
示すのタイミングにおいて、該内臓カウンタをリセッ
トする。この時、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ
pwmは、再び、開始アドレス値Ｎstrを指示している。
のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポインタ
発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出し増
加率Ｒcを（数２）に示すＲc2に設定する。
【００５４】
【数２】
【００５５】Ｒc2は１以上の値に設定されるので、（数
３）より、Ｒc2は１以下の値となる。ＰＷＭデータアド
レスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウン
トアップし続け、該内臓カウンタに１以下の値に設定さ
れた読み出し増加Ｒc1を乗算して得られるアドレス値
を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwm値として出
力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示す
るアドレスが最終アドレス値Ｎendに達すると、図３に
示すのタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポ
インタＡＰpwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ
endを維持し続けるように該内臓カウンタのカウンタ値
をそのままの値に維持する。そして、図３に示す次のピ
ークポイントが立ち上がる’のタイミングで、該内臓
カウンタをリセットする。この時同時に、ＰＷＭデータ
アドレスポインタＡＰpwmは、再びＰＷＭ記憶手段２８
に格納されている開始アドレス値Ｎstrを指示する。
’のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポイ
ンタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出
し増加率Ｒcを再びもとのＲc1に設定する。ここで、ピ
ークポイントが立ち上がる’のタイミングの方が、Ｐ
ＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示するアドレ
スが最終アドレス値Ｎendに達するのタイミングに先
行する場合は、ピークポイントが立ち上がる’のタイ
ミングで、該内臓カウンタをリセットし、読み出し増加
率ＲcをＲc1に設定する。’のタイミング以降は、前
述したのタイミングから’のタイミングまでの処理
と同様の処理を繰り返し動作し続ける。
３）より、Ｒc2は１以下の値となる。ＰＷＭデータアド
レスポインタ発生手段２７は、該内臓カウンタをカウン
トアップし続け、該内臓カウンタに１以下の値に設定さ
れた読み出し増加Ｒc1を乗算して得られるアドレス値
を、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwm値として出
力し続ける。ＰＷＭデータアドレスポインタ発生手段２
７は、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示す
るアドレスが最終アドレス値Ｎendに達すると、図３に
示すのタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポ
インタＡＰpwmが指示するアドレスが最終アドレス値Ｎ
endを維持し続けるように該内臓カウンタのカウンタ値
をそのままの値に維持する。そして、図３に示す次のピ
ークポイントが立ち上がる’のタイミングで、該内臓
カウンタをリセットする。この時同時に、ＰＷＭデータ
アドレスポインタＡＰpwmは、再びＰＷＭ記憶手段２８
に格納されている開始アドレス値Ｎstrを指示する。
’のタイミングにおいて、ＰＷＭデータアドレスポイ
ンタ発生手段２７は、図３（ｄ）に示すように、読み出
し増加率Ｒcを再びもとのＲc1に設定する。ここで、ピ
ークポイントが立ち上がる’のタイミングの方が、Ｐ
ＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmが指示するアドレ
スが最終アドレス値Ｎendに達するのタイミングに先
行する場合は、ピークポイントが立ち上がる’のタイ
ミングで、該内臓カウンタをリセットし、読み出し増加
率ＲcをＲc1に設定する。’のタイミング以降は、前
述したのタイミングから’のタイミングまでの処理
と同様の処理を繰り返し動作し続ける。
【００５６】ＰＷＭ記憶手段２８は、ＰＷＭデータアド
レスポインタＡＰpwmが指示するＰＭＷデータを順次読
み出して、ゲートドライブ信号ＧＤを作製してゲートド
ライブ回路１５に出力する。ゲートドライブ回路１５
は、インバータ主回路１０にゲートドライブ信号ＧＤを
出力する。インバータ主回路１０は、内臓するスイッチ
ング回路を該ゲートドライブ信号ＧＤによってＰＷＭ制
御した結果インバータ装置２から、図３（ｆ）に示すよ
うな出力電流を出力する。図３に示すのタイミングか
らのタイミングまでの期間を区間Ｔ1、のタイミン
グから’のタイミングまでの期間を区間Ｔ2とする。
区間Ｔ1において、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ
pwmが指示するアドレスポインタ値は、のタイミング
で、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス
値Ｎstrからカウントアップを開始して、のタイミン
グで最終アドレス値Ｎendに達するまでのアドレス値を
指示している。ＰＷＭ記憶手段２８には、開始アドレス
値Ｎstrから最終アドレス値Ｎe ndまで、余弦波一周期分
が記憶されているので、インバータ主回路２からは、図
３（ｆ）に示すような余弦波一周期分の電流が出力され
る事になる。区間Ｔ2においても同様に、インバータ主
回路２からは、図３（ｆ）に示すような余弦波一周期分
の電流が出力される事になる。従って、区間Ｔ1は、こ
の区間に出力される電流波形（以降第１の電流波形と称
す）の周期に相当し、区間Ｔ2は、この区間に出力され
る電流波形（以降第２の電流波形と称す）の周期に相当
する。図３（ｆ）に示すように、負荷電圧Ｖoの定格周
期をＴ0とおくと、図３から明らかなように、第１の電
流波形の周期Ｔ1は、負荷電圧の定格周期Ｔ0よりも短い
ので、その周波数は定格周波数ｆ0よりも上昇してお
り、第２の電流波形の周期Ｔ1は、負荷電圧の定格周期
Ｔ0よりも長いので、その周波数は定格周波数ｆ0よりも
下降している。のタイミングにおいて、ＰＷＭデータ
アドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位相が零に相当
するＰＷＭデータが格納されている最終アドレス値Ｎ
end、または、開始アドレス値Ｎstr、を指示するので、
のタイミングにおいて、インバータ装置２の出力電流
波形は連続となる。のタイミングにおいても同様に、
次のピークポイントが立ち上がる’のタイミングまで
ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位
相が零に相当するＰＷＭデータが格納されている最終ア
ドレス値Ｎendを維持し、’のタイミングで、ＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位相が零
に相当するＰＷＭデータが格納されている開始アドレス
値Ｎstrを指示するので、インバータ装置２の出力電流
波形は連続となる。以上で述べたように、本発明のイン
バータ装置２の歪電流付与手段１４の処理により、ピー
クポイント近傍において、インバータ装置２の出力電流
波形はその変位が連続で、周波数が不連続となる。
レスポインタＡＰpwmが指示するＰＭＷデータを順次読
み出して、ゲートドライブ信号ＧＤを作製してゲートド
ライブ回路１５に出力する。ゲートドライブ回路１５
は、インバータ主回路１０にゲートドライブ信号ＧＤを
出力する。インバータ主回路１０は、内臓するスイッチ
ング回路を該ゲートドライブ信号ＧＤによってＰＷＭ制
御した結果インバータ装置２から、図３（ｆ）に示すよ
うな出力電流を出力する。図３に示すのタイミングか
らのタイミングまでの期間を区間Ｔ1、のタイミン
グから’のタイミングまでの期間を区間Ｔ2とする。
区間Ｔ1において、ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰ
pwmが指示するアドレスポインタ値は、のタイミング
で、ＰＷＭ記憶手段２８に格納されている開始アドレス
値Ｎstrからカウントアップを開始して、のタイミン
グで最終アドレス値Ｎendに達するまでのアドレス値を
指示している。ＰＷＭ記憶手段２８には、開始アドレス
値Ｎstrから最終アドレス値Ｎe ndまで、余弦波一周期分
が記憶されているので、インバータ主回路２からは、図
３（ｆ）に示すような余弦波一周期分の電流が出力され
る事になる。区間Ｔ2においても同様に、インバータ主
回路２からは、図３（ｆ）に示すような余弦波一周期分
の電流が出力される事になる。従って、区間Ｔ1は、こ
の区間に出力される電流波形（以降第１の電流波形と称
す）の周期に相当し、区間Ｔ2は、この区間に出力され
る電流波形（以降第２の電流波形と称す）の周期に相当
する。図３（ｆ）に示すように、負荷電圧Ｖoの定格周
期をＴ0とおくと、図３から明らかなように、第１の電
流波形の周期Ｔ1は、負荷電圧の定格周期Ｔ0よりも短い
ので、その周波数は定格周波数ｆ0よりも上昇してお
り、第２の電流波形の周期Ｔ1は、負荷電圧の定格周期
Ｔ0よりも長いので、その周波数は定格周波数ｆ0よりも
下降している。のタイミングにおいて、ＰＷＭデータ
アドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位相が零に相当
するＰＷＭデータが格納されている最終アドレス値Ｎ
end、または、開始アドレス値Ｎstr、を指示するので、
のタイミングにおいて、インバータ装置２の出力電流
波形は連続となる。のタイミングにおいても同様に、
次のピークポイントが立ち上がる’のタイミングまで
ＰＷＭデータアドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位
相が零に相当するＰＷＭデータが格納されている最終ア
ドレス値Ｎendを維持し、’のタイミングで、ＰＷＭ
データアドレスポインタＡＰpwmは、余弦波の位相が零
に相当するＰＷＭデータが格納されている開始アドレス
値Ｎstrを指示するので、インバータ装置２の出力電流
波形は連続となる。以上で述べたように、本発明のイン
バータ装置２の歪電流付与手段１４の処理により、ピー
クポイント近傍において、インバータ装置２の出力電流
波形はその変位が連続で、周波数が不連続となる。
【００５７】次に、本発明のインバータ装置の電流歪付
与手段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が
出力を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにお
いて、インバータ装置２の出力電流の位相が、交流電力
系統電圧の位相に一致するメカニズムについて説明す
る。（数２）を変形すると（数３）のようになる。
与手段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が
出力を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにお
いて、インバータ装置２の出力電流の位相が、交流電力
系統電圧の位相に一致するメカニズムについて説明す
る。（数２）を変形すると（数３）のようになる。
【００５８】
【数３】
【００５９】ここで、該内臓カウンタの単位時間あたり
のカウント値をＣtとおく。（数３）の両辺に（Ｎend−
Ｎstr）をかけてＣtで割ると（数４）のように変形でき
る。
のカウント値をＣtとおく。（数３）の両辺に（Ｎend−
Ｎstr）をかけてＣtで割ると（数４）のように変形でき
る。
【００６０】
【数４】
【００６１】区間Ｔ1において、ＰＷＭデータアドレス
ポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ
pwmを開始アドレスＮstrから開始して、単位時間あたり
のカウント値がＲc1・ＣtでＴ1なる期間カウントアップ
動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤpwmはＮendに
達するから、（数５）が成立する。
ポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ
pwmを開始アドレスＮstrから開始して、単位時間あたり
のカウント値がＲc1・ＣtでＴ1なる期間カウントアップ
動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤpwmはＮendに
達するから、（数５）が成立する。
【００６２】
【数５】
【００６３】区間Ｔ2において、ＰＷＭデータアドレス
ポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ
pwmを開始アドレスＮstrから開始して、単位時間あたり
のカウント値がＲc2・ＣtでＴ2なる期間カウントアップ
動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤpwmはＮendに
達するから、（数６）が成立する。
ポインタ発生手段２７は、ＰＷＭアドレスポインタＡＤ
pwmを開始アドレスＮstrから開始して、単位時間あたり
のカウント値がＲc2・ＣtでＴ2なる期間カウントアップ
動作をするとＰＷＭアドレスポインタＡＤpwmはＮendに
達するから、（数６）が成立する。
【００６４】
【数６】
【００６５】読み出し増加率Ｒcを１とする場合、単位
時間あたりのカウント値がＣtとする内臓カウンタが、
開始アドレスＮstrからカウントアップを開始してから
Ｔ0なる時間カウントアップ動作をするとカウント値は
Ｎendに達するから、（数７）が成立する。
時間あたりのカウント値がＣtとする内臓カウンタが、
開始アドレスＮstrからカウントアップを開始してから
Ｔ0なる時間カウントアップ動作をするとカウント値は
Ｎendに達するから、（数７）が成立する。
【００６６】
【数７】
【００６７】（数５）〜（数７）を変形すると（数８）
〜（数１０）のようになる。
〜（数１０）のようになる。
【００６８】
【数８】
【００６９】
【数９】
【００７０】
【数１０】
【００７１】（数８）〜（数１０）を（数４）に代入す
ると、（数１１）が成立する。
ると、（数１１）が成立する。
【００７２】
【数１１】
【００７３】すなわち、区間Ｔ1における読み出し増加
率Ｒc1に適当な値を設定した後、区間Ｔ2における読み
出し増加率Ｒc2を（数３）に従って設定すれば（数１
１）が成立し、交互に出力される第１と第２の電流波形
が出力を完結する期間（Ｔ1＋Ｔ2）は、負荷電圧の２周
期分２Ｔ0に等しくなる。これは、第１と第２の電流波
形が出力を完結する図３で示すのタイミングにおい
て、交流電力系統電圧が２周期分を出力するタイミング
に一致している事を意味する。ところで、第１の電流波
形は、ピークポイントが立ち上がる図３で示すのタイ
ミングよりその出力を開始しているので、第１と第２の
電流波形が出力を完結する期間（Ｔ1＋Ｔ2）、すなわ
ち、交流電力系統電圧の２周期分２Ｔ0を経過するタイ
ミングは、交流電力系統電圧ピークポイントに一致す
る。ゆえに、本発明のインバータ装置２の電流歪付与手
段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が出力
を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにおい
て、インバータ装置２の出力電流の位相は、交流電力系
統電圧の位相（零）に一致する。
率Ｒc1に適当な値を設定した後、区間Ｔ2における読み
出し増加率Ｒc2を（数３）に従って設定すれば（数１
１）が成立し、交互に出力される第１と第２の電流波形
が出力を完結する期間（Ｔ1＋Ｔ2）は、負荷電圧の２周
期分２Ｔ0に等しくなる。これは、第１と第２の電流波
形が出力を完結する図３で示すのタイミングにおい
て、交流電力系統電圧が２周期分を出力するタイミング
に一致している事を意味する。ところで、第１の電流波
形は、ピークポイントが立ち上がる図３で示すのタイ
ミングよりその出力を開始しているので、第１と第２の
電流波形が出力を完結する期間（Ｔ1＋Ｔ2）、すなわ
ち、交流電力系統電圧の２周期分２Ｔ0を経過するタイ
ミングは、交流電力系統電圧ピークポイントに一致す
る。ゆえに、本発明のインバータ装置２の電流歪付与手
段１４により、第１の電流波形と第２の電流波形が出力
を完結する交流電力系統電圧のピークポイントにおい
て、インバータ装置２の出力電流の位相は、交流電力系
統電圧の位相（零）に一致する。
【００７４】図４（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、図３で
述べたインバータ装置２が単独運転状態となっていない
通常の運転状態において、負荷電圧Ｖo、ピークポイン
ト同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉoのタ
イミングを示すタイムチャートを拡大したものである。
図４（ｃ）において、点線で示す波形は、交流電力系統
３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装
置２の出力電流波形を示す。前述した電流歪付与手段１
４によりインバータ装置２を制御すれば、インバータ装
置２は、Ｔ1、Ｔ3…区間において、その出力周波数が上
昇する電流歪を付与する第１の電流波形を出力し、
Ｔ2、Ｔ4…区間において、その出力周波数が下降する電
流歪を付与する第２の電流波形を出力し、第１と第２の
電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、出
力電流位相が負荷電圧位相に一致するような電流波形Ｉ
oを出力する。すなわち、Ｔ1、Ｔ3区間において、出力
電流Ｉoは負荷電圧Ｖoに対して進み位相となるが、
Ｔ2、Ｔ4区間において、出力電流Ｉoは負荷電圧Ｖoに対
して遅れ位相となり、第１と第２の電流波形が出力を完
結するピークポイントにおいて、出力電流位相と負荷電
圧位相は同時にゼロとなり、図４に示すように、インバ
ータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流
電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく
近づける事ができ、直流電力を交流電力に変換する変換
器として最も大きい利用率でインバータ装置２を運転す
る事ができる。
述べたインバータ装置２が単独運転状態となっていない
通常の運転状態において、負荷電圧Ｖo、ピークポイン
ト同期信号ＰＳ、および、インバータ出力電流Ｉoのタ
イミングを示すタイムチャートを拡大したものである。
図４（ｃ）において、点線で示す波形は、交流電力系統
３の電圧波形を示し、実線で示す波形は、インバータ装
置２の出力電流波形を示す。前述した電流歪付与手段１
４によりインバータ装置２を制御すれば、インバータ装
置２は、Ｔ1、Ｔ3…区間において、その出力周波数が上
昇する電流歪を付与する第１の電流波形を出力し、
Ｔ2、Ｔ4…区間において、その出力周波数が下降する電
流歪を付与する第２の電流波形を出力し、第１と第２の
電流波形が出力を完結するピークポイントにおいて、出
力電流位相が負荷電圧位相に一致するような電流波形Ｉ
oを出力する。すなわち、Ｔ1、Ｔ3区間において、出力
電流Ｉoは負荷電圧Ｖoに対して進み位相となるが、
Ｔ2、Ｔ4区間において、出力電流Ｉoは負荷電圧Ｖoに対
して遅れ位相となり、第１と第２の電流波形が出力を完
結するピークポイントにおいて、出力電流位相と負荷電
圧位相は同時にゼロとなり、図４に示すように、インバ
ータ装置の瞬時効率が最も大きい出力電流の位相が交流
電力系統電圧の位相に一致する理想的な状態に限りなく
近づける事ができ、直流電力を交流電力に変換する変換
器として最も大きい利用率でインバータ装置２を運転す
る事ができる。
【００７５】このインバータ装置２では、交流電力系統
３の停電等が原因となって発生する単独運転状態を、次
のように検知してインバータ出力を停止している。
３の停電等が原因となって発生する単独運転状態を、次
のように検知してインバータ出力を停止している。
【００７６】まず、インバータ装置２が供給している無
効電力が、負荷７が要求している無効電力に一致しない
場合について述べる。この場合、インバータ装置２が単
独運転状態となると、負荷電圧Ｖoの周波数は、急激に
定格周波数から変動し、これにともなって負荷電圧Ｖo
の電圧値も変動する。周波数異常検出手段２９は、図２
（ｂ）に示す隣り合うピークポイント信号ＰＳの間隔か
ら計測した負荷電圧Ｖ oの半周期から負荷電圧Ｖoの周波
数を演算し、その負荷電圧Ｖoの周波数が周波数上限値
ＯＦから周波数下限値ＵＦの範囲からはずれる事を監視
し、周波数上限値ＯＦを超えるか、または、周波数下限
値ＵＦを下回る場合は、周波数異常信号ＦＥＲを発生し
てインバータ主回路１０のスイッチング制御を停止させ
る。
効電力が、負荷７が要求している無効電力に一致しない
場合について述べる。この場合、インバータ装置２が単
独運転状態となると、負荷電圧Ｖoの周波数は、急激に
定格周波数から変動し、これにともなって負荷電圧Ｖo
の電圧値も変動する。周波数異常検出手段２９は、図２
（ｂ）に示す隣り合うピークポイント信号ＰＳの間隔か
ら計測した負荷電圧Ｖ oの半周期から負荷電圧Ｖoの周波
数を演算し、その負荷電圧Ｖoの周波数が周波数上限値
ＯＦから周波数下限値ＵＦの範囲からはずれる事を監視
し、周波数上限値ＯＦを超えるか、または、周波数下限
値ＵＦを下回る場合は、周波数異常信号ＦＥＲを発生し
てインバータ主回路１０のスイッチング制御を停止させ
る。
【００７７】電圧異常検出手段３０は、負荷電圧Ｖoの
周波数が変動した事で同時に変動する負荷電圧Ｖoが、
電圧上限値ＯＶから電圧下限値ＵＶの範囲からはずれる
事を監視し、負荷電圧Ｖoが電圧上限値ＯＶを超える
か、電圧下限値ＵＶを下まわる場合は、電圧異常信号Ｖ
ＥＲを発生してインバータ主回路１０のスイッチング信
号を停止させる。
周波数が変動した事で同時に変動する負荷電圧Ｖoが、
電圧上限値ＯＶから電圧下限値ＵＶの範囲からはずれる
事を監視し、負荷電圧Ｖoが電圧上限値ＯＶを超える
か、電圧下限値ＵＶを下まわる場合は、電圧異常信号Ｖ
ＥＲを発生してインバータ主回路１０のスイッチング信
号を停止させる。
【００７８】次に、インバータ装置２が供給している無
効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一致す
る状態において、本発明による単独運転検出方法につい
て述べる。
効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一致す
る状態において、本発明による単独運転検出方法につい
て述べる。
【００７９】図５は、今回サイクルにて計測される負荷
電圧周波数計測値Ｆiと次回サイクルにて電流歪付与手
段１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流
周波数設定値Ｆoの関係を示すものである。図５に示す
ように、本発明のインバータ装置２の電流歪発生手段１
４は、定格周波数ｆ0を含む所定の区間［ｆ0−Δｆ、ｆ
0＋Δｆ］（以降所定区間Ａと称す）を設け、負荷電圧
Ｖoの周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合は、イン
バータ装置２は、前述した第１と第２の電流波形を交互
に繰り返して出力する。今回サイクルにて計測される負
荷電圧周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以下となる
場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２
の出力電流周波数設定値Ｆoを、今回サイクルにて計測
される負荷電圧周波数計測値Ｆiよりもさらに低くなる
ように設定する。今回サイクルにて計測される負荷電圧
周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以上となる場合
は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出
力電流周波数設定値Ｆoを、今回サイクルにて計測され
る負荷電圧Ｖoの負荷電圧周波数計測値Ｆiよりもさらに
高くなるように設定する。
電圧周波数計測値Ｆiと次回サイクルにて電流歪付与手
段１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流
周波数設定値Ｆoの関係を示すものである。図５に示す
ように、本発明のインバータ装置２の電流歪発生手段１
４は、定格周波数ｆ0を含む所定の区間［ｆ0−Δｆ、ｆ
0＋Δｆ］（以降所定区間Ａと称す）を設け、負荷電圧
Ｖoの周波数が所定区間Ａの範囲内にある場合は、イン
バータ装置２は、前述した第１と第２の電流波形を交互
に繰り返して出力する。今回サイクルにて計測される負
荷電圧周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以下となる
場合は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２
の出力電流周波数設定値Ｆoを、今回サイクルにて計測
される負荷電圧周波数計測値Ｆiよりもさらに低くなる
ように設定する。今回サイクルにて計測される負荷電圧
周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以上となる場合
は、次回サイクルにて制御されるインバータ装置２の出
力電流周波数設定値Ｆoを、今回サイクルにて計測され
る負荷電圧Ｖoの負荷電圧周波数計測値Ｆiよりもさらに
高くなるように設定する。
【００８０】ところで、インバータ装置２が供給してい
る無効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一
致する状態で、インバータ装置２が単独運転状態になる
と負荷供給電圧Ｖoの周波数はほとんど変動しなくな
り、前述した負荷電圧Ｖoの周波数の異常周波数検出や
負荷電圧Ｖoの異常電圧検出で単独運転は監視できなく
なる。さらに、インバータ装置２が単独運転に移行して
いるときのインバータ出力周波数は、インバータ装置２
が接続される負荷７の種類によっても影響を受け、負荷
７が誘導性負荷である場合には出力周波数は上昇し、負
荷７が容量性負荷である場合には出力周波数は下降す
る。従って、歪電流付与による周波数変動と負荷７によ
る周波数変動の大きさが同じで極性が逆となる場合は、
相殺しあって周波数変動が発生しない場合がある。
る無効電力と負荷７が要求している無効電力とがほぼ一
致する状態で、インバータ装置２が単独運転状態になる
と負荷供給電圧Ｖoの周波数はほとんど変動しなくな
り、前述した負荷電圧Ｖoの周波数の異常周波数検出や
負荷電圧Ｖoの異常電圧検出で単独運転は監視できなく
なる。さらに、インバータ装置２が単独運転に移行して
いるときのインバータ出力周波数は、インバータ装置２
が接続される負荷７の種類によっても影響を受け、負荷
７が誘導性負荷である場合には出力周波数は上昇し、負
荷７が容量性負荷である場合には出力周波数は下降す
る。従って、歪電流付与による周波数変動と負荷７によ
る周波数変動の大きさが同じで極性が逆となる場合は、
相殺しあって周波数変動が発生しない場合がある。
【００８１】そこで、負荷電圧Ｖoの周波数が、所定区
間Ａの範囲内にあると判断する場合は、前述したよう
に、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を
付与する第１の電流波形と、周波数が下降する電流歪み
を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力すれ
ば、ある基間は電流歪付与による周波数変動と負荷によ
る周波数変動が相殺し合って周波数変動がなくても、次
の期間では周端数変動を助長し合うようになり、インバ
ータ装置２の出力周波数は確実に変動するようになる。
間Ａの範囲内にあると判断する場合は、前述したよう
に、インバータ装置２から、周波数が上昇する電流歪を
付与する第１の電流波形と、周波数が下降する電流歪み
を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力すれ
ば、ある基間は電流歪付与による周波数変動と負荷によ
る周波数変動が相殺し合って周波数変動がなくても、次
の期間では周端数変動を助長し合うようになり、インバ
ータ装置２の出力周波数は確実に変動するようになる。
【００８２】次に、今回サイクルにて計測される負荷電
圧周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以下となる場合
は、前述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段
１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流周
波数設定値Ｆoを今回計測される負荷電圧周波数計測値
Ｆiよりもさらに低くなるように設定しておけば、負荷
電圧周波数が正帰還ループで減少する動作を刳り返し
て、周波数異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆoが
周波数下限値ＵＦに達したところで確実に単独運転を検
出し、周波数異常信号ＦＥＲを出力して、インバータ主
回路１０のスイッチング動作を停止させる。
圧周波数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以下となる場合
は、前述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段
１４によって制御されるインバータ装置２の出力電流周
波数設定値Ｆoを今回計測される負荷電圧周波数計測値
Ｆiよりもさらに低くなるように設定しておけば、負荷
電圧周波数が正帰還ループで減少する動作を刳り返し
て、周波数異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆoが
周波数下限値ＵＦに達したところで確実に単独運転を検
出し、周波数異常信号ＦＥＲを出力して、インバータ主
回路１０のスイッチング動作を停止させる。
【００８３】今回サイクルにて計測される負荷電圧周波
数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、前
述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段１４に
よって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設
定値Ｆoを今回計測される負荷電圧周波数計測値Ｆiより
もさらに高くなるように設定しておけば、負荷電圧周波
数が正帰還ループで増大する動作を刳り返して、周波数
異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆoが周波数上限
値ＯＦに達したところで確実に単独運転を検出し、電圧
異常信号ＶＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイ
ッチング動作を停止させる。
数計測値Ｆiが所定区間Ａの範囲以上となる場合は、前
述したように、次回サイクルにて歪電流付与手段１４に
よって制御されるインバータ装置２の出力電流周波数設
定値Ｆoを今回計測される負荷電圧周波数計測値Ｆiより
もさらに高くなるように設定しておけば、負荷電圧周波
数が正帰還ループで増大する動作を刳り返して、周波数
異常検出手段２９は、負荷電圧周波数Ｆoが周波数上限
値ＯＦに達したところで確実に単独運転を検出し、電圧
異常信号ＶＥＲを出力してインバータ主回路１０のスイ
ッチング動作を停止させる。
【００８４】図６は、負荷電圧周波数が所定区間Ａの範
囲内にある場合のインバータ装置２の出力電流の周波数
スペクトラムである。すなわち、インバータ装置２か
ら、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形
と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波
形を交互に繰り返して出力した図３（ｆ）に示す出力電
流波形について、電流波形の周波数変動率ζをパラメー
タとした場合の、出力電流の高調波の次数と、基本波成
分に対する高調波成分の振幅の割合との関係を示したも
のである。ここで、図３（ｆ）で示すように、周波数が
上昇（下降）する歪みを付与した電流波形の周期をＴi
（ｉ＝１，２，３…）、負荷電圧Ｖoの定格周波数をＴ0
とおくと周期変動率ζは（数１２）としている。
囲内にある場合のインバータ装置２の出力電流の周波数
スペクトラムである。すなわち、インバータ装置２か
ら、周波数が上昇する電流歪を付与する第１の電流波形
と、周波数が下降する電流歪みを付与する第２の電流波
形を交互に繰り返して出力した図３（ｆ）に示す出力電
流波形について、電流波形の周波数変動率ζをパラメー
タとした場合の、出力電流の高調波の次数と、基本波成
分に対する高調波成分の振幅の割合との関係を示したも
のである。ここで、図３（ｆ）で示すように、周波数が
上昇（下降）する歪みを付与した電流波形の周期をＴi
（ｉ＝１，２，３…）、負荷電圧Ｖoの定格周波数をＴ0
とおくと周期変動率ζは（数１２）としている。
【００８５】
【数１２】
【００８６】インバータ装置２の出力電流波形は、 図
３（ｆ）で示すように、遇関数となっているので、その
周波数スペクトラムは奇数次高調波成分のみが存在する
周波数スペクトラムとなる。
３（ｆ）で示すように、遇関数となっているので、その
周波数スペクトラムは奇数次高調波成分のみが存在する
周波数スペクトラムとなる。
【００８７】ところで、従来技術の説明で述べたｃｆ値
は、(数１３)で示す、電圧波形の半周期ｔ0に対するゼ
ロ時間ｔzの割合と定義される。
は、(数１３)で示す、電圧波形の半周期ｔ0に対するゼ
ロ時間ｔzの割合と定義される。
【００８８】
【数１３】
【００８９】（数１３）より（数１４）が成立する。
【００９０】
【数１４】
【００９１】（数１２）と（数１４）を比較すると、
（数１４）の２ｔzは、（数１２）の電流波形周期Ｔ
i（ｉ＝１，２，３…）と定格周期Ｔ0との差｜Ｔi−Ｔ0
｜に相当し、（数１４）の２ｔ0は（数１２）の定格周
期Ｔ0に相当するので、（数１４）において、２ｔz→｜
Ｔi−Ｔ0｜、２ｔ0→Ｔ0のように置き換えると（数１
２）になる。すなわち、従来のインバータ装置１０２の
ｃｆ値とは、本発明の周期変動率ζに相当する量と考え
て良い。図６と図１４を比較して明らかなように、ｃｆ
値に相当するパラメータである周波数変動率ζの各値、
０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおいて、本
発明のインバータ装置２の出力電流の高調波成分は、従
来のインバータ装置１０２のそれと比較して、著しく減
少している事がわかる。
（数１４）の２ｔzは、（数１２）の電流波形周期Ｔ
i（ｉ＝１，２，３…）と定格周期Ｔ0との差｜Ｔi−Ｔ0
｜に相当し、（数１４）の２ｔ0は（数１２）の定格周
期Ｔ0に相当するので、（数１４）において、２ｔz→｜
Ｔi−Ｔ0｜、２ｔ0→Ｔ0のように置き換えると（数１
２）になる。すなわち、従来のインバータ装置１０２の
ｃｆ値とは、本発明の周期変動率ζに相当する量と考え
て良い。図６と図１４を比較して明らかなように、ｃｆ
値に相当するパラメータである周波数変動率ζの各値、
０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおいて、本
発明のインバータ装置２の出力電流の高調波成分は、従
来のインバータ装置１０２のそれと比較して、著しく減
少している事がわかる。
【００９２】図７は、本発明のインバータ装置２の周期
変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤiの関係と従来のインバ
ータ装置１０２のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤiの関係
を示したものである。図において、実線は本発明のイン
バータ装置２の周期変動率ζと電流歪み率ＴＨＤiの関
係、点線は従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と電流
歪み率ＴＨＤiの関係を示す。図を見て明らかなよう
に、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにお
いて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤ
iは、従来のそれと比較して著しく減少している事がわ
かる。
変動率ζと出力電流歪率ＴＨＤiの関係と従来のインバ
ータ装置１０２のｃｆ値と出力電流歪率ＴＨＤiの関係
を示したものである。図において、実線は本発明のイン
バータ装置２の周期変動率ζと電流歪み率ＴＨＤiの関
係、点線は従来のインバータ装置１０２のｃｆ値と電流
歪み率ＴＨＤiの関係を示す。図を見て明らかなよう
に、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζにお
いて、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率ＴＨＤ
iは、従来のそれと比較して著しく減少している事がわ
かる。
【００９３】図８は、本発明のインバータ装置２につい
て、任意の並列等価インダクタンス５の値に対して、不
感帯として動作する並列等価キャパシタンス６の値の限
界点をプロットして得た不感帯の特性である。
て、任意の並列等価インダクタンス５の値に対して、不
感帯として動作する並列等価キャパシタンス６の値の限
界点をプロットして得た不感帯の特性である。
【００９４】図８では、負荷７の並列等価抵抗４の抵抗
値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス５のインダクタ
ンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス６の
キャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンス
Ｌを横軸に、キャパシタンスＣを縦軸にとり、従来例の
ｃｆ値を０．０１、０．０２および０．０５の各値に変
化させたのと同様に、ここでは、これに相当するパラメ
ータである周波数変動率ζを０．０１、０．０２および
０．０５の各値に変化させたときの不感帯を調べた実験
結果を示す。実験では、従来例と同様に、等価抵抗Ｒは
１４．４Ωの場合について調べてある。
値をＲ［Ω］、並列等価インダクタンス５のインダクタ
ンスをＬ［Ｈ］、および、並列等価キャパシタンス６の
キャパシタンスをＣ［Ｆ］とおき、等価インダクタンス
Ｌを横軸に、キャパシタンスＣを縦軸にとり、従来例の
ｃｆ値を０．０１、０．０２および０．０５の各値に変
化させたのと同様に、ここでは、これに相当するパラメ
ータである周波数変動率ζを０．０１、０．０２および
０．０５の各値に変化させたときの不感帯を調べた実験
結果を示す。実験では、従来例と同様に、等価抵抗Ｒは
１４．４Ωの場合について調べてある。
【００９５】図において横軸に平行な２本の点線は、周
波数異常検出手段２９のみを受動的単独運転検出方法と
して使った場合において、任意の等価インダクタンスＬ
の値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタン
スＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横
軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、周波数異常検
出手段２９のみを受動的単独運転検出方法として使った
場合における不感帯領域を示している。
波数異常検出手段２９のみを受動的単独運転検出方法と
して使った場合において、任意の等価インダクタンスＬ
の値に対して、不感帯として動作する等価キャパシタン
スＣの限界点をプロットしたものである。すなわち、横
軸に平行な２本の点線で囲まれた領域は、周波数異常検
出手段２９のみを受動的単独運転検出方法として使った
場合における不感帯領域を示している。
【００９６】次に、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線
は、単独運転検出方法として、前述した本発明の歪電流
付与手段１４による能動的単独運転検出方法のみを使っ
たインバータ装置２について、任意の等価インダクタン
スＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシ
タンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわ
ち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域
は、本発明の能動的単独運転検出方法のみを使った場合
における不感帯を示している。受動的単独運転検出方法
による不感帯と能動的単独運転検出方法による不感帯が
重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感
帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。
図８と図１７を比較して明らかなように、従来のｃｆ値
に相当するパラメータである本発明の周波数変動率ζの
各値、０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおい
て、本発明のインバータ装置２の不感帯特性は、従来の
インバータ装置１０２の不感帯特性とほぼ同等のものが
得られた。次に、本発明のインバータ装置２の単独運転
検知感度を向上するために、能動的単独運転検出方法と
受動的単独運転検出方法の不感帯領域が最も小さくな
る、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合につい
て考える。周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合
において、本発明のインバータ装置２の能動的単独運転
検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯領域は、そ
の周波数変動率ζに相当するｃｆ値として、０．０５を
選んだ場合において、従来のインバータ装置１０２のそ
れとほぼ同一の特性が得られる。従って、周波数変動率
ζとして０．０５を選んだ場合の本発明のインバータ装
置２の能動的単独運転検出方法による不感帯領域と、受
動的単独運転検出方法による不感帯領域の重なり合う部
分の不感帯領域は、その周波数変動率ζに相当するｃｆ
値として０．０５を選んだ場合において、従来のインバ
ータ装置１０２のそれとほぼ同一のものが得られる。ゆ
えに、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合の本
発明のインバータ装置２の単独運転検知感度は、その周
波数変動率に相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場
合の従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度と
ほぼ同等のものが得られる。ところが、前述した図７の
説明で、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζ
において、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率Ｔ
ＨＤiは、従来のそれと比較して著しく減少するので、
高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって
消費される損失を低減する事ができる。すなわち、本発
明のインバータ装置２と従来のインバータ装置１０２の
単独運転検知感度を同等の性能とした場合、本発明のイ
ンバータ装置２は、従来のインバータ装置１０２と比較
して、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷に
よって消費される損失を低減する事ができる。
は、単独運転検出方法として、前述した本発明の歪電流
付与手段１４による能動的単独運転検出方法のみを使っ
たインバータ装置２について、任意の等価インダクタン
スＬの値に対して、不感帯として動作する等価キャパシ
タンスＣの限界点をプロットしたものである。すなわ
ち、一点鎖線または二点鎖線で示す曲線で囲まれた領域
は、本発明の能動的単独運転検出方法のみを使った場合
における不感帯を示している。受動的単独運転検出方法
による不感帯と能動的単独運転検出方法による不感帯が
重なり合う領域が小さい場合、システム全体として不感
帯となる領域が小さい良好な特性を得ていると言える。
図８と図１７を比較して明らかなように、従来のｃｆ値
に相当するパラメータである本発明の周波数変動率ζの
各値、０．０１、０．０２、０．０５のそれぞれにおい
て、本発明のインバータ装置２の不感帯特性は、従来の
インバータ装置１０２の不感帯特性とほぼ同等のものが
得られた。次に、本発明のインバータ装置２の単独運転
検知感度を向上するために、能動的単独運転検出方法と
受動的単独運転検出方法の不感帯領域が最も小さくな
る、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合につい
て考える。周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合
において、本発明のインバータ装置２の能動的単独運転
検出方法と受動的単独運転検出方法の不感帯領域は、そ
の周波数変動率ζに相当するｃｆ値として、０．０５を
選んだ場合において、従来のインバータ装置１０２のそ
れとほぼ同一の特性が得られる。従って、周波数変動率
ζとして０．０５を選んだ場合の本発明のインバータ装
置２の能動的単独運転検出方法による不感帯領域と、受
動的単独運転検出方法による不感帯領域の重なり合う部
分の不感帯領域は、その周波数変動率ζに相当するｃｆ
値として０．０５を選んだ場合において、従来のインバ
ータ装置１０２のそれとほぼ同一のものが得られる。ゆ
えに、周波数変動率ζとして０．０５を選んだ場合の本
発明のインバータ装置２の単独運転検知感度は、その周
波数変動率に相当するｃｆ値として０．０５を選んだ場
合の従来のインバータ装置１０２の単独運転検知感度と
ほぼ同等のものが得られる。ところが、前述した図７の
説明で、ｃｆ値に相当する同一レベルの周波数変動率ζ
において、本発明のインバータ装置２の出力電流歪率Ｔ
ＨＤiは、従来のそれと比較して著しく減少するので、
高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷によって
消費される損失を低減する事ができる。すなわち、本発
明のインバータ装置２と従来のインバータ装置１０２の
単独運転検知感度を同等の性能とした場合、本発明のイ
ンバータ装置２は、従来のインバータ装置１０２と比較
して、高調波電流が原因となって発生する誘導性負荷に
よって消費される損失を低減する事ができる。
【００９７】以上で述べたように、本発明のインバータ
装置２では、単独運転検知感度を良好にした従来のイン
バータ装置１０２のように、高調波電流が原因となって
発生する誘導性負荷によって消費される損失が増大する
と言う問題を低減する事ができ、単独運転の検知感度を
良好にするために、周波数変動率ζを大きくして不感帯
領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くして
も、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪
み率を抑圧する事ができるので、高調波電流が原因で発
生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事
ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因
で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さくてすむ
という理想的なインバータ装置を提供する事ができる。
装置２では、単独運転検知感度を良好にした従来のイン
バータ装置１０２のように、高調波電流が原因となって
発生する誘導性負荷によって消費される損失が増大する
と言う問題を低減する事ができ、単独運転の検知感度を
良好にするために、周波数変動率ζを大きくして不感帯
領域を小さくするか、または、不感帯領域を無くして
も、出力電流の高調波成分が小さく、出力電流の電流歪
み率を抑圧する事ができるので、高調波電流が原因で発
生する誘導性負荷によって消費される損失を低減する事
ができ、単独運転検知感度が良好で、高調波電流が原因
で発生する誘導性負荷に消費される損失が小さくてすむ
という理想的なインバータ装置を提供する事ができる。
【００９８】なお、実施例の電圧周期演算手段は、ある
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が負から正に
変動するタイミングと、その後検出される交流電力系統
電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過
時間を、該経過時間内に出現する交流電力系統電圧一周
期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧周期の平均
値を演算したが、ある時点で検出される交流電力系統電
圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検
出される交流電力系統電圧の極性が正から負に変動する
タイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する
前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して交
流電力系統電圧周期の平均値を演算してもよく、その作
用効果に差異を生じない。
時点で検出される交流電力系統電圧の極性が負から正に
変動するタイミングと、その後検出される交流電力系統
電圧の極性が負から正に変動するタイミングまでの経過
時間を、該経過時間内に出現する交流電力系統電圧一周
期分の出現個数で除算して交流電力系統電圧周期の平均
値を演算したが、ある時点で検出される交流電力系統電
圧の極性が正から負に変動するタイミングと、その後検
出される交流電力系統電圧の極性が正から負に変動する
タイミングまでの経過時間を、該経過時間内に出現する
前記交流電力系統電圧一周期分の出現個数で除算して交
流電力系統電圧周期の平均値を演算してもよく、その作
用効果に差異を生じない。
【００９９】なお、実施例のピークポイント決定手段
は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間
を、交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイ
ミングから経過させたタイミング、および、交流電力系
統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交流
電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングか
ら経過させたタイミングをピークポイントとして決定し
たが、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期
間を、交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタ
イミングから経過させたタイミング、および、交流電力
系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交
流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミング
から経過させたタイミングをピークポイントとして決定
してもよく、その作用効果に差異を生じない。
は、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期間
を、交流電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイ
ミングから経過させたタイミング、および、交流電力系
統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交流
電力系統電圧の極性が負から正に変動するタイミングか
ら経過させたタイミングをピークポイントとして決定し
たが、該交流電力系統電圧周期の４分の１に相当する期
間を、交流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタ
イミングから経過させたタイミング、および、交流電力
系統電圧周期の平均値の４分の３に相当する期間を、交
流電力系統電圧の極性が正から負に変動するタイミング
から経過させたタイミングをピークポイントとして決定
してもよく、その作用効果に差異を生じない。
【０１００】なお、実施例のインバータ装置２は、その
出力周波数が上昇する電流歪を付与する電流波形１周期
分の第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流
歪を付与する電流波形１周期分の第２の電流波形を交互
に出力しているが、その出力周波数が上昇する電流歪を
付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した
第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を
付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した
第２の電流波形を交互に出力しても良く、その作用効果
に差異を生じない。
出力周波数が上昇する電流歪を付与する電流波形１周期
分の第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流
歪を付与する電流波形１周期分の第２の電流波形を交互
に出力しているが、その出力周波数が上昇する電流歪を
付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した
第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪を
付与する電流波形１周期分を２、３、４…ｍ回連結した
第２の電流波形を交互に出力しても良く、その作用効果
に差異を生じない。
【０１０１】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように、本発
明によれば、インバータ装置の出力周波数に変動が生じ
るように、インバータ出力のピークポイントおよびその
近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が
連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な
周波数変動をともなう電流歪を付与しているので、単独
運転の検知感度を良好にするために、周波数変動率を大
きくして、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯
領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出
力電流の電流歪み率を抑圧する事ができるので、高調波
電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損
失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高
調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失
が小さいという効果のあるインバータ装置を提供でき
る。
明によれば、インバータ装置の出力周波数に変動が生じ
るように、インバータ出力のピークポイントおよびその
近傍の所定区間において、インバータ出力電流の変位が
連続で、かつ、インバータ出力電流の周波数が不連続な
周波数変動をともなう電流歪を付与しているので、単独
運転の検知感度を良好にするために、周波数変動率を大
きくして、不感帯領域を小さくするか、または、不感帯
領域を無くしても、出力電流の高調波成分が小さく、出
力電流の電流歪み率を抑圧する事ができるので、高調波
電流が原因で発生する誘導性負荷によって消費される損
失を低減する事ができ、単独運転検知感度が良好で、高
調波電流が原因で発生する誘導性負荷に消費される損失
が小さいという効果のあるインバータ装置を提供でき
る。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図
【図２】同負荷電圧Ｖo、ゼロクロス同期信号ＺＳ、お
よび、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示す
タイムチャート
よび、ピークポイント同期信号ＰＳのタイミングを示す
タイムチャート
【図３】同負荷電圧Ｖo、ピークポイント同期信号Ｐ
Ｓ、ＰＩ制御量ＩＹ、ＰＷＭデータアドレスポインタＡ
Ｐpwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポイン
タＡＰpwm、および、インバータ出力電流Ｉoのタイミン
グを示すタイムチャート
Ｓ、ＰＩ制御量ＩＹ、ＰＷＭデータアドレスポインタＡ
Ｐpwmの読み出し増加率、ＰＷＭデータアドレスポイン
タＡＰpwm、および、インバータ出力電流Ｉoのタイミン
グを示すタイムチャート
【図４】同負荷電圧Ｖo、ピークポイント同期信号Ｐ
Ｓ、および、インバータ出力電流Ｉoのタイミングを示
すタイムチャート
Ｓ、および、インバータ出力電流Ｉoのタイミングを示
すタイムチャート
【図５】同今回サイクルにて計測される負荷電圧周波数
Ｆiと次回サイクルにて電流歪付与手段によって制御さ
れるインバータ装置の出力電流周波数設定値Ｆoの関係
を示す図
Ｆiと次回サイクルにて電流歪付与手段によって制御さ
れるインバータ装置の出力電流周波数設定値Ｆoの関係
を示す図
【図６】同負荷電圧Ｖoの周波数が所定区間Ａの範囲内
にある場合のインバータ装置の出力電流の周波数スペク
トラムを示す図
にある場合のインバータ装置の出力電流の周波数スペク
トラムを示す図
【図７】同インバータ装置の周期変動率ζと出力電流歪
率ＴＨＤiの関係と従来のインバータ装置のｃｆ値と出
力電流歪率ＴＨＤiの関係を示す図
率ＴＨＤiの関係と従来のインバータ装置のｃｆ値と出
力電流歪率ＴＨＤiの関係を示す図
【図８】同インバータ装置について、任意の並列等価イ
ンダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列
等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不
感帯の特性を示す図
ンダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列
等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不
感帯の特性を示す図
【図９】従来の周波数シフト方式を単独運転検出方式と
して採用した従来のインバータ装置の構成図
して採用した従来のインバータ装置の構成図
【図１０】同周波数シフト方式を単独運転検出方式とし
て採用した従来のインバータ装置の検出動作を示すフロ
ーチャート
て採用した従来のインバータ装置の検出動作を示すフロ
ーチャート
【図１１】同単独運転検出方法によるインバータ装置の
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１２】同単独運転検出方法によるインバータ装置の
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１３】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１４】同交流電力系統が正常時のインバータ装置の
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
出力電流波形のタイミングを示すタイムチャート
【図１５】同分散電源装置の出力電流と交流電力系統電
圧のタイミングを示すタイムチャート
圧のタイミングを示すタイムチャート
【図１６】同インバータ装置のｃｆ値をパラメータとし
た出力電流波形の周波数特性を示す周波数スペクトラム
を示す図
た出力電流波形の周波数特性を示す周波数スペクトラム
を示す図
【図１７】同インバータ装置について任意の並列等価イ
ンダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列
等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不
感帯の特性図
ンダクタンスの値に対して、不感帯として動作する並列
等価キャパシタンスの値の限界点をプロットして得た不
感帯の特性図
【図１８】同インバータ装置について調べたｃｆ値と出
力電流の歪み率ＴＨＤiの関係を示す図
力電流の歪み率ＴＨＤiの関係を示す図
１ 直流電源
２ インバータ装置
３ 交流電力系統
７ 負荷
１０ インバータ主回路
１４ 電流歪付与手段
２５ 電圧周期演算手段
２６ ピークポイント検出手段
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電力を交流電力系統に連係させつつ
交流に変換して負荷に供給し、前記交流電力系統との連
係を離れて単独運転をはじめた際にインバータ出力に生
じる周波数変動、もしくは周波数変動に起因する変動を
検出してインバータ主回路の単独運転を検知する単独運
転検知手段を有するインバータ装置において、該インバ
ータ装置の出力周波数に変動が生じるように、インバー
タ出力のピークポイントおよびその近傍の所定区間にお
いて、インバータ出力電流の変位が連続で、かつ、イン
バータ出力電流の周波数が不連続な周波数変動をともな
う電流歪を付与する電流歪付与手段を備えることを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項２】 電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の
周波数が定格周波数を含む所定の周波数区間の範囲内に
ある場合は、その出力周波数が上昇する電流歪を付与す
る第１の電流波形と、その出力周波数が下降する電流歪
を付与する第２の電流波形を交互に繰り返して出力し、
前記第１の電流波形と前記第２の電流波形が出力を完了
する時点から最短時間で発生するピークポイントにおい
て、前記第２の電流波形の位相が、前記交流電力系統電
圧の位相に一致するようにしたことを特徴とする請求項
１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】 電流歪付与手段は、交流電力系統電圧の
周波数が定格周波数を含む前記所定の周波数区間の範囲
外にある場合は、前記交流電力系統電圧の周波数変化に
応じて正帰還ループでインバータ出力周波数が変化する
ような電流歪を付与する電流波形を出力することを特徴
とする請求項１または請求項２記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 第１の電流波形は、その出力周波数が上
昇する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結す
るものであって、第２の電流波形はその出力周波数が下
降する電流歪を付与する出力電流の周期を任意回連結す
るものであることを特徴とする請求項２記載のインバー
タ装置。 - 【請求項５】 電流歪付与手段は、ある時点で検出され
る交流電力系統電圧の極性が正から負または負から正の
どちらか一方に変動するタイミングと、その後検出され
る前記交流電力系統電圧の極性が正から負または負から
正のどちらか一方に変動するタイミングまでの経過時間
を、該経過時間内に出現する前記交流電力系統電圧一周
期分の出現個数で除算して前記交流電力系統電圧周期の
平均値を演算する電圧周期演算手段と、該交流電力系統
電圧周期の４分の１に相当する期間を、前記交流電力系
統電圧の極性が正から負または負から正のどちらか一方
に変動するタイミングから経過させたタイミング、およ
び、前記交流電力系統電圧周期の平均値の４分の３に相
当する期間を、前記交流電力系統電圧の極性が正から負
または負から正のどちらか一方に変動するタイミングか
ら経過させたタイミングをピークポイントとして決定す
るピークポイント決定手段を備えることを特徴とする請
求項１または請求項２記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002126834A JP4037161B2 (ja) | 2002-04-26 | 2002-04-26 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002126834A JP4037161B2 (ja) | 2002-04-26 | 2002-04-26 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003324849A true JP2003324849A (ja) | 2003-11-14 |
| JP4037161B2 JP4037161B2 (ja) | 2008-01-23 |
Family
ID=29541141
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002126834A Expired - Fee Related JP4037161B2 (ja) | 2002-04-26 | 2002-04-26 | インバータ装置 |
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| JP (1) | JP4037161B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103199563A (zh) * | 2013-04-11 | 2013-07-10 | 东南大学 | 一种低输出电流谐波含量的主动移频式孤岛检测方法 |
| JP5286524B2 (ja) * | 2006-03-22 | 2013-09-11 | 国立大学法人群馬大学 | 周波数測定装置及び周波数測定方法 |
| JP2016027785A (ja) * | 2012-07-20 | 2016-02-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
2002
- 2002-04-26 JP JP2002126834A patent/JP4037161B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2016027785A (ja) * | 2012-07-20 | 2016-02-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN103199563A (zh) * | 2013-04-11 | 2013-07-10 | 东南大学 | 一种低输出电流谐波含量的主动移频式孤岛检测方法 |
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|---|---|
| JP4037161B2 (ja) | 2008-01-23 |
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