JP3989532B2

JP3989532B2 - ディジタルコードレス電話のための複数アンテナホームベース

Info

Publication number: JP3989532B2
Application number: JP51047895A
Authority: JP
Inventors: ライト，デイビッド; ペトラノビック，ジェイムズ・イー; ベーカー，レックス・エル; リーデル，ニール・ケイ
Original assignee: Skyworks Solutions Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 1993-09-30
Filing date: 1994-09-28
Publication date: 2007-10-10
Anticipated expiration: 2022-10-10
Also published as: EP0721715A1; JPH09506483A; US5661762A; ATE270479T1; WO1995009494A1; DE69432683D1; DE69429274T2; DK0989697T3; EP0987851B1; DE69432683T2; EP0989697B1; ATE209835T1; DE69433879T2; AU7925194A; EP0721715A4; ATE240618T1; EP0989697A1; US5648992A; EP0721715B1; US5696798A

Description

発明の分野
この発明は、通信システムにおいてアンテナダイバーシティおよび利得制御を組合せる方法に向けられる。より特定的には、この発明は、時分割二重化を用い、単一受信チャネルのエレクトロニクスを伴う複数のアンテナを有する、通信システムにおけるアンテナダイバーシティおよび利得制御の方法に向けられる。
背景
新形ディジタルコードレス電話（ＤＣＴ）システムは、ＴＤＤ（時分割二重化）と呼ばれるディジタル時分割伝送を用いる。この伝送は、１つ以上のポータブルの携帯ユニット（典型的には歩行者またはオフィスビル内で移動する人）と、セルとして知られる、規定される地理上の領域を与える基地局との間で生ずる。ＤＣＴのための典型的な動作周波数は、２０００ＭＨｚ付近である。基地局は典型的には５ミリ秒ごとにデータのバーストを伝送し、ポータブルの携帯ユニットは基地局が伝送した約２．５ミリ秒後にデータのバーストを伝送し返す。両方のユニットとも同じ周波数で伝送を行ない、伝送バーストは典型的には図１に示されるように約６２５マイクロ秒（ガード時間を含む）である。これらのタイミング制約に基づいて、ＤＣＴシステムは４つのチャネルを与えることができるので、４つのポータブルユニットと基地局との間で４つの通信リンクが確立され得る。ポータブルユニットの各々は、２．５ミリ／秒の受信および送信ウィンドウの各々において、６２５μ秒のスロットの１つを割当てられる。
都市または屋内環境においては、この周波数範囲の伝送の場合、大きなマルチパス効果が生じ、これは受信信号レベルのレイリーフェージングとして現われる。この問題を最小限にするために用いられる１つの技術はダイバーシティとして公知である。レイリーフェージングを軽減するものとしての、ダイバーシティの後ろにある基底概念は、２つ（またはそれより多い）の独立した経路を介する受信を得ることができるならばこれらの経路の両方（またはすべて）が同時にフェージングすることはないであろうという概念である。これらの独立した経路は、時間、周波数、または空間におけるダイバーシティによって得られてもよい。ＤＣＴはＴＤＤで作動するため、時間ダイバーシティはマルチパスの問題を正すのに十分な解決法ではなく、というのも、ＤＣＴにおいて時間ダイバーシティを実現するには各チャネルに割当てられる時間の少なくとも２倍の時間を要するであろうからである。同様に、周波数ダイバーシティも、基地局とポータブルの携帯ユニットとの両方ともがたった１つの周波数で動作するよう設計されるという点で、ＴＤＤシステムにとって問題である。ゆえに、このフェージングに対処するために、基地局は２つ以上のアンテナを含むかもしれない。各アンテナは異なる定在波パターンを受信する。基地局は、より強い信号経路を伴うアンテナを選択しようとする。この技術は空間ダイバーシティと呼ばれる。位置に対するいくつかの典型的な信号レベルのグラフが図２に示される。ポータブルユニットがフレーム時間（バーストと等価である）においてフェージング距離の僅かな割合しか移動しない限り、理想的な信号経路は１つのフレームまたはバースト時間内において基地局とポータブルユニットとの両方に対し同じである。
２つの完全な受信チェイン（つまり、受信信号を検出、復調およびデコードするのに要するハードウェアおよびソフトウェア）を基地局無線で構築し、各バーストが受信された後に、より大きな信号強度または最も低い誤り率を伴うバーストからのデータを用いることが可能である。選択ダイバーシティとしばしば呼ばれるこの技術は非常にうまく働く。選択ダイバーシティはフェージングの効果に対処するのに非常に効果的かもしれないが、いくつかの欠点を有する。
第１に、各アンテナに対して別個の受信チェインを設けることは、システムのコストおよび複雑さを増大させる。切換制御を設けるために低コストのプロセッサを設けることが望ましい場合には、各アンテナのための別個の受信チェインは禁じられるかもしれない。さらに、各受信チェインによって受取られ復調される信号の評価における複雑さの増大は、プロセッサのコストを増大させ、より複雑なプログラミングを必要とする。
代替的に、複数のアンテナは、単一受信チェインを伴って用いられてもよい。しかしながら、これらのダイバーシティ方式は、実現するのにより安価でありかつより複雑ではないが、他の設計上の問題をもたらす。たとえば、ほとんどすべての無線受信機は、受信信号レベルが高すぎるときに相互変調による飽和および劣化を防ぐために、または受信信号レベルが低すぎるときに受信信号の信号対ノイズ比を増加させるために、何らかの形式の利得制御を実現する。各アンテナによって受信される信号レベルは変動があるかもしれないので、各アンテナのために必要な利得もばらつくかもしれない。過去においては、選択されるアンテナに対する適切な利得調整の決定は、アンテナが実際にＯＮ状態に切換わった後においてのみ始めることができた。ゆえに、単一受信チェインの実現例においてアンテナ切換と利得制御とを効果的に組合せることは事実上不可能であった。
さらに、単一受信チェインを有するこれまでのアンテナダイバーシティ方式は、ＯＦＦアンテナで信号レベルを評価するために平均化技術を用いた。このような平均化技術は、多数の前のフレームに対する評価がメモリに記憶されることを必要とする。たとえば、平均化するフレーム数がＮである場合、評価される平均信号レベルｙ｛ｎ｝は、ｘ｛ｎ｝を受信信号の測定された信号レベルとして、
y{n}＝y{n−1}＋1/N^*x{n}＋1/N^*x{n−N}
となるだろう。上の等式から、平均化を実行するためにＮ個の測定された信号レベルが記憶されなければならないことが明らかである。Ｎが増加すると、メモリ要件および実現コストも増大する。
単一受信チェインを用いる切換ダイバーシティの別な不利な点は、一方のアンテナ上の信号が弱いが利用可能であるときに他方のアンテナ上の信号がより弱いかもしれないという点である。そのような場合、他方のアンテナに切換えても、そのアンテナからの受信信号が不十分なほどまたは同じほど弱いだけでなく利用可能でもないと単に判断するにすぎないのは望ましいことではないであろう。これまでのダイバーシティ方式のいくつかは、受信信号が受容可能であると判断された場合に切換を可能化または不能化するために何らかの制御を設けている。しかしながら、このようなシステムは、現在選択されるアンテナを用いる受信信号が受容可能であるかどうかを判断することにおいて、受信信号の信号レベルを単に考慮するだけであった。通常は、不要かつ効果的でない切換を避けるために、受信信号の他の特性が考慮されるべきである。
ゆえに、通信性能を実質的に低減することなく、低コストでかつ実現が容易な、単一チェインの実現例においてアンテナダイバーシティおよび利得制御を設ける方法が要求されている。
発明の概要
この発明は、単一チェイン実現例においてアンテナダイバーシティと利得制御との両方を組合せるための単純で低コストの方法を提供することによって、この要求を満たす。特定的には、この発明に従う１つの方法は、信号品質表示を発生するために、受信信号の品質を特徴づける種々の入力パラメータを用いる。この信号品質表示は、アンテナダイバーシティ手順と利得制御手順とを可能化または不能化するために用いられる。好ましい実施例では、入力パラメータは、受信信号の評価される周波数の変動と、受信信号の評価されるタイミングの変動と、受信信号の評価される平均信号強度と、受信信号の評価されるフレーム誤り率とを含む。より好ましい実施例では、周波数変動、タイミング変動、平均信号強度、およびフレーム誤り率は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）ディジタルフィルタを用いて評価され、それによって、メモリに数多くの前の評価を記憶する必要性をなくす。
この発明は、単一チェインダイバーシティ方式において２つのアンテナのうちの１つを選択する方法をさらに提供する。この発明のこの方法に従うと、第１のアンテナは、送信される信号を受信するよう選択される。選択されたアンテナは次いでそのアンテナダイバーシティ送信信号を受信する。受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）が手順に入力され、多数のバーストに対する平均信号レベルがＲＳＳＩに部分的に基づいて評価される。次いで、第２のアンテナでの信号レベルが、この評価された平均信号レベルと、第２のアンテナの以前の評価された信号レベルとに基づいて評価される。ＲＳＳＩと第２のアンテナでの評価された信号レベルとは、２つのアンテナのうちのどちらが次のバーストで選択されるべきかを示すアンテナダイバーシティ表示を与えるために比較される。次いで、２つのアンテナのうちの１つがそのアンテナダイバーシティ表示に基づいて選択される。好ましい実施例では、評価される平均信号レベルと、第２のアンテナでの評価される信号レベルとは、適当なＩＩＲフィルタを用いて発生される。
この発明は、単一チェインダイバーシティ通信システムにおいて利得を制御する方法をさらに提供する。好ましい実施例に従うと、３つの利得経路の１つが通信システムによって提供される。第１の利得経路は最も高い利得を有し、第２の利得経路は中間の利得を与え、第３の利得経路は最も低い利得を与える。これらの利得経路の１つが選択される。送信信号が受信され、選択された利得経路に対応する利得によって増幅される。増幅された信号レベルは現在の信号レベルを与えるために測定される。低利得累算器および高利得累算器はその現在の信号レベルに基づいて更新される。
より低い利得を伴う利得経路は、それが存在しかつ低利得累算器が所定の切換しきい値を超える場合に選択される。より高い利得を伴う利得経路は、それが存在しかつ高利得累算器がその所定の切換しきい値を超える場合に選択される。好ましい実施例では、高いしきい値と低いしきい値とが規定される。利得累算器の更新ステップは、好ましくは、現在の信号レベルが高いしきい値より上か、低いしきい値より下か、またはその２つのしきい値の間にくるかに依って、異なるように実行される。利得累算器の更新は好ましくはＩＩＲフィルタを用いて実行される。
【図面の簡単な説明】
以下の図面に関連させてこの発明の以下の詳細な説明を参照することにより、この発明はより良く理解され、その数多くの目的および利点が明らかとなり、
図１は、ＴＤＤを用いるＤＣＴシステムのタイミング図であり、
図２は、距離の関数としての信号フェージングを示し、
図３は、基地局受信機アーキテクチャのブロック図であり、
図４は、この発明のプロセッサによって実行される、組合わされたアンテナダイバーシティ手順および利得制御手順のフロー図を示し、
図５は、図４に一般に示される入力パラメータ選択ステップの詳細なフロー図を示し、
図６は、図４に一般に示される信号品質更新ステップの詳細なフロー図を示し、
図７は、図４に一般に示される制御機能ステップの詳細なフロー図を示し、
図８は、この発明の好ましくい実施例に従うアンテナダイバーシティ手順の詳細なフロー図であり、
図９は、この発明の好ましい実施例に従う利得制御手順の詳細なフロー図である。
詳細な説明
基地局受信機構造や図３に示される。第１のアンテナ１０と第２のアンテナ１２とは、スイッチ１４に結合されて示される。スイッチ１４は、スイッチ１４への入力であるダイバーシティ制御表示２９に依って、第１のアンテナ１０または第２のアンテナ１２のいずれかを受信機のエレクトロニクスに結合する。ポータブル受話器から送信される信号は、選択されたアンテナによって受信され、スイッチ１４によって利得制御スイッチ１８に送られる。利得制御表示２８に依って、利得制御スイッチ１８は３つの利得経路１５、１９または１７の１つを選択する。特に、スイッチ１８は、利得制御表示２８を受取って利得経路１５、ゼロ利得経路１９、または減衰経路１７のいずれかを選択するよう構成される。好ましい実施例では、利得経路１５は１８ｄＢ低ノイズ増幅器を用いて実現され、減衰経路１７は２０ｄＢ減衰器を用いて実現される。
利得制御スイッチ１８から出力された受信信号は次いで無線周波集積回路（ＲＦＩＣ）２０に入力され、ここでその受信信号は、ＲＦ受信機においては典型的であるように、ダウンコンバートされ、フィルタリングされ、増幅される。同様に、受信信号は中間周波集積回路（ＩＦＩＣ）２２においてさらにダウンコンバートされ、フィルタリングされ、増幅される。ＩＦＩＣ２２は、ＩＦＩＣ２２における受信信号の電力レベルを検出して受信信号強度（ＲＳＳＩ）２７を与える電力測定装置２１をさらに設ける。利得制御スイッチ１８によって利得調整が既になされている場合には、出力２７がＲＳＳＩに利得値を加えたものとなるように、ＲＳＳＩの値はその調整を反映する。ＩＦＩＣ２２から出力された受信信号は、インタフェース２３として示され、受信機２６への入力として与られる。好ましい実施例では、受信機２６は、現在では米国特許第５，３７６，８９４号となっている同時継続出願連続番号第０７／９９９，２１０号に記載されるような復調器を設ける。受信機２６は受信信号を復調して伝送データを再生し、そのデータ３２をプロセッサ２５に出力する。この復調プロセス中に、受信機２６は、受信信号の周波数変動（Ｆｖａｒ）を判断し、Ｆｖａｒをインタフェース３０を介してプロセッサ２５に出力する。同様に、シンボルジッタに関連するタイミング変動（Ｔｖａｒ）がこの復調プロセス中に受信機２６によって判断される。受信機２６はＴｖａｒをインタフェース３１を介してプロセッサ２５に出力する。
プロセッサ２５は、データとＦｖａｒとＴｖａｒとＲＳＳＩとを用いる利得制御手順を実現して、スイッチ１８によって３つの利得経路１５、１９または１７のうちのどれが次のバーストで選択されるべきかを決定する。利得制御手順の出力は、図３に示される利得制御表示２８である。同様に、プロセッサ２５は、データ、Ｆｖａｒ、Ｔｖａｒ、およびＲＳＳＩ入力を利用するアンテナダイバーシティ手順を実現して、ダイバーシティ制御表示２９を発生する。
プロセッサ２５により実行される全体のアンテナダイバーシティおよび利得制御手順のフロー図が図４に示される。プロセッサは、１００に示されるように、各バーストに続くデータの入力のために受信機とのデータインタフェースをチェックする。この手順によって用いられる入力のすべては、１０２で、プロセッサへの他の入力、つまりＲＳＳＩ入力とＦｖａｒ入力とＴｖａｒ入力とから直接得られるか、またはこれらの入力の１つ以上からプロセッサのソフトウェアによって発生される。それらの入力は１０４でＩＩＲフィルタを通してフィルタリングされて、入力パラメータの各々に対して実質的な平均値を発生する。１０６で信号品質表示（ＳＱＩ）が更新される。信号品質表示は、フィルタリングされた入力の各々の値と、所望のビット誤り率（ＢＥＲ）とに基づいている。１０７で、制御プログラムが、ＳＱＩに依って、利得制御手順およびアンテナダイバーシティ手順を可能化または不能化する。アンテナダイバーシティ手順と利得制御手順とは１０８と１１０とにおいてそれぞれ実行される。両方の手順は、たとえそれらが不能化されている場合でも実行される。ステップ１０２から１１０の各々の詳細は以下に説明される。
アンテナダイバーシティ手順の出力は、図３に関連して論じられたダイバーシティ制御表示である。アンテナダイバーシティ手順が不能化される場合には、それが不能化されているというダイバーシティ制御表示は各バーストに対し同じままである。プロセッサは次いで１１２で次の送信スロットの始まりを待って、次いでダイバーシティ制御表示を出力して、１１４に示されるように、図３のスイッチ１４をダイバーシティ制御表示の制御下で第１のアンテナと第２のアンテナとの間で切換える。次いで、基地局がポータブル受話器に伝送し返すとき、それは２つのアンテナのうち信号品質と性能とにおいて最も良い方で伝送を行なう。さらに、アンテナダイバーシティ手順が不能化される場合には、アンテナダイバーシティ手順が不能化される間、連続するダイバーシティ制御表示は同じであるため、スイッチ１４は第１のアンテナと第２のアンテナとの間で切換わらない。同様に、利得制御表示は、１１６に示されるように次の受信スロットのすぐ前で、１２０に示されるように３つの利得経路のうちの１つを選択するために用いられる。このプロセスは次いで、データ入力のために受信機とのインタフェースをチェックすることによって再度開始する。
図５は、図４のステップ１０２に示されるようにプロセッサ入力を集めるために用いられる手順の詳細な流れ図である。プロセッサは１００で受信機データインタフェースをチェックして、１３０でデータがインタフェースに存在するかどうかを判断する。バーストに続いてデータが存在する場合には、１３８でプロセッサはＲＳＳＩ入力とＦｖａｒ入力とＴｖａｒ入力とを読む。図１に示されるように、送信される信号は巡回符号検査（ＣＲＣ）フィールドを含むため、プロセッサは従来のＣＲＣを実行して、１４０でデータが有効であるかどうかを判断することができる。もしデータが有効でない場合には、１４２でフレーム表示（ＦＩ）が「ＰＯＯＲ」にセットされる。１４０でデータが有効であることをＣＲＣが示す場合には、ＦＩは１４４で「ＧＯＯＤ」にセットされる。
１３０で判断されるように、バーストの終わりでプロセッサがデータを全く受取らない場合には、１３２でプロセッサはＲＳＳＩ入力を読む。データが利用可能でないとき、ＦｖａｒおよびＴｖａｒ入力は一般には発生されないので、これらの入力は１３４で定数Ｋ１およびＫ２にそれぞれセットされる。さらに、データが受取られない場合には、そのフレームまたはバースト全体はＭＩＳＳ（紛失）またはＦＡＩＬＵＲＥ（失敗）であると考えられる。ゆえに、１５６でＦＩはＭＩＳＳにセットされる。したがって、ステップ１０４に与えられる入力はＲＳＳＩ、Ｆｖａｒ、ＴｖａｒおよびＦＩを含む。
この発明は、好ましくは、受信信号品質が十分であるか不十分であるかを判断するために、信号品質評価器を利用する。この発明に従う信号品質評価器は、ｎが時間におけるフレーム、つまりディジタル時間に対応するとして、以下のパラメータの入力を受付ける。
Ｆ′ｖａｒ｛ｎ｝現在のフレームに対する評価された周波数変動
Ｔ′ｖａｒ｛ｎ｝現在のフレームに対する評価されたタイミング変動
ＳＡ｛ｎ｝現在のフレームに対する評価された平均信号強度
Ｆ｛ｎ｝現在のフレームに対する評価されたフレーム誤り率
評価された周波数変動、評価された時間変動、および評価された平均信号強度は、入力パラメータＦｖａｒ、Ｔｖａｒ、およびＲＳＳＩをフィルタリングすることからそれぞれ導出される。好ましい実施例では、単純な一次のＩＩＲフィルタが、ａをフィルタ利得として、次のように用いられる。
F'var{n}＝a^*Fvar＋(1−a)^*F'var{n−1}
T'var{n}＝a^*Tvar＋(1−a)^*T'var{n−1}
SA{n}＝a^*RSSI＋(1−a)^*SA{n−1}
ａは０と１との間の任意の数（０＜ａ＜１）であってもよいが、ａの選択はフィルタの反応時間、つまり安定状態に達するのにかかる時間と、その安定状態におけるフィルタの安定性、つまりその安定状態値について応答がどれほど発振するかとを決定する。好ましい実施例では、相対的に高速なフィルタを与えるために、ａ＝１／１６が選択された。
評価されたフレーム誤り率Ｆ｛ｎ｝も入力パラメータをフィルタリングすることによって導出されるが、この入力パラメータであるフレーム表示（ＦＩ）は離散値である。したがって、好ましい実施例におけるＦＩは、データが受取られてそれが図５の１１４に示されるようにＧＯＯＤ巡回符号検査（ＣＲＣ）を有する場合には０にセットされる。この場合、
F{n}＝(1−a)^*F{n−1}
である。
しかしながら、フレーム表示が図５において１３６で「ＭＩＳＳ」にセットされるかまたは１４２で「ＰＯＯＲ」にセットされる場合には、ＦＩは１に等しく、インパルスＸがＩＩＲフィルタ等式に、
F{n}＝a^*FI^*X＋(1−a)^*F{n−1}
のように加えられる。ＸおよびＦＩの適当な値は経験的に決定されることが理解されるはずである。
より好ましい実施例では、一列の多数のフレームが紛失されるかまたは不十分であると判断される場合に、データが再び受信される際に回復するのに時間がかかりすぎないように、Ｆ｛ｎ｝の最大値を制限することが望ましい。ゆえに、Ｆ｛ｎ｝は、好ましくは、各バーストの後で、所定の最大フレーム誤り率Ｍと比較される。Ｆ｛ｎ｝がＭよりも大きい場合には、Ｆ｛ｎ｝はＭと等しくセットされる。Ｆ｛ｎ｝の最大値をこのように制限することによって、この後の信号品質評価手順の論議から明らかであるように、信号受取が実際に不十分なものから十分なものに変化したときに信号品質表示が不十分なものから十分なものに速やかに変化し得る。
評価を発生するために単純なＩＩＲフィルタを用いることは、２つの点で有利である。それは、最も最近の評価のみを保存しなければならないため、メモリ要件を低減する。それは、さらに、制御プロセッサにおいて実現が容易な態様でこれらの評価を速やかに発生する。特に、ａが２の逆のべきとして選択される場合、乗算の代わりにビットシフトを用いることができる。計算はしたがって桁上げまたは小数部を伴わない８ビット算術を用いて可能であり、性能におけるいかなる大きな劣化も伴うことなくコストを大きく節約する。
信号品質評価手順の詳細な流れ図が図６に示される。評価の各々は所定のしきい値と比較される。ＲＳＳＩを除く評価のいずれかがその対応するしきい値より大きい場合には、１６０で信号品質表示（ＳＱＩ）は「ＰＯＯＲ」にセットされる。評価の各々がその対応するしきい値よりも小さい場合には、１５８でＳＱＩは「ＧＯＯＤ」にセットされる。
特定的には、評価された周波数変動は１５０で周波数変動しきい値（ＦＶＴｈｒｅｓｈ）と比較され、評価されたタイミング変動は１５２でタイミング変動しきい値（ＴＶＴｈｒｅｓｈ）と比較され、評価されたフレーム誤り率は１５４でフレーム誤り率しきい値（ＦＴｈｒｅｓｈ）と比較され、評価された平均信号強度は１５６で平均受信信号強度しきい値（ＲＳＴｈｒｅｓｈ）と比較される。しきい値の各々は、チャネルに対する所望のビット誤り率に基づいて導出される。しきい値は、データビット誤り率がシステム性能において知覚可能な劣化を引き起こすほど十分高いときに、予測されるノイズおよび干渉で、各テストが失敗して信号品質が「ＰＯＯＲ」と判断されるよう選択される。これらのしきい値は、実際のシステムでの実験によって最もよく決定される。好ましい実施例では、ビット誤り率が１／１００，０００よりも悪いときにテストが失敗して信号品質が「ＰＯＯＲ」であると判断されるよう設定される。
図７は、制御プログラムの詳細な流れ図である。制御プログラムはＳＱＩを入力として受取る。ＳＱＩが１７０で判断されるように「ＧＯＯＤ」である場合には、１７２でアンテナダイバーシティ手順は不能化される。次いで、受信信号が強いかどうかを判断するために、１７４でＲＳＳＩがチェックされる。これは、ＲＳＳＩを所定の最大信号強度（ＲＳｍａｘ）と比較することによって実現されてもよい。ＲＳＳＩがＲＳｍａｘより小さい場合には、１７６で利得制御手順は不能化される。ＲＳＳＩがＲＳｍａｘより大きいかまたは等しい場合には、１８２で利得制御手順は可能化される。ＳＱＩが１７０で判断されるように「ＰＯＯＲ」である場合には、アンテナダイバーシティ手順と利得制御手順との両方は１７８と１８０とでそれぞれ可能化される。
次に、アンテナダイバーシティ手順が、制御プログラムがその手順を可能化したかまたは不能化したかにかかわらず実行される。しかしながら、その手順が不能化される場合には、アンテナ選択は変わらない。アンテナダイバーシティ手順の詳細なフロー図が図８に示される。２００で、評価された平均信号強度が発生される。これは、図４に示され上に記載されたＩＩＲフィルタ１０４を更新するステップの間に発生される平均信号強度ＳＡ｛ｎ｝であってもよい。代替的に、この評価された平均信号強度は、不要な切換を避けることができるよう、低速ＩＩＲフィルタを用いて再生されてもよい。
第１のアンテナが２０１で判断されるように現在選択される場合には、２０８で、第１のアンテナへの評価された受信信号レベル（Ｌ１｛ｎ｝）はＲＳＳＩに等しくセットされる。第２のアンテナへの評価された受信信号レベルＬ２｛ｎ｝は、前の評価Ｌ２｛ｎ−１｝と長期評価ＳＡ｛ｎ｝とから、２０９の等式によって示されるように導出される。したがって、アンテナがＯＦＦ状態にあるときでも、受信信号レベルは評価され得る。
２１０で判断されるように、第２のアンテナへの評価された受信信号レベルに所定のアンテナ選択しきい値（ｔ）を加えたものが第１のアンテナへの評価された受信信号レベルよりも大きい場合には、２１１で手順はアンテナダイバーシティが可能化されているかどうかをチェックする。アンテナダイバーシティが不能化されているか、または第１のアンテナへの評価された受信信号レベルが第２のアンテナへの評価されたレベルにしきい値（ｔ）を加えたものよりも大きい場合には、アンテナ選択は変化しないままであり、２１３でこの手順は第１のアンテナの選択を示す出力を与える。そうでない場合には、２１２でこの手順は第２のアンテナの選択を示す出力を与えて、第１のアンテナから第２のアンテナへの切換を生じさせる。
同様に、２０１で判断されるように第２のアンテナが選択される場合には、２０２で、第２のアンテナへの評価された受信信号レベル（Ｌ２｛ｎ｝）はＲＳＳＩに選択された利得を加えたものに等しくセットされる。第１のアンテナへの評価された受信信号レベルＬ１｛ｎ｝は、２０３の等式で示されるように、前の評価Ｌ１｛ｎ−１｝と長期評価ＳＡ｛ｎ｝とから導出される。
２０４で判断されるように、第１のアンテナへの評価された受信信号レベルに所定のアンテナ選択しきい値（ｔ）を加えたものが第２のアンテナへの評価された受信信号レベルよりも大きい場合には、２０５でこの手順はアンテナダイバーシティが可能化されているかどうかをチェックする。アンテナダイバーシティが不能化されているか、または第２のアンテナへの評価された受信信号レベルが第１のアンテナへの評価されたレベルにしきい値（ｔ）を加えたものよりも大きい場合には、アンテナ選択は変わらないままであり、２０７でこの手順は第２のアンテナの選択を示す出力を与える。そうでない場合には、２０６でこの手順は第１のアンテナの選択を示す出力を与えて、第２のアンテナから第１のアンテナへの切換を生じさせる。
利得制御手順は、利得を、ＢＥＲを最小限にするのに十分なほど高く、かつ相互変調による飽和および劣化を防ぐのに十分なほど低く保つために与えられる。図３を参照して上に記載されたように、受話器は３つの別々の利得経路１５、１９および１７を設ける。受信信号をディジタル化するのにＡ／Ｄ変換器を用いる他の受信機とは対照的に、現在では米国特許第５，３７６，８９４号となっている同時継続出願連続番号第０７／９９９，２１０号に記載されるように、復調前に受信機が受信信号を制限しサンプリングするシステムにおいては、相対的に少ない数の考えられ得る利得または減衰値のうちの１つを選択することが好ましい。Ａ／Ｄ変換器を用いる際には受信信号分解能は非常に良いものでなければならないが、リミッタとサンプラとの組合せを用いて受信信号をディジタル化する際には分解能の重要性ははるかに低く、主要な要件は受信信号レベルが一般的な範囲内にあることである、ということが理解されるはずである。
２２０で判断されるように利得制御手順が可能化される場合には、２２２でこの手順はＲＳＳＩに選択された利得を加えたものを所定の高レベルしきい値（ＴＨ）と比較する。ＲＳＳＩに選択された利得を加えたものがＴＨよりも大きい場合には、ａをＩＩＲフィルタ利得とし、かつＸを加えられるインパルスとする、ステップ２２７に示される等式に従って、第１の利得累算器の値Ｇ１｛ｎ｝が計算される。次いで、２２８に示される等式に従って、第２の利得累算器Ｇ２｛ｎ｝が更新される。Ｇ１｛ｎ｝が利得切換しきい値（ＴＳ）よりも大きい場合には、２３１で累算器Ｇ１｛ｎ｝およびＧ２｛ｎ｝はリセットされる。２３７で判断されるように現在選択される利得経路がたとえば図３に示される利得経路１７のように最小でない場合には、２３２で次に最も低い利得経路が選択される。たとえば、現在選択される利得経路が１８ｄＢ利得を有する利得経路１５である場合には、次に最も低い利得経路は利得を全く有さない利得経路１９である。しかしながら、ステップ２３７で判断されるように利得経路が既に最小利得経路である場合には、２３８に示されるように、現在の利得制御表示に対する変更は全くなされない。
２３０で第１の利得累算器が利得切換しきい値以下である場合には、２３４でこの手順は第２の利得累算器が利得切換しきい値よりも大きいかどうかを判断する。それが大きい場合には、２３５で利得累算器はリセットされる。２４１で判断されるように現在の選択される利得経路が最大利得経路でない場合には、２３９で利得経路は増大され、つまり、受信信号を２０ｄＢだけ減衰する利得経路１７は、受信信号を減衰しない利得経路１９に変更される。
上に論じたように、最大および最小範囲の間で、つまり高しきい値（ＴＨ）と低しきい値（ＴＬ）との間に信号のレベルを単に維持することは望ましい。したがって、２２２で判断されるようにＲＳＳＩに選択された利得を加えたものがＴＨよりも大きい場合には、２２７に示されるようにＧ１｛ｎ｝の値はインパルスＸを加えることによって増大され、一方Ｇ２｛ｎ｝の値はＩＩＲフィルタリングに従って減少させられる。しかしながら、ＲＳＳＩに選択された利得を加えたものがＴＬよりも小さい場合には、２２６の等式で示されるようにＧ１｛ｎ｝の値をＩＩＲフィルタ応答に従って減少させることが望ましく、２２９で示されるようにＧ２｛ｎ｝の値はインパルスＸを加えることによって増大される。応じて、ＴＬ＜ＲＳＳＩ＋選択された利得＜ＴＨである場合には、切換は必要なく、ステップ２２４および２２５の等式によって示されるように両方の利得累算器はＩＩＲフィルタ応答に従って減少される。利得累算器を減少させることによって、どちらも利得切換しきい値を超えず、ゆえに、その利得経路が不必要に切換えられないことが保証される。
２３０で判断されるように利得制御手順が不能化されると、２２１で示されるように両方の利得累算器はリセットされる。ゆえに、利得制御手順が不能化されると、ＴＳはリセット値よりも大きいため、切換は行なわれない。
以下は好ましい実施例に従うこの発明の動作パラメータを記載する。しかしながら、以下の記載は説明の目的のためにのみ用いられるものであって、上に記載される発明を限定するものではないことが理解されるべきである。
実施上、ＩＩＲ評価フィルタは定数に初期設定される。累算器は初期設定プロセス中に０に設定される。初期表示は、好ましくは、ＳＱＩが「ＰＯＯＲ」にセットされるよう設定される。
図３を再び参照すると、この手順は好ましくはＢＢＩＣ２４にあるカスタムプロセッサで実現される。この手順は、インテル８０５１（Intel 8051）、モトローラ６８００（Motorola 6800）、日立Ｈ８等の市場で入手可能な多くのマイクロプロセッサおよびマイクロコントローラに対して適当である。特に、この手順はＲＡＭおよびＲＯＭの使用を最小限にするよう設計されたものであって、というのも、プロセッサ２５、ＲＡＭ（図示せず）、およびＲＯＭ（図示せず）はすべて、好ましくは、利用可能なメモリ資源を制限するＢＢＩＣ２４のディジタルＡＳＩＣに含まれるからである。
受信信号強度は、好ましくは、ＩＦＩＣ２２で読まれレベル測定装置２１によって計算される５ビット（０ないし３１の値）受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）から計算される。この表示は、０の値を下限値とし、３１の値で飽和する。この好ましい実施例では、上述の利得制御手順によって制御される３つの可能な受信利得レベルが存在する。
信号強度は以下のパラメータおよび等式から評価される。
ｎ：バーストにおいて測定されるディジタル「時間」
Ｇ｛ｎ｝：フレームｎでの受信機の利得；Ｇ｛ｎ｝は高利得、中間利得、または低利得。
ｆ（）：信号強度オフセット関数
ＲＳＳＩ｛ｎ｝：フレームｎでの受信信号強度表示
ａ：ＲＳＳＩ表示勾配
ＳＳ｛ｎ｝：勾配ｎでの信号強度表示
SS{n}＝a^*RSSI{n}＋f(G{n})
この好ましい実施例では、ａは約１．２５ｄＢ／（ＲＳＳＩステップ）であり、ｆ（高利得）は約−１０９ｄＢｍであり、ｆ（中間利得）は約−９３ｄＢｍであり、ｆ（低利得）は約−６９ｄＢｍである。上述のように動作するＤＣＴシステムではこれらの値が好ましいが、アンテナダイバーシティ手順および利得制御手順は大抵の信号強度表示で動作可能である。
図８に関連して記載されるアンテナダイバーシティアルゴリズムに対し、信号強度フィルタ定数ａは、好ましくは１／６４に設定され、右シフト６回として実現され、ダイバーシティＩＩＲフィルタ利得ｂは、好ましくは１／１６に設定され、右シフト４回として実現され、アンテナ切換しきい値ｔは約１．２５ｄＢ（またはこの好ましい実施例においては１つのＲＳＳＩステップと等価）である。
上述の現在の信号レベル情報に加えて、この利得制御手順で用いられるパラメータは以下のとおりである。
選択された利得レベルの関数である高レベルしきい値ＴＨｉｇｈ：
高利得：＝−８０ｄＢｍ
中間利得：＝−６０ｄＢｍ
低利得：＝０ｄＢｍ
現在の利得レベルの関数である低レベルしきい値ＴＬｏｗ：
高利得：＝−１０６ｄＢｍ
中間利得：＝−８２ｄＢｍ
低利得：＝−６２ｄＢｍ
切換しきい値Ｔｓは６４に設定される。
ＩＩＲフィルタ利得ａは１／１６または右シフト４回であり、
入力パルスＸは３２に等しい。
アンテナダイバーシティ手順と同様、利得制御手順も多くの他のパラメータ値に対して動作可能であるだろう。当業者には理解されるであろうように、これらのパラメータは通信システムおよびその動作に依って調整されるだろう。
ここに記載されるフレーム誤り率を評価するための手順は以下のパラメータを用いる。
フレーム誤り率利得ａは１／１６または右シフト４回である。
フレーム誤り率フィルタのための最大値Ｍは６３に等しい。
インパルス値ｘは６４に等しい。
受信信号レベルしきい値は受信利得レベルの関数である。好ましくは受信信号強度しきい値（ＲＳＴＨＲＥＳＨ）は１０である。図６に示される他のしきい値は以下のとおりである。
ＦＶＴｈｒｅｓｈ：周波数変動しきい値は０．００００１の誤り率に対応する。
ＴＶＴｈｒｅｓｈ：タイミング変動しきい値は０．００００１の誤り率に対応する。
ＦＴｈｒｅｓｈ：フレーム誤り率しきい値は３１に等しい。
この発明は特定の実施例を参照して記載され例示されているが、上に記載されかつ以下の請求の範囲に記載されるこの発明の原理から逸脱することなく修正および変形がなされてもよいことが当業者には理解されるだろう。

Claims

バーストで伝送される伝送データを示す信号を受信するＲＦ受信機であって、複数の選択可能なアンテナと、複数の選択可能な利得経路と、単一の受信チェインと、前記複数の選択可能なアンテナの１つを選択するためにアンテナダイバーシティ手順を実行し、前記複数の選択可能な利得経路の１つを選択するために利得制御手順を実行するためのプロセッサとを有する前記ＲＦ受信機において、前記アンテナダイバーシティおよび利得制御手順を可能化し不能化する方法は、
各バーストに対し、受信信号の位相オフセットを示す周波数変動と、受信信号におけるシンボルジッタを示すタイミング変動と、受信信号の電力レベルを示す受信信号強度と、ＲＦ受信機によって検出されない多数のバーストを示すフレーム誤り率とのうちの少なくとも１つの入力を受付けるステップと、
前記入力を受付けるステップによって受付けられた各入力を平均して、伝送されるデータの次のバーストに対応する時間期間の間各入力の評価を発生するステップと、
前記評価を発生するステップによって平均された前記入力の各々に基づいて信号品質表示を発生するステップと、
前記信号品質表示と所定のしきい値との比較に基づいて、前記信号品質表示が劣化しているときに、前記アンテナダイバーシティおよび前記利得制御手段を可能化するステップとを含み、
伝送データの各バーストはＣＲＣ情報を含み、前記方法はさらに、
最も最近のバーストの間に受信機によってデータが受信されたかどうかを判断するステップと、
前記判断するステップにおいてデータが受信されたと判断された場合には前記ＣＲＣ情報に基づいてフレーム表示を定義するステップとを含み、前記フレーム誤り率は前記フレーム表示に関連する、前記アンテナダイバーシティおよび利得制御手順を可能化し不能化する方法。
前記信号品質表示が受容可能であるとき前記アンテナダイバーシティ手順は不能化される、請求項１に記載の方法。
前記信号品質表示が受容可能であり、かつ前記受信信号強度が所定の信号強度しきい値よりも大きいとき、前記利得制御手順は不能化される、請求項１に記載の方法。
前記評価を発生するステップによって平均された周波数変動が所定の周波数変動しきい値よりも大きいことと、
前記評価を発生するステップによって平均されたタイミング変動が所定のタイミング変動しきい値よりも大きいことと、
前記評価を発生するステップによって平均されたフレーム誤り率が所定のフレーム誤り率しきい値よりも大きいことと、
前記評価を発生するステップによって平均された受信信号強度表示が所定の信号強度しきい値よりも小さいこととの各々が真である場合に、前記信号品質表示は受信可能であり、
前記信号品質表示が受容可能である場合にのみ、前記アンテナダイバーシティおよび前記利得制御手順は不能化される、請求項１に記載の方法。
前記評価を発生するステップでは無限インパルス応答ディジタルフィルタを用いて各入力が平均化される、請求項１に記載の方法。
空間的ダイバーシティを用いる通信システムにおけるビット誤り率を最適化するために２つのアンテナの１つを選択する方法であって、前記通信システムはバーストでデータを伝送し、かつ単一の受信チェインで信号を受信し、前記方法は、
送信される信号を受信するために第１のアンテナを選択するステップと、
前記送信された信号を受信してそれを受信信号として規定するステップと、
前記送信された信号のレベルを示す入力を受付けるステップとを含み、前記入力は受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）として定義され、前記方法はさらに、
第１のアンテナで受信される多数のバーストに対して平均信号レベルを評価するステップとを含み、前記平均信号レベルは少なくとも伝送されるデータの前回のバーストに対応する時間期間の前記平均信号レベルと前記ＲＳＳＩとに基づいて決定され、前記方法はさらに、
前記平均信号レベルを評価するステップにおいて評価された平均信号レベルに第１の重み係数を乗じた値と、第２のアンテナでの伝送されるデータの前回のバーストに対応する時間期間に評価された信号レベルに第２の重み係数を乗じた値との加算値に基づいて、前記第２のアンテナでの信号レベルを評価するステップと、
前記ＲＳＳＩと前記第２のアンテナでの前記評価された信号レベルとを比較して、前記２つのアンテナのうちの１つの選択を示すアンテナダイバーシティ表示を与えるステップと、
前記アンテナダイバーシティ表示に基づいて前記２つのアンテナのうちの１つを選択するステップとを含む、空間的ダイバーシティを用いる通信システムにおけるビット誤り率を最適化するために２つのアンテナのうちの１つを選択する方法。
前記平均信号レベルを評価するステップは無限インパルス応答ディジタルフィルタを用いて実行される、請求項６に記載の方法。
前記第２のアンテナで信号レベルを評価する前記ステップは無限インパルス応答ディジタルフィルタを用いて実行される、請求項６に記載の方法。
前記第２のアンテナでの信号レベルを評価するステップにおいて評価される前記第２のアンテナでの信号レベルは少なくとも前記第２のアンテナでの前記信号レベルの伝送されるデータの前回のバーストに対応する時間期間の評価と前記平均信号レベルを評価するステップにおいて評価された平均信号レベルとに基づく、請求項８に記載の方法。
前記２つのアンテナのうちの１つを選択する前記ステップが可能化されるかどうかを示す選択可能化信号を受取るステップをさらに含み、
前記選択ステップが可能化されることを前記選択表示が示す場合にのみ前記選択ステップは実行される、請求項６に記載の方法。
単一の受信チェインで構成されるアンテナダイバーシティに用いられるＲＦ受信機において利得制御を調整する方法であって、前記受信機は少なくとも３つの選択可能な利得経路を有し、前記利得経路のうちの第１の利得経路は最も高い利得を与え、前記利得経路のうちの第３の利得経路は最も低い利得を与え、前記利得経路のうちの第２の利得経路は中間の利得を与え、前記方法は、
前記３つの利得経路のうちの１つを選択し、前記利得経路を選択された利得経路として定義するステップと、
送信される信号を受信するステップと、
前記送信される信号のレベルを示す入力を受付けるステップとを含み、前記入力は受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）として定義され、前記方法はさらに、
現在の信号レベルを定義するために、前記選択された利得経路の利得を前記ＲＳＳＩと組合せるステップと、
前記現在の信号レベルに基づいて低利得累算器と高利得累算器とを更新するステップと、
低利得経路が存在し、かつ前記低利得累算器が所定の切換しきい値を超える場合には、低利得経路を選択するステップと、
高利得経路が存在し、かつ前記高利得累算器が前記所定の切換しきい値を超える場合には、高利得経路を選択するステップと、
前記受信信号の信号レベルの所望の範囲を示す高いしきい値と低いしきい値とを規定するステップと、
前記現在の信号レベルが前記高いしきい値を超える場合には、前記低利得累算器に対応する前記無限インパルス応答フィルタにインパルスを入力するステップと、
前記現在の信号レベルが前記低いしきい値を超える場合には、前記高利得累算器に対応する前記無限インパルス応答フィルタに前記インパルスを入力するステップとを含む、ＲＦ受信機において利得制御を調整する方法。
前記受信信号の信号レベルの所望の範囲を示す高いしきい値と低いしきい値とを規定するステップと、
前記現在の信号レベルを、前記高いしきい値および前記低いしきい値と比較するステップとをさらに含み、
前記高利得累算器および前記低利得累算器を更新する前記ステップは前記比較に基づく、請求項１１に記載の方法。
前記利得累算器を更新するステップは無限インパルス応答ディジタルフィルタを用いて実行される、請求項１１に記載の方法。