JP3995012B2 - データ復号装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＬＬ（Ｒｕｎ Ｌｅｎｇｔｈ Ｌｉｍｉｔｅｄ）符号を用いて情報を記録した記録媒体から読み出した再生ＲＦ信号を、少なくとも１つのコンパレートレベルに基づいて復号して、チャネルビットデータを出力するデータ復号装置に係り、特にチャネルビットデータ中に同一シンボルの最小連続長，最大連続長の条件を満足しない箇所がある場合は、レベル判定を行なった際の再生ＲＦ信号レベルに基づいてビットエラーである確率の高いビットを選定し、選定したビットを補正して、同一シンボルの最小連続長，最大連続長の条件を満足するチャネルビットデータを出力するようにしたデータ復号装置に関する。

データを伝送したり、また、例えば磁気ディスクや光ディスク、光磁気ディスク等の記録媒体にデータを記録する際に、伝送や記録に適するようにデータの変調が行なわれる。このような変調の一つとしてブロック符号が知られている。このブロック符号は、データ列をｍ×ｉビットからなる単位（以下データ語という）にブロック化し、このデータ語を適当な符号則に従ってｎ×ｉビットからなる符号語に変換するものである。そしてｉ＝１のときには固定長符号となり、またｉが複数個選べるとき、すなわちｉが２以上で最大のｉであるｉｍａｘ＝ｒで変換したときには可変長符号となる。このブロック符号化された符号は可変長符号（ｄ，ｋ；ｍ，ｎ；ｒ）と表す。ここでｉは拘束長という。ｒは最大拘束長である。また、ｄ及びｋは符号系列内の連続する”１”の間に入る”０”の最小連続個数及び”０”の最大連続個数である。

具体例としてコンパクトディスク（ＣＤ）システムでの変調方式を説明する。コンパクトディスクシステムでは、ＥＦＭ（Ｅｉｇｈｔ ｔｏ Ｆｏｕｒｔｅｅｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられている。８ビットのデータ語を１４ビットの符号語（チャネルビット）へパターン変換した後に、ＥＦＭ変調後の直流成分を低減させるための３ビットのマージンビットを付加し、ディスク上にＮＲＺＩで記録されている。論理レベル”０”の最小連続個数は２、論理レベル”０”の最大連続個数は１０の条件を満足するように、８ビットから１４ビットへの変換、ならびに、マージンビットの付加がなされる。したがって、この変調方式のパラメータは、（２，１０；８，１７；１）である。チャネルビット列（記録波形列）のビット間隔をＴとすると、最小反転間隔Ｔｍｉｎは、３（＝２＋１）Ｔである。また、最大反転間隔Ｔｍａｘは、１１（＝１０＋１）Ｔである。さらに、検出窓幅Ｔｗは、（ｍ／ｎ）×Ｔで表わされ、その値は０．４７（＝８／１７）Ｔである。

また、ＮＲＺＩ変調後の同一シンボルの最小連続長ｄ’はｄ’＝ｄ＋１＝２＋１＝３であり、同一シンボルの最大連続長ｋ’はｋ’＝ｋ＋１＝１０＋１＝１１である。

上記コンパクトディスクシステムにおいて、光ディスク上にピットを線速方向に縮小すれば記録密度を高くすることができる。この場合、最小反転間隔Ｔｍｉｎに対応した最小ピット長が短くなる。この最小ピットがレーザービームのスポットサイズよりも小さくなりすぎると、ピットの検出が困難になり、エラー発生の原因となる。

さらに、ディスクの再生において、ディスクの再生面に対してスキューが加わるとエラーレートが悪化する。ディスクのスキューは、ディスクと光軸の傾きが進行方向に垂直な面をタンジェンシャル（ｔａｎｇｅｎｔｉａｌ）方向と、水平な面をラジアル（ｒａｄｉａｌ）方向に分けられる。このうちタンジェンシャル方向については、比較的早めにエラーレートが悪化する。これらはシステムの設計に当り、マージンの減少となる。

また、同一シンボルの連続の長さの誤りの分布を、スキューのそれぞれの方向に対して調べたところ、タンジェンシャル方向のスキューに対するエラーは、同一シンボルの連続長が短い場合に主に発生している。すなわち、Ｔｍｉｎ（ｄ’）の長さをＴｍｉｎ−１（ｄ’−１）の長さに復号したために、エラーレートが悪化したことがわかった。上記のＥＦＭ変調方式においては、タンジェンシャル方向にスキューが発生した場合は、記録波形列のビット間隔をＴとすると、最小反転間隔Ｔｍｉｎである３Ｔが２Ｔと復号されることによるエラーの発生が多いことがわかった。

また、このようなエラーは、ラジアル方向のスキュー、焦点ずれ等の摂動によってもある程度起こることがわかった。さらに、スキューや焦点ずれなどの摂動がはなはだしく大きい場合には、最小反転間隔Ｔｍｉｎである３Ｔが１Ｔと復号されることによるエラーも発生することがわかった。

一方、光ディスクにおいては、その製造においてディスクのアシンメトリのマージンがある程度許されており、センターレベルに対して再生波形が上下非対象になる場合も考慮する必要がある。

従来、エラーレートの悪化に対する信号処理による補正の方法としては、ビタビ復号法があった。ビタビ復号法は、符号誤りを小さくして幾何学的距離の最も短い道を探索する最尤復号法の一つで、可能性のない道を捨てることにより、確からしい値の探索を簡略化して復号する方法である。さらに、ビタビ復号法は、その内部に最小反転間隔Ｔｍｉｎを補償するアルゴリズムを付加することができる。

しかし、ビタビ復号法は、その回路が複雑でハードウエアの規模が大きくなるという欠点を有している。また、ビタビ復号法は、アシンメトリを取り除く必要があり、光ディスクのようなアシンメトリの許容される系では、アシンメトリに対する最適化が必要となり、回路がさらに複雑になる。

以上のように、例えば光ディスク等の記録媒体においては、スキューマージンの確保が困難である場合が発生し得る。特に、タンジェンシャル方向に対してスキューマージンは、少なくなる。

また、例えば高密度化された光ディスク等の記録媒体においては、最小反転間隔Ｔｍｉｎの安定した再生が困難になってくるため、エラーレートが低下する。

本発明はこのような課題を解決するためなされたもので、記録媒体から読み出した信号を２値化して得たチャネルビットデータ中に、同一シンボルの最小連続長，最大連続長の条件を満足しない箇所がある場合は、チャネルビットデータに補正を施して、同一シンボルの最小連続長，最大連続長の条件を満足するチャネルビットデータを出力することで、ビットエラーレートを改善し、また、スキューマージンを確保できるようにしたデータ復号装置を提供することを目的とする。

本発明は、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置であって、同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ’−２）検出部と、上記（ｄ’−２）検出部により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータの補正位置を指定する補正ビット位置指定信号を出力する補正ビット位置検出部と、上記（ｄ’−２）検出部により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを同一シンボルの連続長がｄ’となるように上記補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて補正処理を行なうデータ補正部とを備えることを特徴とする。

また、本発明は、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置であって、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ−２）検出部と、上記（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータの補正位置を指定する補正ビット位置指定信号を出力する補正ビット位置検出部と、上記（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを”０“の連続長がｄとなるように上記補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて補正処理を行なうデータ補正部とを備えることを特徴とする。

本発明では、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ’−２）検出部により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータに対し、補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて、データ補正部において同一シンボルの連続長がｄ’となるように補正処理を行なうことによって、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

また、本発明では、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータに対し、補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて、データ補正部において”０“の連続長がｄとなるように補正処理を行なうことによって、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

本発明に係るデータ復号装置を用いることで、スキューに対するマージン、ならびに、デフォーカスに対するマージンを増加させることができる。さらに、本発明に係るデータ復号装置は、線記録密度の向上に伴う最小反転間隔Ｔｍｉｎ及び最大反転間隔Ｔｍａｘの読み取りエラーの低減にも有効である。

以下、本発明の実施の形態について添付図面に基づいて説明する。なお、記録媒体として光ディスクを用い、記録符号としては、同一シンボルの最小連続長（連続個数）ｄが２で、かつ同一シンボルの最大連続長（連続個数）ｋが１０である２値レベルの（ｄ，ｋ）記録符号を用い、この２値レベルの（ｄ，ｋ）記録符号がＮＲＺＩ変調によって記録された光ディスクから、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列を再生する装置を代表例として、発明の実施の形態を説明する。ここで、（ｄ，ｋ）記録符号は、エッジを表す符号となり、ＮＲＺＩ変調後のチャンネルビット列は、ピットの形に相当するレベルを表す符号になる。また、ＮＲＺＩ変調後の同一シンボルの最小連続長ｄ’はｄ’＝ｄ＋１＝２＋１＝３であり、同一シンボルの最大連続長ｋ’はｋ’＝ｋ＋１＝１０＋１＝１１である。

図１は本発明に係るデータ復号装置のブロック構成図である。このデータ復号装置１は、大きく分けて入力信号処理部２とデータ復号処理部３とからなる。

入力信号処理部２は、光ディスク４を回転駆動するためのスピンドルモータ５と、光ディスク４の信号記録面にレーザ光を対物レンズを通して照射するとともに、この光ディスク４からの反射光を受光して再生信号６ａを出力する光ピックアップ６と、光ピックアップ６から出力された再生信号６ａを増幅する前置増幅器７と、前置増幅器７から出力される再生ＲＦ信号７ａをコンパレートレベル９ａに基づいて波形整形して２値化したパルス信号８ａを出力する波形整形器８と、波形整形器８から出力されるパルス信号８ａを積分して得た直流電圧と基準電圧とを比較してコンパレートレベル９ａを負帰還制御するコンパレートレベル設定部９と、波形整形器８から出力されるパルス信号８ａに基づいてビットクロック１０ａを生成して出力するＰＬＬ方式のビットクロック生成部１０とを備える。

データ復号処理部３は、ビットクロック１０ａに基づいて再生ＲＦ信号７ａを標本化し、標本化した再生ＲＦ信号を量子化し、量子化して得た再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａを出力する再生ＲＦ信号用のＡ／Ｄ変換器１１と、ビットクロック１０ａに基づいてコンパレートレベル９ａを標本化し、標本化したコンパレートレベルを量子化し、量子化したコンパレートレベルデータ１２ａを出力するコンパレータレベル用のＡ／Ｄ変換器１２と、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとを比較して、再生ＲＦ信号レベルがコンパレートレベル以上の場合には論理レベル”１”のチャネルビットデータ（２値化信号）１３ａを、再生ＲＦ信号レベルがコンパレートレベル未満の場合には論理レベル”０”のチャネルビットデータ（２値化信号）１３ａを出力するコンパレート部１３と、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとを入力とし、再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値を演算して、レベル差データ１４ａを出力するレベル差演算部１４と、ビットデータ反転補正部１５と、（ｄ’−１）検出部１６と、（ｋ’＋１）検出部１７と、最小連続長補正ビット位置検出部１８と、最大連続長補正ビット位置検出部１９と、再生ＲＦ信号レベル記憶部２０とを備える。

なお、コンパレートレベル９ａを負帰還制御しない場合、すなわち、予め設定した固定のコンパレートレベルで波形整形ならびにビットデータの２値化判定を行なう場合は、コンパレータレベル用のＡ／Ｄ変換器１２は不要である。この場合には、コンパレータレベル用のＡ／Ｄ変換器１２の出力１２ａの代わりに、予め設定した固定コンパレータレベルに対応するコンパレータレベルデータを供給する構成とする。

また、データ復号処理部３は、再生ＲＦ信号７ａをＡ／Ｄ変換器１１でＡ／Ｄ変換して得た再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとをコンパレート部１３で比較して、２値化信号（ビットデータ）１３ａを得る構成を示したが、波形整形器８から出力されるパルス信号８ａをビットクロック生成部１０で生成したビットクロック１０ａに基づいてラッチすることで２値化信号（ビットデータ）を得て、ビットクロック１０ａに基づいてラッチして得た２値化信号（ビットデータ）をビットデータ反転補正部１５へ供給する構成としてもよい。

さらに、レベル差演算部１４は、再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値を演算してレベル差データ１４ａを出力し、再生ＲＦ信号レベル記憶部２０は、レベル差演算部１４から出力されるレベル差データ１４ａを記憶する構成を示したが、再生ＲＦ信号レベル記憶部２０内に、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとを時系列との対応を付けて記録しておき、補正ビット位置検出に際して、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとの差の絶対値を求めるようにしてもよい。なお、コンパレートレベルが固定されている場合は、コンパレートレベルデータ１２ａを記録する必要はない。

図２はビットデータ反転補正部１５、（ｄ’−１）検出部１６、ならびに（ｋ’＋１）検出部１７の回路構成図である。ビットデータ反転補正部１５は、Ｄ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１４を１４段縦続接続して構成したシフトレジスタと、第１段，第２段，第４段および第１３段のＤ型フリップフロップＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ１３に一時記憶されるビットデータを反転させるための２入力アンドゲートＧ１〜Ｇ８を備える。

各Ｄ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１４のクロック入力端子Ｃには、ビットクロック１０ａが供給される。第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のデータ入力端子Ｄには、コンパレート部１３から出力されたチャネルビットデータ（２値化信号）１３ａが供給される。各段のＤ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１３のデータ出力端子Ｑを次段のＤ型フリップフロップＦ２〜Ｆ１４のデータ入力端子Ｄへ接続している。そして、第１４段目のＤ型フリップフロップＦ１４のデータ出力端子Ｑから復号したチャネルビット１５ａを出力する構成としている。

第１段目，第２段目，第４段目および第１３段目のＤ型フリップフロップＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ１３は、セット入力端子Ｓおよびリセット入力端子Ｒを備えたセット−リセット機能付きのＤ型フリップフロップを用いている。

第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のリセット入力端子Ｒには、第１のアンドゲートＧ１の出力信号が供給される。第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のセット入力端子Ｓには、第２のアンドゲートＧ２の出力信号が供給される。第１のアンドゲートＧ１の一方の入力端子には、最小連続長補正ビット位置検出部１８から出力される補正ビット位置指定信号１８ｂが供給される。第１のアンドゲートＧ１の他方の入力端子は、第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のデータ出力端子Ｑに接続している。第２のアンドゲートＧ２の一方の入力端子には、最小連続長補正ビット位置検出部１８から出力される補正ビット位置指定信号１８ｂが供給される。第２のアンドゲートＧ２の他方の入力端子は、第１段目のＤ型フリップフロップＦ１の反転データ出力端子ＮＱに接続している。

第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のＱ出力が論理レベル”１”の状態で、補正ビット位置指定信号１８ｂが供給されると、第１のアンドゲートＧ１の出力が論理レベル”１”となり、この論理レベル”１”の出力が第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のリセット入力端子Ｒに供給されるので、第１段目のＤ型フリップフロップＦ１はＱ出力が論理レベル”０”に反転される。

第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のＱ出力が論理レベル”０”の状態で、補正ビット位置指定信号１８ｂが供給されると、第１のアンドゲートＧ２の出力が論理レベル”１”となり、この論理レベル”１”の出力が第１段目のＤ型フリップフロップＦ１のセット入力端子Ｓに供給されるので、第１段目のＤ型フリップフロップＦ１はＱ出力が論理レベル”１”に反転される。

第２段目，第４段目，第１３段目のＤ型フリップフロップＦ２，Ｆ４，Ｆ１３には、第１段目の各アンドゲートＧ１，Ｇ２と同様な回路を設けている。そして、最小連続長補正ビット位置検出部１８から補正ビット位置指定信号１８ａが供給された場合は、アンドゲートＧ５またはアンドゲートＧ６を介して第４段目のＤ型フリップフロップＦ４のデータを反転させる構成としている。同様に、最大連続長補正ビット位置検出部１９から補正ビット位置指定信号１９ｂが供給された場合は、アンドゲートＧ３またはアンドゲートＧ４を介して第２段目のＤ型フリップフロップＦ２のデータを反転させる構成としている。また、最大連続長補正ビット位置検出部１９から補正ビット位置指定信号１９ａが供給された場合は、アンドゲートＧ７またはアンドゲートＧ８を介して第１３段目のＤ型フリップフロップＦ１３のデータを反転させる構成としている。

（ｄ’−１）検出部１６は、２個の４入力アンドゲートＧ９，Ｇ１０と、各４入力アンドゲートＧ９，Ｇ１０のそれぞれの出力が供給される２入力オアゲートＧ１１とから構成している。一方の４入力アンドゲートＧ９は、第１段目から第４段目のＤ型フリップフロップＦ１〜Ｆ４のそれぞれのＱ出力の論理レベルが、０，１，１，０である場合、すなわち、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、論理レベル”１”の連続長が２の場合に、論理レベル”１”のアンド出力を発生する。他方の４入力アンドゲートＧ１０は、第１段目から第４段目のＤ型フリップフロップＦ１〜Ｆ４のそれぞれのＱ出力の論理レベルが、１，０，０，１である場合、すなわち、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、論理レベル”０”の連続長が２の場合に、論理レベル”１”のアンド出力を発生する。そして、この（ｄ’−１）検出部１６は、論理レベル”１”の連続長が２の場合、ならびに、論理レベル”０”の連続長が２の場合のいずれでも、２入力オアゲートＧ１１を介して、最小連続長ｄ＝２に対して、（ｄ’−１）のビットデータ列を検出したことを示す（ｄ’−１）検出信号１６ａを発生する構成としている。

なお、上記（ｄ’−１）検出部１６は、２個の４入力アンドゲートＧ９，Ｇ１０を２個のエクスクルーシブオアゲートに換え、２入力オアゲートＧ１１を２入力アンドゲートに換えた構成とし、第１段目と第２段目のＤ型フリップフロップＦ１、Ｆ２の各Ｑ出力の排他的論理和出力と第３段目と第４段目のＤ型フリップフロップＦ３、Ｆ４の各Ｑ出力の排他的論理和出力との論理積出力として（ｄ’−１）検出信号１６ａを得るようにすることもできる。

ここで、この実施形態では、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列で最小連続長の条件を満足しているか否かを判別するため、（ｄ’−１）となる箇所を論理レベル”０”または論理レベル”１”の連続長が２であることで判定する構成を示したが、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータを逆ＮＲＺＩ変調した後に、同一シンボルの連続長が１であることによって（ｄ−１）箇所を判定するようにしてもよい。

（ｋ’＋１）検出部１７は、２個の１４入力アンドゲートＧ１２，Ｇ１３と、各１４入力アンドゲートＧ１２，Ｇ１３のそれぞれの出力が供給される２入力オアゲートＧ１４とから構成している。一方の１４入力アンドゲートＧ１２は、第１段目と第１４段目のＤ型フリップフロップＦ１，Ｆ１４のＱ出力が共に論理レベル０で、第２段目〜第１３段目までのＤ型フリップフロップＦ２〜Ｆ１３のＱ出力が共に論理レベル１である場合、すなわち、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、論理レベル”１”の連続長が１２の場合に、論理レベル”１”のアンド出力を発生する。他方の１４入力アンドゲートＧ１３は、第１段目と第１４段目のＤ型フリップフロップＦ１，Ｆ１４のＱ出力が共に論理レベル１で、第２段目〜第１３段目までのＤ型フリップフロップＦ２〜Ｆ１３のＱ出力が共に論理レベル０である場合、すなわち、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、論理レベル”０”の連続長が１２の場合に、論理レベル”１”のアンド出力を発生する。そして、この（ｋ’＋１）検出部１７は、論理レベル”１”の連続長が１２の場合、ならびに、論理レベル”０”の連続長が１２の場合のいずれでも、２入力オアゲートＧ１４を介して、最大連続長ｋ＝１０に対して、（ｋ’＋１）のビットデータ列を検出したことを示す（ｋ’＋１）検出信号１７ａを発生する構成としている。

ここで、この実施形態では、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列で最大連続長の条件を満足しているか否かを判別するため、（ｋ’＋１）となる箇所を論理レベル”０”または論理レベル”１”の連続長が１２であることで判定する構成を示したが、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータを逆ＮＲＺＩ変調した後に、同一シンボルの連続長が１１であることによって（ｋ＋１）箇所を判定するようにしてもよい。

なお、図２では、（ｄ’−１）検出部１６ならびに（ｋ’＋１）検出部１７の具体的回路例として、ビットデータ反転補正部１５を構成する１４段のシフトレジスタを利用し、シフトレジスタの各段の出力をデコードすることで、（ｄ’−１）ならびに（ｋ’＋１）を検出する回路構成を示したが、（ｄ’−１）検出部１６ならびに（ｋ’＋１）検出部１７は、コンパレート部１３から出力される２値化信号１３ａの論理レベルが反転する度にリセットするよう構成したカウントを用いて、同一シンボル（同一論理レベル）の連続個数を計数し、連続個数が２でリセットされた場合には、（ｄ’−１）検出信号１６ａを発生させ、連続個数が１２に達した場合は、（ｋ’＋１）検出信号１７ａを発生させるようにしてもよい。また、ビットデータ反転補正部１５は、例えばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）とその読み出し書き込み制御回路を用いて構成してもよい。

図３は再生ＲＦ信号レベル記憶部２０ならびに各補正ビット位置検出部１８，１９の回路構成図である。再生ＲＦ信号レベル記憶部２０は、データラッチ回路Ｄ１〜Ｄ１４を１４段縦続してビット並列入力−ビット並列出力型のシフトレジスタ構成としている。各データラッチ回路Ｄ１〜Ｄ１４のクロック入力端子Ｃには、ビットクロック１０ａが供給される。第１段目のデータラッチ回路Ｄ１のデータ入力端子Ｄには、レベル差演算部１４で演算されたレベル差データ１４ａ（再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値）が供給される。各段のデータラッチ回路Ｄ１〜Ｄ１３のデータ出力端子Ｑを次段のデータラッチ回路Ｄ２〜Ｄ１４のデータ入力端子Ｄへ接続している。

図２に示したビットデータ反転補正部１５内の各Ｄ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１４は、１４ビット分のチャネルビットデータ（２値化信号）を時系列順に一時記憶している。図３に示した再生ＲＦ信号レベル記憶部２０内の各データラッチ回路Ｄ１〜Ｄ１４は、各Ｄ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１４に格納されているチャネルビットデータ（２値化信号）の２値化判定を行なった際の再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値を時系列順に一時記憶している。データラッチ回路Ｄ１に例えば論理レベル”１”のデータが格納されている状態では、データラッチ回路Ｄ１には論理レベル”１”の判定を行なった時の再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値が格納されている。

最小連続長補正ビット位置検出部１８は、マグニチュードコンパレータＭ１と、２個のアンドゲートＧ１５，Ｇ１６を備える。マグニチュードコンパレータＭ１の一方の入力端子群Ｍ１ａには、第１段目のデータラッチ回路Ｄ１のＱ出力が供給される。マグニチュードコンパレータＭ１の他方の入力端子群Ｍ１ｂには、第４段目のデータラッチ回路Ｄ４のＱ出力が供給される。このマグニチュードコンパレータＭ１は、一方の入力端子群Ｍ１ａに供給されるデータと他方の入力端子群Ｍ１ｂに供給されるデータとの大小関係を判断し、一方の入力端子群Ｍ１ａに供給されるデータの方が他方のデータよりも小さい場合には、第１判定結果Ｍ１ｃを出力し、他方の入力端子群Ｍ１ｂに供給されるデータの方が一方のデータよりも小さい場合には、第２判定結果Ｍ１ｄを出力するよう構成している。

そして、第１判定結果Ｍ１ｃをアンドゲートＧ１５の一方の入力端子へ供給し、アンドゲートＧ１５の他方の入力端子に（ｄ’−１）検出信号１６ａが供給されたときは、第１判定結果Ｍ１ｃを補正ビット位置指定信号１８ｂとして出力する構成としている。また、第２判定結果Ｍ１ｄをアンドゲートＧ１６の一方の入力端子へ供給し、アンドゲートＧ１６の他方の入力端子に（ｄ’−１）検出信号１６ａが供給されたときは、第２判定結果Ｍ１ｄを補正ビット位置指定信号１８ａとして出力する構成としている。ここで、補正ビット位置指定信号１８ａによって（ｄ’−１）区間の直前のビットが補正ビットとして指定され、また、補正ビット位置指定信号１８ｂによって（ｄ’−１）区間の直後のビットが補正ビットとして指定される。

（ｄ’−１）検出部１６によって、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、同一シンボルの連続長が２である区間が検出された場合、その区間の直前のビットまたは直後のビットのいずれかを補正（論理レベルを反転）すれば、最小連続長ｄ’の条件を満足できる。図３に示した最小連続長補正ビット位置検出部１８は、（ｄ’−１）の区間の直前および直後のビットを２値化判定した際の差データ（ＲＧ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値）を比較し、その差データの小さい方のビット位置を補正対象として指定する。

最大連続長補正ビット位置検出部１９は、マグニチュードコンパレータＭ２と、２個のアンドゲートＧ１７，Ｇ１８を備える。マグニチュードコンパレータＭ２の一方の入力端子群Ｍ２ａには、第１段目のデータラッチ回路Ｄ１のＱ出力が供給される。マグニチュードコンパレータＭ２の他方の入力端子群Ｍ２ｂには、第１４段目のデータラッチ回路Ｄ１４のＱ出力が供給される。このマグニチュードコンパレータＭ２は、一方の入力端子群Ｍ２ａに供給されるデータと他方の入力端子群Ｍ２ｂに供給されるデータとの大小関係を判断し、一方の入力端子群Ｍ２ａに供給されるデータの方が他方のデータよりも大きい場合には、第１判定結果Ｍ２ｃを出力し、他方の入力端子群Ｍ２ｂに供給されるデータの方が一方のデータよりも大きい場合には、第２判定結果Ｍ２ｄを出力するよう構成している。

そして、第１判定結果Ｍ２ｃをアンドゲートＧ１７の一方の入力端子へ供給し、アンドゲートＧ１７の他方の入力端子に（ｋ’＋１）検出信号１７ａが供給されたときは、第１判定結果Ｍ２ｃを補正ビット位置指定信号１９ｂとして出力する構成としている。また、第２判定結果Ｍ２ｄをアンドゲートＧ１８の一方の入力端子へ供給し、アンドゲートＧ１８の他方の入力端子に（ｋ’＋１）検出信号１７ａが供給されたときは、第２判定結果Ｍ２ｄを補正ビット位置指定信号１９ａとして出力する構成としている。ここで、補正ビット位置指定信号１９ａによって（ｋ’＋１）区間の先頭のビットが補正ビットとして指定され、補正ビット位置指定信号１９ｂによって（ｋ’＋１）区間の最終のビットが補正ビットとして指定される。

（ｋ’＋１）検出部１７によって、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、同一シンボルの連続長が１２である区間が検出された場合、その区間の先頭ビットまたは最終ビットのいずれかを補正（論理レベルを反転）すれば、最大連続長ｋ’の条件を満足できる。図３に示した最大連続長補正ビット位置検出部１９は、（ｋ’＋１）の区間の直前および直後のビットを２値化判定した際の差データ（再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差の絶対値）を比較し、その差データの大きい方のビット位置に隣接するビット位置を補正対象として指定する。

以上のように、図３では、最小連続長ならびに最大連続長の条件を満足していない場合に、満足していない区間の両外側のビットの２値化判定時のレベル差データを利用して、補正を行なうビット位置を選定する構成を示した。これに対して、最小連続長ならびに最大連続長の条件を満足していない区間の先頭ビットならびに最終ビットの２値化判定時のレベル差データに基づいて、補正を行なう位置を選定することも可能である。

図４は最小連続長補正ビット位置検出部ならびに最大連続長補正ビット位置検出部の他の構成例を示す回路構成図である。図４に示す最小連続長補正ビット位置検出部１８０は、出力制御端子Ｍ３ｅに（ｄ’−１）検出信号１６ａが供給されている場合に比較結果Ｍ３ｃ，Ｍ３ｄを出力するよう構成されたマグニチュードコンパレータＭ３を用いて構成している。マグニチュードコンパレータＭ３の一方の入力端子群Ｍ３ａには、第２段目のデータラッチ回路Ｄ２の出力が供給される。マグニチュードコンパレータＭ３の他方の入力端子群Ｍ３ｂには、第３段目のデータラッチ回路Ｄ３の出力が供給される。

このマグニチュードコンパレータＭ３は、一方の入力端子群Ｍ３ａに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力が他方の入力端子群Ｍ３ｂに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ３の出力よりも大きく、且つ、比較判定結果の出力が許可されている場合は、論理レベル”１”（Ｈレベル）の第１判定結果Ｍ３ｃを出力するよう構成している。

また、このマグニチュードコンパレータＭ３は、一方の入力端子群Ｍ３ａに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力に対して他方の入力端子群Ｍ３ｂに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ３の出力の方が大きく、且つ、比較判定結果の出力が許可されている場合は、論理レベル”１”（Ｈレベル）の第２判定結果Ｍ３ｄを出力するよう構成している。そして、この最小連続長補正ビット位置検出部１８０は、第１判定結果Ｍ３ｃを補正ビット位置指定信号１８ｂとして出力し、第２判定結果Ｍ３ｄを補正ビット位置指定信号１８ａとして出力する構成としている。

最大連続長補正ビット位置検出部１９０は、出力制御端子Ｍ４ｅに（ｋ’＋１）検出信号１７ａが供給されている場合に比較結果Ｍ４ｃ，Ｍ４ｄを出力するよう構成されたマグニチュードコンパレータＭ４を用いて構成している。マグニチュードコンパレータＭ４の一方の入力端子群Ｍ４ａには、第２段目のデータラッチ回路Ｄ２の出力が供給される。マグニチュードコンパレータＭ４の他方の入力端子群Ｍ４ｂには、第１３段目のデータラッチ回路Ｄ１３の出力が供給される。

このマグニチュードコンパレータＭ４は、一方の入力端子群Ｍ４ａに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力が他方の入力端子群Ｍ４ｂに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ１３の出力よりも小さく、且つ、比較判定結果の出力が許可されている場合は、論理レベル”１”（Ｈレベル）の第１判定結果Ｍ４ｃを出力するよう構成している。

また、このマグニチュードコンパレータＭ４は、一方の入力端子群Ｍ３ａに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力に対して他方の入力端子群Ｍ３ｂに供給されるデータすなわちデータラッチ回路Ｄ３の出力の方が小さく、且つ、比較判定結果の出力が許可されている場合は、論理レベル”１”（Ｈレベル）の第２判定結果Ｍ４ｄを出力するよう構成している。そして、この最大連続長補正ビット位置検出部１９０は、第１判定結果Ｍ４ｃを補正ビット位置指定信号１９ｂとして出力し、第２判定結果Ｍ４ｄを補正ビット位置指定信号１９ａとして出力する構成としている。

したがって、最小連続長補正ビット位置検出部１８０は、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、同一シンボルの連続長が２の区間に対して、その先頭ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ３の出力と、同一シンボルの連続長が２の区間の最終ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力との大小関係を比較し、先頭ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ３の出力の方が大きい場合は、その先頭ビットの直前のビットを補正させる補正ビット位置指定信号１８ａを出力する。また、この最小連続長補正ビット位置検出部１８０は、同一シンボルの連続長が２の区間の最終ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力の方が大きい場合は、その最終ビットの直後のビットを補正させる補正ビット位置指定信号１８ｂを出力する。

最大連続長補正ビット位置検出部１９０は、ＮＲＺＩ変調されたチャネルビットデータ列中において、同一シンボルの連続長が１２の区間に対して、その先頭ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ１３の出力と、同一シンボルの連続長が１２の区間の最終ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力との大小関係を比較し、先頭ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ１３の出力の方が小さい場合は、その先頭ビット位置を補正させる補正ビット位指定信号１９ａを出力する。また、この最大連続長補正ビット位置検出部１９０は、同一シンボルの連続長が１２の区間の最終ビットの２値化判定を行なった時のレベル差データすなわちデータラッチ回路Ｄ２の出力の方が小さい場合は、その最終ビットを補正させる補正ビット位置指定信号１９ｂを出力する。

なお、図１では、再生ＲＦ信号７ａをＡ／Ｄ変換器１１で変換して得た再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとの差データ１４ａを、再生ＲＦ信号レベル記憶部２０で一時記憶する構成を示したが、Ａ／Ｄ変換器を用いずに、電荷保存型のサンプルホールド回路を複数組用いて、チャネルビットデータの判定を行なった時の再生ＲＦ信号７ａの信号レベルを記憶する構成としてもよい。また、ＣＣＤ等の電荷転送素子を用いて、チャネルビットデータの判定を行なった時の再生ＲＦ信号７ａの信号レベルを記憶する構成としてもよい。コンパレートレベル９ａについても同様に、電荷保存型のサンプルホールド回路やＣＣＤ等の電荷転送素子を利用して、一時記憶する構成としてもよい。

次に、本発明に係るデータ復号装置の動作を説明する。図１に示した光ディスク４からピックアップ６を介して読み出された再生信号６ａは、前置増幅器７で増幅され、波形整形器８で２値レベルのパルス信号８ａに波形整形され、このパルス信号８ａに同期するビットクロック１０ａがビットクロック生成部１０で生成・出力される。

データ復号処理部３内の各Ａ／Ｄ変換器１１，１２は、ビットクロック１０ａに基づいて再生ＲＦ信号７ａ，コンパレートレベル９ａをＡ／Ｄ変換し、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａ，コンパレートレベルデータ１２ａを出力する。コンパレート部１３は、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベルデータ１２ａとを比較し、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａがコンパレートレベル１２ａを越えている場合（以上の場合）は、論理レベル”１”（Ｈレベル）の２値化信号１３をチャネルビットデータとして出力し、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａがコンパレートレベル１２ａ以下の場合（未満の場合）は、論理レベル”０”（Ｌレベル）の２値化信号１３をチャネルビットデータとして出力する。

コンパレート部１３からビットクロック１０ａに同期して出力されるチャネルビットデータ（２値化信号）１３ａは、ビットデータ反転補正部１５内の１４段シフトレジスタを介して出力され、図示しない信号処理装置等へ供給される。

レベル差演算部１４は、再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａとコンパレートレベル１２ａとの差の絶対値を演算し、求めた絶対値をレベル差データ１４ａとして出力する。再生ＲＦ信号レベル記憶部２０は、レベル差データ１４ａを時系列との対応を付けて一時記憶する。

図２に示したように、（ｄ’−１）検出部１６は、ビットデータ反転補正部１５内の第１〜第４段目のＤ型フリップフロップＦ１〜Ｆ４の出力に基づいて、同一シンボルの連続長が２であることを検出すると、（ｄ’−１）検出信号１６ａを最小連続長補正ビット位置検出部１８に対して出力する。

図３に示したように、最小連続長補正ビット位置検出部１８は、（ｄ’−１）区間の直前のビットのレベル差データと、（ｄ’−１）区間の直後のビットのレベル差データとを比較し、直前のビットのレベル差データの方が小さい場合は、補正ビット位置指定信号１８ａをビットデータ反転補正部１５に対して出力する。また、最小連続長補正ビット位置検出部１８は、（ｄ’−１）区間の直後のビットのレベル差データの方が小さい場合は、補正ビット位置指定信号１８ｂをビットデータ反転補正部１５に対して出力する。

図２に示したビットデータ反転補正部１５は、補正ビット位置指定信号１８ａが供給されると、第４段目のＤ型フリップフロップＤ４の論理レベル（直前ビットの論理レベル）を反転させる。また、ビットデータ反転補正部１５は、補正ビット位置指定信号１８ｂが供給されると、第１段目のＤ型フリップフロップＤ１の論理レベル（直前ビットの論理レベル）を反転させる。これによって、同一シンボルの連続長ｄ’が２の区間が最小連続長ｄ’＝３の条件を満足するよう補正される。

図２に示すように、（ｋ’＋１）検出部１７は、ビットデータ反転補正部１５内の第１〜第１４段目のＤ型フリップフロップＦ１〜Ｆ１４の出力に基づいて、同一シンボルの連続長が１２であることを検出すると、（ｋ’＋１）検出信号１７ａを最大連続長補正ビット位置検出部１９に対して出力する。

図３に示したように、最大連続長補正ビット位置検出部１９は、（ｋ’＋１）区間の直前のビットのレベル差データと、（ｋ’＋１）区間の直後のビットのレベル差データとを比較し、直前のビットのレベル差データの方が大きい場合は、補正ビット位置指定信号１９ａをビットデータ反転補正部１５に対して出力する。また、最大連続長補正ビット位置検出部１９は、（ｋ’＋１）区間の直後のビットのレベル差データの方が大きい場合は、補正ビット位置指定信号１９ｂをビットデータ反転補正部１５に対して出力する。

図２に示したビットデータ反転補正部１５は、補正ビット位置指定信号１９ａが供給されると、第１３段目のＤ型フリップフロップＤ１３の論理レベル（先頭ビットの論理レベル）を反転させる。また、ビットデータ反転補正部１５は、補正ビット位置指定信号１９ｂが供給されると、第２段目のＤ型フリップフロップＤ２の論理レベル（最終ビットの論理レベル）を反転させる。これによって、同一シンボルの連続長ｋ’が１２の区間が、最大連続長ｋ’＝１１の条件を満足するよう補正される。

なお、図３では、最小連続長または最大連続長の条件を満足しない区間の両外側のビットに着目して、それらの両側のビットの２値レベルを判断した時のレベル差（再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差）に基づいて補正するビット位置を選定しているが、図４に示したように、最小連続長または最大連続長の条件を満足しない区間の先頭ビットと最終ビットに着目して、先頭ビットと最終ビットの２値レベルを判断した時のレベル差すなわち再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差に基づいて、補正するビット位置を選定することもできる。

本発明に係るデータ復号装置１は、（ｄ’−１）の区間の両外側のチャネルビット、ならびに、（ｋ’＋１）の区間の先頭または最終ビットのように、２値レベルの判定を誤ったと思われるチャネルビットについて、そのチャネルビットデータの２値レベルを判断した時のレベル差すなわち再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差が小さい場合は、２値レベルの判定を誤っている確率が高いので、レベル差すなわち再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差が小さい方を補正することで、より精度の高い補正を可能にするものである。

また、本発明に係るデータ復号装置１は、（ｄ’−１）区間が検出され、その（ｄ’−１）区間の両側のいずれか一方が誤っていると思われる場合に、例えば（ｄ’−１）区間の先頭ビットのレベル差（再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差）が、（ｄ’−１）区間の最終ビットのレベル差すなわち再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差よりも大きい場合は、先頭ビットの外側の論理レベルが（ｄ’−１）の区間と同じである確率が高いので、その確率の高い側のビット位置データを補正することで、精度の高い補正を可能にするものである。

さらに、本発明に係るデータ復号装置１は、（ｋ’＋１）区間が検出され、その（ｋ’＋１）区間の先頭ビットまたは最終ビットのいずれか一方が誤っていると思われる場合に、レベル差（再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差）が小さい方が２値化判定を誤っている確率が高いので、その確率の高い側のビット位置データを補正することで、精度の高い補正を可能にするものである。

図５は最小連続長の条件を満足しない場合の補正動作の説明図である。図５（ａ）に示す再生ＲＦ信号７ａを、図５（ｂ）に示すビットクロック１０ａの立上がりに同期してＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換して得た再生ＲＦ信号レベル１１ａとコンパレートレベル１２ａとをコンパレート部１３で比較して、図５（ｃ）に示すチャネルビットデータ列が得られる。ここで、（ｄ’−１）の区間は、論理レベル”０”（同一シンボル）の連続長すなわち連続数が２であり、図５（ｄ）に示す逆ＮＲＺＩ変換後の符号すなわち原符号では、論理レベル”１”に挟まれた論理レベル”０”の連続数が１となり、最小連続長ｄ＝２の条件を満たしていない。

そこで、この（ｄ’−１）の区間の両外側のビットに着目した場合、（ｄ’−１）の区間の直後のレベル差データ（数値２）の方が、直前のレベル差データ（数値４）よりも小さいので、（ｄ’−１）の区間の直後のビットを補正する。

また、この（ｄ’−１）の区間内の先頭ビットと最終ビットに着目した場合、最終ビットのレベル差データ（数値８）の方が、先頭ビットのレベル差データ（数値６）よりも大きいので、レベル差データの大きい方（数値８）に隣接する外側のビットを補正する。

このように、図５（ｅ）に示したレベル差データ１４ａすなわち再生ＲＦ信号レベル記憶部２０に記憶されているデータに基づいて、補正を行なうビット位置を選択し、選択したビット位置のビットデータを反転させることで、図５（ｆ）に示すように、最小連続長の条件を満足させた補正後のチャネルビットデータ列の信号１５ａを得ることができる。そして、図示しない逆ＮＲＺＩ変換器で、補正後の符号を逆ＮＲＺＩ変換することで、図５（ｇ）に示す補正後の逆ＮＲＺＩ変換後符号を得ることができる。

図６は最大連続長の条件を満足しない場合の補正動作の説明図である。図６（ａ）に示す再生ＲＦ信号７ａを、図６（ｂ）に示すビットクロック１０ａの立上がりに同期してＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換して得た再生ＲＦ信号レベル１１ａとコンパレートレベル１２ａとをコンパレート部１３で比較して、図６（ｃ）に示すチャネルビットデータ列が復号される。ここで、（ｋ’＋１）の区間は、論理レベル”０”（同一シンボル）の連続長（連続数）が１２であり、図６（ｄ）に示す逆ＮＲＺＩ変換後の符号すなわち原符号では、論理レベル”１”に挟まれた論理レベル”０”の連続数が１１となり、最大連続長ｋ＝１０の条件を満たしていない。

そこで、この（ｋ’＋１）の区間の両外側のビットに着目した場合、（ｋ’＋１）の区間の直前のレベル差データ（数値８）の方が、直後のレベル差データ（数値４）よりも大きいので、レベル差データの大きい方に隣接するビットすなわち直前ビットの次のビットを補正する。

また、この（ｋ’＋１）の区間の先頭ビットと最終ビットに着目した場合、先頭ビットのレベル差データ（数値２）の方が、最終ビットのレベル差データ（数値６）よりも小さいので、レベル差データの小さい方（数値２）のビットすなわち先頭ビットを補正する。

このように、図６（ｅ）に示したレベル差データ１４ａすなわち再生ＲＦ信号レベル記憶部２０に記憶されているデータに基づいて、補正を行なうビット位置を選択し、選択したビット位置のビットデータを反転させることで、図６（ｆ）に示すように、最大連続長の条件を満足させた補正後のチャネルビットデータ列の信号１５ａを得ることができる。そして、図示しない逆ＮＲＺＩ変換器で、補正後の符号を逆ＮＲＺＩ変換することで、図６（ｇ）に示す補正後の逆ＮＲＺＩ変換後符号を得ることができる。

（ｄ’−１），（ｋ’＋１）区間が検出された場合すなわち最小連続長，最大連続長を満足しない場合に、補正ビット位置を求めるために必要なレベル差データは、（ｄ’−１），（ｋ’＋１）の区間の両側のビット、あるいは、（ｄ’−１），（ｋ’＋１）の区間の先頭ビットと最終ビットのレベル差データである。したがって、図３および図４で、再生ＲＦ信号レベル記憶部２０は、１４ビット分のレベル差データを一時記憶できる構成を示したが、１４ビット分のレベル差データを全て一時記憶しておく必要はない。そこで、ランダムアクセス可能なメモリ（ＲＡＭ）とその書き込み読み出し回路を用いて再生ＲＦ信号レベル記憶部２０を構成し、チャネルビットデータが反転する前後の２ビットのレベル差データを時系列との対応を付けて２組分だけ一時記憶する構成としてもよい。

なお、本実施形態では、再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルとの差に基づいて補正するビット位置を決定する構成について説明したが、再生ＲＦ信号レベルの大小関係のみに基づいて、補正するビット位置を決定することができる。なぜならば、（ｄ’−１）ならびに（ｋ’＋１）の両外側のビットについて比較する場合でも、（ｄ’−１）ならびに（ｋ’＋１）の区間の先頭ビットと最終ビットとを比較する場合でも、比較対象となる２つのビットの論理レベルは同じであると判定されているのであるから、比較対象ビットの論理レベルが１のときは再生ＲＦ信号レベルが大きい方がコンパレートレベルとの差が大きいと判断でき、また、比較対象ビットの論理レベルが０のときは再生ＲＦ信号レベルが小さい方がコンパレートレベルとの差が大きいと判断できるからである。

また、上記実施形態では、コンパレート部１３で得られたチャネルビットデータ列について、同一シンボルの連続長が（ｄ’−１）であるチャネルビットデータを（ｄ’−１）検出部１６により検出してビットデータ反転補正部１５により最小連続長ｄを守るように補正処理を行なうようにしたが、例えば図７に示すように、逆ＮＲＺＩ変調した後の”０”の連続長が（ｄ−１）であるチャネルビットデータを検出して、（ｄ−１）区間の直前のビットデータのレベル判定時の再生ＲＦ信号レベルと（ｄ−１）区間の直後のビットデータのレベル判定時の再生ＲＦ信号レベルとの大小関係に基づいて、小側のビットデータを反転させることにより、最小連続長ｄを守るように補正処理を行なうことができる。

なお、図７は上述の図５に対応するものであって、再生ＲＦ信号を（ａ）に示し、ビットクロックを（ｂ）に示し、チャネルビットデータ列を（ｃ）に示し、逆ＮＲＺＩ変換後の符号（原符号）を（ｄ）に示し、レベル差データを（ｅ）に示し、最小連続長の条件を満足させた補正後の逆ＮＲＺＩ変換後符号を（ｆ）に示す。

また、上記実施形態では、コンパレート部１３において再生ＲＦ信号レベル１１ａを１つのコンパレートレベル１２ａと比較することにより、２値化したチャネルビットデータを得るようにしたが、本発明は記録媒体から読み出した再生ＲＦ信号を少なくとも１つのコンパレートレベルで復号してチャネルビットデータを出力するものであればよく、２つ以上のコンパレートレベルを有するコンパレート部により再生ＲＦ信号からチャネルビットデータを生成する場合にも適用できる。

図８は２つのコンパレートレベルＬ１，Ｌ２を有するコンパレート部１１３により再生ＲＦ信号からチャネルビットデータを生成するようにした発明に係るデータ復号装置１００のブロック構成図である。

このデータ復号装置１００は、大きく分けて入力信号処理部１０２とデータ復号処理部１０３とからなる。

入力信号処理部１０２は、光ディスク１０４を回転駆動するためのスピンドルモータ１０５と、光ディスク１０４の信号記録面にレーザ光を対物レンズを通して照射するとともに、この光ディスク１０４からの反射光を受光して再生信号１０６ａを出力する光ピックアップ１０６と、光ピックアップ１０６から出力された再生信号１０６ａを増幅する前置増幅器１０７と、前置増幅器１０７から出力される例えば図９（ａ）に示すような再生ＲＦ信号１０７ａをコンパレートレベルＬ０に基づいて波形整形して２値化したパルス信号１０８ａを出力する波形整形器１０８と、波形整形器１０８から出力されるパルス信号１０８ａを積分して得た直流電圧と基準電圧とを比較してコンパレートレベルＬ０を負帰還制御するコンパレートレベル設定部１０９と、波形整形器１０８から出力されるパルス信号１０８ａに基づいてビットクロック１１０ａを生成して出力するＰＬＬ方式のビットクロック生成部１１０とを備える。上記コンパレートレベル設定部１０９は、コンパレートレベルＬ０を波形整形器１０８に与えるとともに、このコンパレートレベルＬ０をセンターレベルとして該センタルベルの上方及び下方に設定された２つのコンパレートレベルＬ１，Ｌ２をデータ復号処理部１０３に与えるようになっている。

データ復号処理部１０３は、ビットクロック１１０ａに基づいて再生ＲＦ信号１０７ａを標本化し、標本化した再生ＲＦ信号を量子化し、量子化して得た再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａを出力する再生ＲＦ信号用のＡ／Ｄ変換器１１１と、ビットクロック１１０ａに基づいてコンパレートレベルＬ０，Ｌ１，Ｌ２を標本化し、標本化したコンパレートレベルを量子化し、量子化したコンパレートレベルデータＬ０，Ｌ１１，Ｌ１２を出力するコンパレータレベル用のＡ／Ｄ変換器１１２と、再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａとコンパレートレベルデータＬ１１，Ｌ１２とを比較して、チャネルビットデータ（逆ＮＲＺＩ変換後信号すなわち原信号）１１３ａを出力するコンパレート部１１３と、再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａとコンパレートレベルデータＬ０あるいはコンパレートレベルデータＬ１１，Ｌ１２とを入力とし、再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルＬ０すなわちセンターレベルの差の絶対値を演算して、レベル差データ１１４ａを出力するレベル差演算部１１４と、ビットデータ補正部１１５と、（ｄ−１）検出部１１６と、（ｋ＋１）検出部１１７と、最小連続長補正ビット位置検出部１１８と、最大連続長補正ビット位置検出部１１９と、再生ＲＦ信号レベル記憶部１２０とを備える。

次に、このデータ復号装置の動作を説明する。図８に示した光ディスク１０４からピックアップ１０６を介して読み出された再生信号１０６ａは、前置増幅器１０７で増幅され、波形整形器１０８で２値レベルのパルス信号１０８ａに波形整形され、このパルス信号１０８ａに同期する図９（ｂ）に示すようなビットクロック１１０ａがビットクロック生成部１１０で生成・出力される。

なお、この時のビットクロックは図７（ｂ）に較べ５０％シフトしている。

データ復号処理部１０３内の各Ａ／Ｄ変換器１１１，１１２は、ビットクロック１１０ａに基づいて再生ＲＦ信号１０７ａ，コンパレートレベルＬ０，Ｌ１，Ｌ２をＡ／Ｄ変換し、再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａ，コンパレートレベルデータＬ０，Ｌ１１，Ｌ１２を出力する。コンパレート部１１３は、図１０に示すようなアイパターンの再生ＲＦ信号について、その再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａとコンパレートレベルＬ１，Ｌ２とを比較し、再生ＲＦ信号レベルデータ１１１ａがコンパレートレベルＬ１，Ｌ２の間にある場合には論理レベル”１”（Ｈレベル）で上記コンパレートレベルＬ１，Ｌ２の間以外の場合には論理レベル”０”（Ｌレベル）の２値化信号１１３ａをチャネルビットデータ（逆ＮＲＺＩ変換後信号すなわち原信号）として出力する。

コンパレート部１１３からビットクロック１１０ａに同期して出力されるチャネルビットデータ（２値化信号）１１３ａは、ビットデータ補正部１１５を介して出力され、図示しない信号処理装置等へ供給される。

レベル差演算部１１４は、再生ＲＦ信号レベルとコンパレートレベルＬ０との差の絶対値を演算し、求めた絶対値をレベル差データ１１４ａとして出力する。あるいは、再生ＲＦ信号レベルと横切ったコンパレートレベルＬ１又はＬ２との差の絶対値を出力しても良い。再生ＲＦ信号レベル記憶部１２０は、レベル差データ１１４ａを時系列との対応を付けて一時記憶する。

（ｄ−１）検出部１１６は、ビットデータ補正部１１５の出力に基づいて、同一シンボルの連続長が１であることを検出すると、（ｄ−１）検出信号１１６ａを最小連続長補正ビット位置検出部１１８に対して出力する。

最小連続長補正ビット位置検出部１１８は、（ｄ−１）区間の直前の論理レベル”０”のビットのレベル差データと（ｄ−１）区間の直後の論理レベル”０”ビットの次のビットのレベル差データとを比較し、絶対値の小さい側を補正ビットとして指定するとともに、その隣で最小連続長ｄを守る側の１ビット（１ビット内側のビット）を補正ビットとして指定する補正ビット位置指定信号１１８ａをビットデータ補正部１１５に対して出力する。あるいは、レベル差データがＬ１，Ｌ２より演算されたときは、絶対値の小さい方を補正ビットとして指定するとともに、その隣で最小連続長ｄを守る側の１ビット（１ビット内側のビット）を補正ビットとして指定する補正ビット位置指定信号１１８ａをビットデータ補正部１１５に対して出力する。また、最小連続長補正ビット位置検出部１１８は、（ｄ−１）区間の最初の論理レベル”１”のビットのレベル差データと（ｄ−１）区間の後の論理レベル”１”のビットのレベル差データとを比較し、絶対値の大きい側を補正ビットとして指定するとともに、その隣で最小連続長ｄを守る側の１ビット（１ビット外側のビット）を補正ビットとして指定する補正ビット位置指定信号１１８ｂをビットデータ補正部１１５に対して出力する。

ビットデータ補正部１１５は、上記補正ビット位置指定信号１１８ａ，１１８ｂにより指定された各補正ビットの論理レベルを反転させる。これによって、符号系内の連続する論理レベル”１”の間に入る論理レベル”０”の連続長ｄが１の区間が最小連続長ｄ＝２の条件を満足するよう補正される。

なお、上記ビットデータ補正部１１５では、上記補正ビット位置指定信号１１８ａ，１１８ｂにより指定された各補正ビットの論理レベルを反転させるかわりに、論理レベル”１”の補正ビットを（ｄ−１）区間の外側へシフトさせることにより、符号系内の連続する論理レベル”１”の間に入る論理レベル”０”の連続長ｄが１の区間が最小連続長ｄ＝２の条件を満足するよう補正することもできる。

このように、図９（ｄ）に示したレベル差データ１１４ａすなわち再生ＲＦ信号レベル記憶部１２０に記憶されているデータに基づいて、補正を行なうビット位置を選択し、選択したビット位置のビットデータを反転させることで、図９（ｅ）に示すように、最小連続長の条件を満足させた補正後のチャネルビットデータ（逆ＮＲＺＩ変換後信号すなわち原信号）１１５ａを得ることができる。

また、（ｋ＋１）検出部１１７は、ビットデータ反転補正部１５の出力に基づいて、同一シンボルの連続長が１０であることを検出すると、（ｋ＋１）検出信号１１７ａを最大連続長補正ビット位置検出部１１９に対して出力する。

最大連続長補正ビット位置検出部１１９は、最小連続長補正ビット位置検出部１１８と同様な動作により補正ビット位置指定信号１１９ａ又は補正ビット位置指定信号１１９ｂをビットデータ判定補正部１１５に対して出力する。

ビットデータ判定補正部１１５は、補正ビット位置指定信号１１９ａ，１１９ｂにより指定された各補正ビットの論理レベルを反転させる。これによって、符号系内の連続する論理レベル”１”の間に入る論理レベル”０”の連続長ｋが１１の区間が、最大連続長ｋ＝１０の条件を満足するよう補正される。

上述の実施形態のように、コンパレートレベルを境にした２値レベルでデータ復号を行なうにあたり、同一シンボルの連続長さが最小であるｄ’の長さを（ｄ’−１）の長さに復号した場合に、コンパレートレベルを横切る位置を挟む、直前標本値及び直後標本値の情報を用いて（ｄ’−１）の長さをｄ’の長さにより確からしく補正することができ、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

ところがさらに、タンジェンシャル方向のスキュー角が大きくなると、エラーの発生は、さらに短い同一シンボルの連続長にも発生する。すなわちＴｍｉｎ（ｄ’）の長さをＴｍｉｎ−１（ｄ’−１）の長さに誤って復号した場合に加えて、Ｔｍｉｎ−２（ｄ’−２）の長さに復号したためにエラーレートが悪化することが考えられる。例えばＥＦＭ変調方式においては、タンジェンシャル方向にスキューが発生した場合は、記録波形列のビット間隔をＴとすると、最小反転間隔Ｔｍｉｎである３Ｔが、２Ｔまたは１Ｔと復号することによるエラーの発生が多く見られた。

記録波形列のビット間隔をＴとするとＴｍｉｎである３Ｔが、１Ｔと誤って復号したデータは、エッジの両側を１ビットずつ修正することによって、１Ｔの長さを３Ｔの長さに、より確からしいデータ復号を行なうことができる。

すなわち、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置では、同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータに対し、同一シンボルの連続長がｄ’となるように補正処理を行なうことによって、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。あるいは、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータに対し、”０“の連続長がｄとなるように補正処理を行なうことによって、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

また、エラーの発生が長い同一シンボルの連続長すなわちＴｍａｘ（ｋ’）の長さをＴｍａｘ＋１（ｋ’＋１）、またはＴｍａｘ＋２（ｋ’＋２）の長さに誤って復号した場合にも同様の補正が適用できる。

すなわち、符号系列内の連続する”１”の間に入る”０”の最大連続長がｋである記録符号からＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最大連続長がｋ’＝ｋ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置では、同一シンボルの連続長が（ｋ’＋２）であるチャネルビットデータに対し、同一シンボルの連続長がｋ’となるように補正処理を行なうことによって、最大反転間隔Ｔｍａｘ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。あるいは、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０”の連続長が（ｋ＋２）であるチャネルビットデータに対し、”０”の連続長がｋとなるように補正処理を行なうことによって、最大反転間隔Ｔｍａｘ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

図１１は本発明に係るデータ復号装置の他の実施形態を示すブロック構成図である。ここでは１Ｔ及び２Ｔの信号を３Ｔに補正する機能のみを実現している。このデータ復号装置２００は、大きく分けて入力信号処理部２０２とデータ復号処理部２０３とからなる。なおこの図１１において、データ復号装置の動作に直接関与しないサーボ回路等は省略してある。

入力信号処理部２０２は、光ディスク２０４を回転駆動するためのスピンドルモータ２０５と、光ディスク２０４の信号記録面にレーザ光を対物レンズを通して照射するとともに、この光ディスク２０４からの反射光を受光して再生信号２０６ａを出力する光ピックアップ２０６と、光ピックアップ２０６から出力された再生信号２０６ａを増幅する前置増幅器２０７と、前置増幅器２０７から出力される信号の波形等化を行なう波形等化器２０８と、波形等化器２０８から出力される再生ＲＦ信号を後述するビットクロック２１１ａで標本化し、標本化した再生ＲＦ信号を量子化し、量子化して得た再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａを出力するＡ／Ｄ変換器２０９と、再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａのアシンメトリを補正して、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａを出力するアシンメトリ補正回路２１０と、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａに基づいてビットクロック２１１ａを生成して出力するＰＬＬ方式のビットクロック生成回路２１１とを備える。

波形等化器２０８としては、例えば光学的周波数特性によって決まる高周波での振幅低下を補正するために、直線位相型の高周波持ち上げフィルタが使われる。具体的には例えば図１２に示されるような構成の余弦等化器が考えられる。この図１２に示した余弦等化器はバッファアンプ３０１、抵抗器３０２、可変抵抗器３０３、遅延線３０４及び差動アンプ３０５からなる。遅延線３０４は遅延時間がτ、特性インピーダンスがＲ０であるものとする。また、抵抗器３０２の抵抗値はＲ０と等しく、また可変抵抗器３０３の抵抗値および差動アンプ３０５の入力インピーダンスはＲ０より十分大きいものとする。この場合、遅延線３０４のａ端では全反射が起こる。回路の周波数応答を求めると、Ｈ（ω）＝１−２ｋ・ｃｏｓωτとなる。ただしｋは可変抵抗器３０３による減衰比であるとする。減衰比ｋおよび遅延時間τを適切に選ぶことにより、適切な波形等化が行なわれる。

アシンメトリ補正回路２１０の構成としては種々のものが考えられるが、例えば図１３に示すような構成のものが用いられる。この図１３に示したアシンメトリ補正回路２１０は、本件出願人が先に提案した特願平７−２０１４１２号に係るものであって、減算器５０２、振幅制限器５０３及び積分器５０４からなる。そして、入力端子５０１にはＡ／Ｄ変換器２０９の出力である再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａが入力される。この再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａは、ビットクロック２１１ａで標本化された標本列である。この再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａは、減算器５０２によって積分器５０４の出力が減算された後、振幅制限器５０３に供給されるとともに、出力端子５０５から出力される。上記振幅制限器５０３により振幅制限された信号は、積分器５０４で積分される。そして、この積分器５０４の積分出力が上記減算器５０２に供給されるようになっている。

このような構成のアシンメトリ補正回路２１０では、振幅制限器５０３の出力信号が正レベルの値を取る時間と負レベルの値をとる時間とが等しくなるように、減算器の出力が制御される。これは、とりもなおさず再生ＲＦ信号レベルデータ２０９ａのアシンメトリが補正されて、信号のゼロレベルが２値化のためのしきい値に等しくなったことを意味する。このようにしてアシンメトリ補正された信号が上記減算器５０２の出力として得られ、この減算器５０２の出力が再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａとして出力端子５０５から出力される。

また、ビットクロック生成回路２１１の構成としては種々のものが考えられるが、例えば図１４に示すような構成のものが用いられる。この図１４に示したビットクロック生成回路２１１は、本件出願人が先に提案した特願平６−３１２１９０号に係るものであって、位相検出器６０２、ループフィルタ６０３、周波数引き込み回路６０４、Ｄ／Ａ変換器６０５及び電圧制御発振器６０６からなる。そして、入力端子６０１にはアシンメトリ補正回路２１０の出力である再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａが入力される。

この再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａは、入力端子６０１を介して位相検出器６０２に供給される。この位相検出器６０２では、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａに対して、ゼロレベルを挟む２点の標本値から、標本化クロックであるビットクロック２１１ａと再生ＲＦ信号との位相差を演算する。

位相検出器６０２から出力される位相差信号は、ループフィルタ６０３及び周波数引き込み回路６０４に入力される。

ループフィルタ６０３は、ｋ1 利得増幅器６０３Ａ、ｋ2 利得増幅器６０３Ｂ、入力切替器６０３Ｃ、積分器６０３Ｄ及び加算器６０３Ｅからなり、全体で２次の制御ループが構成できるような伝達特性を持っている。

周波数引き込み回路６０４は、不連続点検出回路６０４Ａ、係数切替器６０４Ｂ及び位相同期／非同期検出回路６０４Ｃからなり、不連続点検出回路６０４Ａによる位相差信号の不連続点の検出状態に応じて係数切替器６０４Ｂを制御しながら、位相同期／非同期検出回路６０４Ｃによる検出出力で上記ループフィルタ６０３の入力切替器６０３Ｃを制御するように構成されている。すなわち、周波数引き込み回路６０４は、ビットクロック２１１ａの周波数がはずれている場合に、位相差信号に不連続点ができるのを利用して、所望の周波数が得られるようにループフィルタ６０３の積分項の出力を操作する。ループフィルタ６０３の出力は、Ｄ／Ａ変換器６０５でアナログ信号に変換された後、電圧制御発振器６０６に入力され、出力端子６０７から出力されるビットクロック２１１ａの周波数を制御する。これにより、ビットクロック２１１ａは、ＲＦ再生信号のゼロクロス点と同期がとれるようになる。

なお、この例では、再生ＲＦ信号のゼロクロス点とビットクロックの２つの立ち上がりエッジとは１８０゜の位相関係を持つ、すなわちビットクロックの２つの立ち上がりエッジ中点に再生ＲＦ信号のゼロクロス点が来るように制御がなされるものとする。これは例えば、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａのゼロレベルを挟む２点の標本値の和を演算し、２点が立ち上がりエッジにある場合には前記和の信号を、また、立ち下がりエッジにある場合には前記和の信号の極性を反転させたものを位相差信号として用いることによって、実現される。

再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａの表現の形式は種々のものが考えられるが、ここでは８ビットの２の補数の形式であるとする。実際の数値に対する８ビットの２の補数での値を次の表１に示す。

データ復号処理部２０３は、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａの符号ビット２１０ｂが反転するときにＨとなるエッジパルス２３１ａを出力するエッジ検出回路２３１と、符号ビット２１０ｂがエッジ検出回路２３１によって遅延を受けたものである遅延符号ビット２１０ｃについて、後述する補正ビット位置をもとにビットデータを補正して反転補正出力２３２ａを出力するビットデータ反転補正部２３２と、エッジ検出回路２３１の出力であるエッジパルス２３１ａをビットクロック単位で遅延させるシフトレジスタ２３３と、シフトレジスタ２３３の１〜３段目の出力２３３ａ〜２３３ｃから１Ｔ及び２Ｔパターンを検出して１Ｔ検出パルス２３４ａ及び２Ｔ検出パルス２３４ｂを出力する１Ｔ／２Ｔ検出部２３４と、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａの絶対値を演算する絶対値回路２３５と、絶対値回路２３５によって得られた再生ＲＦ信号絶対値データ２３５ａの一定時間はなれた２点での大小比較を行ない比較結果信号２３６ａを出力する絶対値比較部２３６と、１Ｔ検出パルス２３４ａ、２Ｔ検出パルス２３４ｂおよび比較結果信号２３６ａをもとに最小連続長補正ビットの位置を検出して補正ビット位置信号２３７ａ，２３７ｂ，２３７ｃを出力する最小連続長補正ビット位置検出部２３７とを備える。

なお、符号ビット２１０ｂとしては、本実施例で使用する８ビットの２の補数の表現形式の場合、表１からわかるように最上位ビットがこれにあたり、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａが正又はゼロの値を取るときにＬ、負の値を取るときにＨとなる。

データ復号処理部２０３内の各シフトレジスタ及びＤフリップフロップには、ビットクロック２１１ａが供給される。

１Ｔ／２Ｔ検出部２３４には、図示しないシステムコントローラより１Ｔ補正オン、２Ｔ補正オンの２本の制御信号も入力されている。

エッジ検出回路２３１は、入力された符号ビット２１０ｂを遅延させるＤフリップフロップ２４１，２４２と、Ｄフリップフロップ２４１，２４２の出力の排他的論理和を取る排他的論理和回路２４３とを備える。

ビットデータ反転補正部２３２は、排他的論理和回路２５１，２５２，２５３と、Ｄフリップフロップ２５４，２５５，２５６．２５７とを備える。

シフトレジスタ２３３は、Ｄフリップフロップ２６１，２６２，２６３を備える。

１Ｔ／２Ｔ検出部２３４は、例えば図１５に示すようにインバータＮＯＴ１，ＮＯＴ２と論理積回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２により構成された論理回路が用いられる。この論理回路は、インバータＮＯＴ１，ＮＯＴ２と論理積回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２により、次の表２に示される真理値表の論理を実現したものである。

絶対値回路２３５は、例えば図１６のように、５個の否定論理積回路ＢＡＮＤ１〜ＢＡＮＤ５、１個の排他的論理和回路ＸＯＲ、５個の排他的否定論理和回路ＸＮＯＲ１〜ＸＮＯＲ５、１個のインバータＮＯＴ、１２個の論理積回路及び６個の論理和回路ＯＲ１〜ＯＲ６により構成された論理回路が用いられる。この回路の場合、入力の値が−１２８になると出力が０になってしまうため、正しい演算が行なわれる範囲は−１２７〜１２７である。今回の用途においては、信号レベルがこの範囲に入るように管理することは容易であり、特に問題とはならない。出力は７ビットの数値となる。

絶対値比較部２３６は、再生ＲＦ信号絶対値データ２３５ａを遅延させるＤフリップフロップ２７１，２７２，２７３，２７４，２７５と、Ｄフリップフロップ２７２とＤフリップフロップ２７５の出力２７２ａ，２７５ａの大小を比較してＤフリップフロップ２７２の出力２７２ａの方が大きいときにＨレベル、それ以外のときにＬレベルを出力する比較器２７６とを備える。

最小連続長補正ビット位置検出部２３７は、例えば図１７に示すような構成の論理回路が用いられる。この論理回路は、インバータＮＯＴ１１，ＮＯＴ１２，ＮＯＴ１３、論理積回路ＡＮＤ１１，ＡＮＤ１２，ＡＮＤ１３及び論理和回路ＯＲにより、次の表３の真理値表の論理を実現したものである。

ここで、２３７ａ，２３７ｂ，２３７ｃは、ビットデータ反転補正部２３２の入力、Ｄフリップフロップ２５５の出力、 Ｄフリップフロップ２５６の出力をそれぞれ反転させる制御出力を示す。

次に、このデータ復号装置２００におけるデータ復号処理部２０３の動作を説明する。

再生連続長補正ビット位置検出部２３７から出力される補正ビット位置信号２３７ａ，２３７ｂ，２３７ｃがいずれもＬレベルであるときは、符号ビット２１０ｂはエッジ検出回路２３１およびビットデータ反転補正部２３２を経る間単に計６ビットクロックの遅延だけを受け、後段へ再生ＲＦ２値信号として出力される。

補正ビット位置信号２３７ａ〜２３７ｃがいずれもＬレベルであるのは、上記表３の真理値表より、１Ｔ検出信号２３４ａおよび２Ｔ検出信号２３４ｂがいずれもＬレベルであるときであり、これは上記表２の真理値表より、対応する補正がオンになっていないとき、あるいは対応するパターンを生じる誤りが起きていないときである。

次に、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａに２Ｔと判別されるようなパターンが入力された場合を考える。この場合の各部の波形のタイミングチャートを図１８に示す。再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａは、標本化する前の波形を点線で、標本値を白丸で示してある。ここでは、時刻ｔ４〜ｔ９にかけて本来一点鎖線で示されたような再生波形が得られるべきところを、タンジェンシャルスキューなどの影響で点線で示されたような再生波形に歪んでしまい、２Ｔパターンが生じてしまった場合、すなわち３Ｔパターンの後縁が欠けて２Ｔパターンとなってしまった場合を示している。ここで、２Ｔパターンにみえる部分の両隣、すなわち時刻ｔ３と時刻ｔ６の信号振幅を比較すると、誤りである時刻ｔ６の信号振幅の方が小さい。確率的には図示のような誤りを生じることが多いため、２Ｔパターンの両隣の信号振幅を比較して、小さい方を誤りとして極性反転を行なうことにより、正しいデータとして復調できるようになる確率が高くなる。

符号ビット２１０ｂ、エッジパルス２３１ａ、エッジパルスの遅延信号であるシフトレジスタ２３３による遅延出力２３３ａ，２３３ｂ，２３３ｃはそれぞれ図１８に示すようになる。これらから、２Ｔ検出パルス２３４ｂが図１８に示すように生成される。

一方で、再生ＲＦ信号絶対値データ２３５ａ、その遅延信号であるＤフリップフロップ２７２，２７５の出力２７２ａ，２７５ａおよびこれらの比較結果信号２３６ａはそれぞれ図１８のようになる。回路の遅延を考えると、比較結果信号２３６ａが２Ｔの前後の信号振幅の比較結果を表すのは時刻ｔ８の時点である。これは、２Ｔ検出パルスが出力される時刻と一致する。

これらから、最小連続長補正ビット位置検出部２３７は、補正位置信号として２３７ａのみを時刻ｔ８に出力する。これがビットデータ反転補正部２３２に与えられ、最終的に反転補正出力２３２ａが得られる。図１８から明らかなように、６ビットクロックの遅延の後に、２Ｔが３Ｔに正しく補正されて出力される。

次に、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａに２Ｔと判別されるようなパターンが入力された別の場合を考える。この場合の各部の波形のタイミングチャートを図１９に示す。ここでは、時刻ｔ１〜ｔ６にかけて本来一点鎖線で示されたような再生波形が得られるべきところを、タンジェンシャルスキューなどの影響で点線で示されたような再生波形に歪んでしまい、２Ｔパターンが生じてしまった場合、すなわち３Ｔパターンの前縁が欠けて２Ｔパターンとなってしまった場合を示している。

図１８に示された場合と同様に２Ｔパターンの検出と振幅の比較が行なわれ、反転補正出力２３２ａとして正しい波形が出力される。

次に、再生ＲＦ信号補正レベルデータ２１０ａに１Ｔと判別されるようなパターンが入力された別の場合を考える。この場合の各部の波形のタイミングチャートを図２０に示す。ここでは、時刻ｔ１〜ｔ８にかけて本来一点鎖線で示されたような再生波形が得られるべきところを、点線で示されたような再生波形に歪んでしまい、１Ｔパターンが生じてしまった場合、すなわち３Ｔパターンの前縁と後縁が欠けて１Ｔパターンとなってしまった場合を示している。確率的には図示のような誤りを生じることが多いため、１Ｔパターンを検出した場合には両隣を誤りとして極性反転を行なうことにより、正しいデータとして復調できるようになる確率が高くなる。

シフトレジスタ２３３からの遅延出力２３３ａ，２３３ｂ，２３３ｃに応じて１Ｔ検出パルス２３４ａが出力される。

これにより、最小連続長補正ビット位置検出部２３７は、補正位置信号として２３７ａ，２３７ｂを時刻ｔ８に出力する。これがビットデータ反転補正部２３２に与えられ、最終的に反転補正出力２３２ａが得られる。図２０から明らかなように、６ビットクロックの遅延の後に、１Ｔが３Ｔに正しく補正されて出力される。

さらに、図２１は本発明の他の実施形態を示すデータ復号装置のブロック構成図である。

この図２１に示すデータ復号装置は、上述の図１に示したデータ復号装置を改良したもので、上記（ｄ’−１）検出部１６に対して（ｄ’−２）検出部２６が併設され、また、上記（ｋ’＋１）検出部１７に（ｋ’＋２）検出部２７が併設されている。なお、他の同一の構成要素については、同一番号を図面中に付して、その詳細な説明を省略する。

上記（ｄ’−２）検出部２６は、Ａ／Ｄ変換器１１によりＡ／Ｄ変換された再生ＲＦ信号レベルデータ１１ａをコンパレート部１３でセンターレベルを境に１または０の２値レベルにコンパレートすることにより生成された２値化信号１３ａについて、最小反転間隔Ｔｍｉｎを誤った部分を検出するもので、例えば（ｄ，ｋ）符号がＥＦＭ変調符号であれば、記録波形列のビット間隔をＴとすると最小反転間隔Ｔｍｉｎである３Ｔを誤って１Ｔに復号した部分を検出する。そして補正処理部４では、チャネルビット列におけるエッジ位置の補正を行なう。

上記（ｄ’−２）検出部２６及びこの（ｄ’−２）検出部２６に対応する補正処理部１５の具体的な要部構成例を図２２に示す。この図２２に示した具体的な構成例では、ＥＦＭ変調符号（２，１０；８，１７；１）を用いて、記録波形列のビット間隔をＴとすると、１Ｔとなった復号データを最小反転間隔Ｔｍｉｎである３（＝２＋１）Ｔに補正する。

すなわち、ＥＦＭの場合は、３個の遅延回路５１，５２，５３を用いてビット送りを行ない、各遅延回路５１，５２，５３の出力点Ａ，Ｂ，Ｃにおけるデータがそれぞれ（１，０，１）又は（０，１，０）となったときが１Ｔの復号データに相当するので、例えば２個の排他的論理和回路５１，６２と論理積回路６３により構成された（ｄ’−２）検出部２６により検出する。

そして、上記（ｄ’−２）検出部２６による検出出力は、タイミング制御用のラッチ回路６４を介して補正処理部１４へ送られる。

上記補正処理部５は、上記（ｄ’−２）検出部２６による検出出力が供給される２個の排他的論理和回路５４，５７を備え、上記遅延回路５２の出力点Ｂから復号データが供給される２個の遅延回路５５，５６の入出力段に上記排他的論理和回路５４，５７が設けられている。

この補正処理部１５は、図２３のタイミングチャートに示すように、上記（ｄ’−２）検出部２６により１Ｔの復号データが検出されると、その１Ｔの復号データに対して両側のエッジを上記排他的論理和回路５４，５７により反転させる。そして、このようにして１Ｔ部分が３Ｔに補正されたチャネルビット列は、タイミング制御用のラッチ回路５８を介して出力される。なお、１Ｔの復号データに対して両側のエッジを反転させる代わりに、標本点を外側にシフトさせるようにしてもよい。

このように、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ’−２）検出部２６により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータに対し、データ補正部１５で同一シンボルの連続長がｄ’となるように補正処理を行なうことにより、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

なお、符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータに対し、データ補正部で”０“の連続長がｄとなるように補正処理を行なうようにしても、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

さらに、上記（ｋ’＋２）検出部２７は、Ａ／Ｄ変換器１１によりＡ／Ｄ変換された再生ＲＦ信号レベルデータをコンパレート部１３でセンターレベルを境に１または０の２値レベルにコンパレートすることにより生成された２値化信号について、最大反転間隔Ｔｍａｘを誤った部分を検出するもので、例えば（ｄ，ｋ）符号がＥＦＭ変調符号であれば、記録波形列のビット間隔をＴとすると最大反転間隔Ｔｍａｘである１１Ｔを誤って１３Ｔに復号した部分を検出する。そして補正処理部４では、チャネルビット列におけるエッジ位置の補正を行なう。

上記（ｋ’＋２）検出部２７及びこの（ｋ’＋２）検出部２７に対応する補正処理部１５の具体的な要部構成例を図２４に示す。この図２４に示した具体的な構成例では、ＥＦＭ変調符号（２，１０；８，１７；１）を用いて、記録波形列のビット間隔をＴとすると、１３Ｔとなった復号データを最大反転間隔Ｔｍａｘである１１（＝１０＋１）Ｔに補正する。

すなわち、ＥＦＭの場合は、１５個の遅延回路８１Ａ〜８１Ｏを用いてビット送りを行ない、各遅延回路８１Ａ〜８１Ｏの出力点におけるデータがそれぞれ（１，０，０・・・０，１）又は（０，１，１・・・１，０）となったときが１３Ｔの復号データに相当するので、例えば２個の論理積回路７１，７２と論理和回路７３により構成された（ｋ’＋２）検出部２７により検出する。

また、上記補正処理部１５は、上記（ｋ’＋２）検出部２７による検出出力が供給される２個の排他的論理和回路８２，８４を備え、上記遅延回路８１Ｃの出力点から復号データが供給される１２個の遅延回路８３Ａ〜８３Ｌの入出力段に上記排他的論理和回路８２，８４が設けられている。

この補正処理部１５は、図２５のタイミングチャートに示すように、上記（ｋ’＋２）検出部２７により１３Ｔの復号データが検出されると、その１３Ｔの復号データに対して両側のエッジを上記排他的論理和回路８２，８４により反転させる。そして、このようにして１３Ｔ部分が１１Ｔに補正されに補正されたチャネルビット列は、タイミング制御用のラッチ回路８５を介して出力される。１３Ｔの復号データに対して両側のエッジを反転させる代わりに、標本点を内側にシフトさせるようにしてもよい。

このように、符号系列内の連続する”１”の間に入る”０”の最大連続長がｋである記録符号からＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最大連続長がｋ’＝ｋ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、同一シンボルの連続長が（ｋ’＋２）であるチャネルビットデータを検出する（ｋ’＋２）検出部２７により検出された同一シンボルの連続長が（ｋ’＋２）であるチャネルビットデータに対し、データ補正部１５で同一シンボルの連続長がｋ’となるように補正処理を行なうことによって、最大反転間隔Ｔｍａｘ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

また、符号系列内の連続する”１”の間に入る”０”の最大連続長がｋである記録符号からＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最大連続長がｋ’＝ｋ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置において、逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０”の連続長が（ｋ＋２）であるチャネルビットデータを検出する（ｋ＋２）検出部により検出された”０”の連続長が（ｋ＋２）であるチャネルビットデータに対し、データ補正部で”０”の連続長がｋとなるように補正処理を行なうようにしても、最大反転間隔Ｔｍａｘ付近のデータ復号誤りを減少させ、ビットエラーレートを向上させることができる。

ここで、上述のコンパレートレベルＬ１，Ｌ２を有するコンパレート部１１３により再生ＲＦ信号からチャネルビットデータを生成するようにした図８に示したデータ復号装置において、上記（ｄ−１）検出部１１６に（ｄ−２）検出部を併設することにより、最小反転間隔Ｔｍｉｎ付近のデータ復号誤りをさらに減少させ、また、上記（Ｋ＋１）検出部１１７に（ｋ＋２）検出部を併設するようにして、最大反転間隔Ｔｍａｘ付近のデータ復号誤りをさらに減少させ、ビットエラーレートを向上させるようにすることもできる。

なお、本発明に係るデータ復号装置は、記録媒体が光ディスクだけでなく、（ｄ，ｋ）符号を用いて記録された光磁気ディスク等の各種のディスクの再生装置に利用することができる。また、本発明に係るデータ復号装置は、スキューマージンの確保だけでなく、線記録密度の向上に伴う最小反転間隔Ｔｍｉｎの読み取りエラーの低減にも有効である。

ここで、波長６３４ｎｍで、ＮＡ０．５２の光学系を有し、厚さ１．２ｍｍの光ディスクを記録媒体とする再生装置を用いてＥＦＭ符号を再生し、０゜、タンジェンシャル方向に±０．６６゜、ラジアル方向に±０．７６゜の各スキュー角でのエラーレートを測定したところ、次の表４に示すような評価結果が得られた。

この表４から明らかなように、１Ｔ，１３Ｔ補正は、タンジェンシャル方向にスキュー角の大きいところでエラーレートの向上を図るのに有効である。

本発明の実施形態を示すデータ復号装置のブロック構成図である。 上記データ復号装置におけるビット判定補正部，（ｄ’−１）検出部及び（ｋ’＋１）検出部の回路構成図である。 上記データ復号装置における再生ＲＦ信号レベル記憶部及び補正ビット位置検出部の回路構成図である。 上記補正ビット位置検出部の他の構成例を示す回路構成図である。 上記データ復号装置における最小連続長の条件を満足しない場合の補正動作の説明図である。 上記データ復号装置における最大連続長の条件を満足しない場合の補正動作の説明図である。 上記データ復号装置における最小連続長の条件を満足しない場合の他の補正動作の説明図である。 本発明の他の実施形態を示すデータ復号装置のブロック構成図である。 図８に示したデータ復号装置における補正動作の説明図である。 図８に示したデータ復号装置における再生ＲＦ信号のアイパターンを示す図である。 本発明の他の実施形態を示すデータ復号装置のブロック構成図である。 図１１に示したデータ復号装置において波形等化器として用いられる余弦等化器の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置におけるアシンメトリ補正回路の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置におけるビットクロック生成回路の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置において１Ｔ／２Ｔ検出部として用いられる論理回路の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置において絶対値回路として用いられる論理回路の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置において最小連続長補正ビット位置検出部として用いられる論理回路の回路構成図である。 図１１に示したデータ復号装置において再生ＲＦ信号補正レベルデータに２Ｔと判別されるようなパターンが入力された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図１１に示したデータ復号装置において再生ＲＦ信号補正レベルデータに２Ｔと判別されるような別のパターンが入力された場合の動作を示すタイミングチャートである。 図１１に示したデータ復号装置において再生ＲＦ信号補正レベルデータに１Ｔと判別されるようなパターンが入力された場合の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の他の実施形態を示すデータ復号装置のブロック構成図である。 図２１に示したデータ復号装置における（ｄ’−２）検出部及びこの（ｄ’−２）検出部に対応する補正処理部の要部構成を具体的に示す回路構成図である。 図２１に示したデータ復号装置における補正処理部の動作を示すタイミングチャートである。 図２１に示したデータ復号装置における（ｋ’＋２）検出部及びこの（ｋ’＋２）検出部に対応する補正処理部の要部構成を具体的に示す回路構成図である。 図２１に示したデータ復号装置における補正処理部の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１，１００，２００ データ復号装置、２，１０２，２０２ 入力信号処理部、３，１０３，２０３ データ復号処理部、４，１０４，２０４ 光ディスク、６，１０６，２０６ 光ピックアップ、９，１０９，２０９ コンパレートレベル設定部、１０，１１０，２１１ ビットクロック生成部、１１，１２，１１１，１１２，２０９ Ａ／Ｄ変換器、１３，１１３ コンパレート部、１４，１１４ レベル差演算部、１５，２３２ ビット反転補正部、１６ （ｄ’−１）検出部、１７ （ｋ’＋１）検出部、１８，１１８，２３７ 最小連続長補正ビット位置検出部、１９，１１９ 最大連続長補正ビット位置検出部、２０，１２０ 再生ＲＦ信号レベル記憶部、２６ （ｄ’−２）検出部、２７ （ｋ’＋２）検出部、１１５ ビット補正部、１１６ （ｄ−１）検出部、１１７ （ｋ＋１）検出部、２３１ エッジ検出回路、２３３ シフトレジスタ、２３４ １Ｔ／２Ｔ検出部、２３５ 絶対値回路、２３６ 絶対値比較部

Claims (5)

1. 符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置であって、
   同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ’−２）検出部と、
   上記（ｄ’−２）検出部により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータの補正位置を指定する補正ビット位置指定信号を出力する補正ビット位置検出部と、
   上記（ｄ’−２）検出部により検出された同一シンボルの連続長が（ｄ’−２）であるチャネルビットデータを同一シンボルの連続長がｄ’となるように上記補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて補正処理を行なうデータ補正部と
   を備えることを特徴とするデータ復号装置。
2. 記録媒体から読み出した再生ＲＦ信号を少なくとも１つのコンパレートレベルで復号してチャネルビットデータを出力することを特徴とする請求項１記載のデータ復号装置。
3. 上記補正ビット位置検出部は、（ｄ’−２）区間の直前と、（ｄ’−２）区間の直後とを補正ビット位置として指定する補正ビット位置指定信号を出力することを特徴とする請求項２記載のデータ復号装置。
4. 符号系列内の連続する”１“の間に入る”０“の最小連続長がｄである記録符号のうちｄ≧２を満たすものからＮＲＺＩ変調した後の、同一シンボルの最小連続長がｄ’＝ｄ＋１である記録符号が記録された記録媒体のデータ再生装置におけるデータ復号装置であって、
   逆ＮＲＺＩ変調した後の、”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを検出する（ｄ−２）検出部と、
   上記（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータの補正位置を指定する補正ビット位置指定信号を出力する補正ビット位置検出部と、
   上記（ｄ−２）検出部により検出された”０“の連続長が（ｄ−２）であるチャネルビットデータを”０“の連続長がｄとなるように上記補正ビット位置検出部による補正ビット位置指定信号に基づいて補正処理を行なうデータ補正部と
   を備えることを特徴とするデータ復号装置。
5. 記録媒体から読み出した再生ＲＦ信号を少なくとも１つのコンパレートレベルで復号してチャネルビットデータを出力することを特徴とする請求項４記載のデータ復号装置。

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