JP3977591B2 - 周波数逓倍回路および半導体集積回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スーパーヘテロダイン方式の受信機等に用いられる局部発振信号を生成する周波数逓倍回路および半導体集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近、微弱電波を送受信して非接触で種々の処理を行うシステムが多数提案されている。例えば、キーレスエントリーシステムは、車両のキーに埋め込まれた送信回路から放射された微弱電波を、車両側の受信回路で受信してドアの開閉等を行うものである。
【０００３】
図８はこの種の従来の微弱電波送受信システムの概略構成を示すブロック図である。図８のシステムは、大きく分けて送信機５１と受信機５２で構成され、送信機５１は送信回路５３とアンテナ５４を有する。送信機５１は、315MHzをキャリア周波数として、ＡＭ変調（振幅変調）またはＦＭ変調（周波数変調）した信号を、アンテナ５４を介して放射する。
【０００４】
受信機５２は、アンテナ１１と、ＳＡＷフィルタ１２と、ＲＦアンプ１３と、局部発振信号を生成する局部発振回路１４と、中間周波信号（ＩＦ信号）を生成するミキサ１５と、ＩＦフィルタ１６と、ＩＦアンプ１７と、検波回路１８とを有する。局部発振回路１４は、基準信号を生成する源発振回路２１と、基準信号の５倍の周波数をもつ５逓倍信号を出力する５逓倍回路２０とを有する。
【０００５】
源発振回路２１は65.14MHzの周波数をもつ源発振信号を生成し、局部発振回路１４は源発振信号の周波数を５倍に高めた局部発振信号ｆLO＝325.7MHzを生成する。ミキサ１５は、この局部発振信号ｆLOを用いて、ｆLO−ｆo＝10.7MHzの中間周波信号を出力する。
【０００６】
このように、アンテナ１１で受信した高周波信号を、ミキサ１５にて中間周波信号に変換することにより、高周波信号のままで信号処理を行う場合に比べて、信号処理が容易になる。
【０００７】
ミキサ１５の後段には、バンドパスフィルタであるＩＦフィルタ１６が接続されている。このフィルタ１６の通過帯域は、中間周波数である10.7MHzを中心とする約数百kHzである。ＩＦフィルタ１６にて不要な周波数成分が除去された後、ＩＦアンプ１７にて10.7MHzの中間周波信号が約70dB増幅される。
【０００８】
図８のシステムを上述したキーレスエントリーシステムに適用する場合、送信機５１は人間が携帯するキーに埋め込まれ、受信機５２は車両に搭載される。送信機５１からは通常、322MHz以下の微弱な電波が発せられる。許容電界強度は、電波法施行規則第６条で規定されており、500μＶ／ｍ以下である。322MHz以上の周波数電波も使用可能であるが、322MHzから10GHzまでの許容電界強度は35μＶ／ｍ以下と非常に少なく、また、周波数が高くなるほど電波の直進性が増して実用的でなくなるため、国内で使用されることはほとんどない。したがって、微弱電波としては、315MHz程度の周波数を用いるのが一般的である。
【０００９】
一方、送信機５１は、電池を長持ちさせるために消費電力がなるべく少ない方がよく、そのためには、回路構成をなるべく簡略化する必要がある。315MHz程度の電波を発振できる簡易な素子として、例えばＳＡＷ発振子が知られている。この素子は、回路構成を簡略化できるだけでなく、315MHz程度の周波数で直接発振できるという特徴を有する。
【００１０】
他の発振素子として水晶発振子があるが、315MHz程度の周波数で直接発振させるのは技術的に困難であり、水晶発振子を低周波数で発振させた後、逓倍させる必要がある。このため、回路をなるべく簡略化したい場合には、ＳＡＷ発振子を用いることが多い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＳＡＷ発振子には、周波数偏差が大きいという問題がある。通常、ＳＡＷ発振子の周波数偏差は100ppm以上であり、送信機にＳＡＷ発振子を用いれば送信機自体の周波数偏差が悪くなる。このため、製品の性能や歩留まり等の向上を図る場合には、水晶発振子を用いることもある。
【００１２】
ここで、ＳＡＷ発振子を送信機に用いる場合、その欠点を補うために、受信機側の周波数精度を向上させる必要がある。周波数精度を向上させるには、周波数偏差の少ない水晶発振子を受信機の局部発振回路に用いるのが一般的である。水晶発振子の周波数偏差は悪くても100ppmを越えることがほとんどないため、受信機側の局部発振回路に水晶発振子を用いることにより、受信機の周波数精度を向上させることができる。
【００１３】
ただし、上述のように、300MHz帯の高周波を直接発振させるのは非常に困難であるため、水晶発振子自体の発振周波数を低くし、逓倍回路により周波数を逓倍して300MHz帯の周波数を得る方法が一般的である。
【００１４】
従来の発振回路として、例えば315+10.7MHzの局部発振周波数325.7MHzを生成する際、65.14MHzで水晶発振子を発振させて、その波形を歪ませて高調波を発生させ、５次の高調波をフィルタ等で抽出して325.7MHzを得る５逓倍回路２０を用いる手法が提案されている。
【００１５】
この５逓倍回路２０では、逓倍数を増やすために歪みを大きくして高次の高調波を生成する必要がある。高調波成分は、高次になるほどレベルが下がるが、本来必要な５次の高調波以外にも、多数の不要な成分を含んでいる。
【００１６】
いま、歪み波として偶関数の矩形波を仮定し、区間(−ｘ)から(＋ｘ)までを１、その他の区間を(−１)とすると、
Ａ(ｘ−π/2)＋Ａsinｘcosωt＋A/2・sin2xcos2ωt
＋A/3・sin3xcos3ωt＋…+A/n・sinｎxcosωt …（１）
と表される。ここで、Ａは定数、ωは角周波数で２πｆLO、ｔは時間、ｎは自然数であり、第１項は直流成分である。
【００１７】
（１）式において、例えばｎ＝５とすると、５次高調波成分は基本波の1/5まで減衰する。仮に、ｘ＝π/2とすると、（１）式の奇数次だけが残り、このときのみ、直流成分がゼロになる。
【００１８】
５次高調波成分のみを利用するには、１次から４次までの成分と６次以降の成分を除去しなければならない。このため、５逓倍回路２０を用いて、５次高調波成分のみをフィルタで抽出する。ところが、不要な高調波成分が高いレベルで残存しており、空間を伝搬するばかりか、周波数が近接しているため、ＳＡＷフィルタを用いるなどの工夫が必要となる。
【００１９】
不要な高調波成分が空間や伝送線路を介して受信機のミキサ１５に飛び込んでしまうと、高調波自身が妨害波として作用するのに加え、その周波数ｆLO'と外部から飛び込んでくる不要電波ｆo'との差が中間周波数10.7MHzと等しくなる周波数ｆo'は、すべて有害な電波として作用する。
【００２０】
受信機が妨害波の影響を受けると、キーレスエントリが正常に作動しないことがあるため、不要な高調波の影響をなるべく少なくする必要がある。
【００２１】
従来の技術では、これら高調波の影響をなるべく少なくするため、例えば、逓倍回路にシールドを施したり、空間的に逓倍回路とミキサとの距離を広げる等の対策が必要であった。
【００２２】
また、高調波を減らすためには、逓倍数をなるべく増やさないようにする必要があるため、逓倍数に限界があり、その結果、発振周波数をあまり低くできないという問題がある。源発振周波数が高いと、回路設計が困難になり、回路が複雑になるとともに、水晶発振子のコストも高くなる。
【００２３】
源発振周波数を低くするには、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路を用いることが考えられる。しかしながら、ＰＬＬ回路を用いると、位相比較周波数を得るための発振回路と電圧制御発振回路(VCO：Voltage Control Oscillator)が必要になり、回路規模が増大するとともに、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路の分だけコストも高くなってしまう。
【００２４】
このため、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路をワンチップにしてＩＣ化し、回路規模とコストの増大をなるべく抑えようとする考え方もあるが、電圧制御発振回路を内蔵すると、Ｃ／Ｎ比が劣化するため、感度等の性能が劣化する。これを防ぐには、やはり電圧制御発振回路を外付けしなければならず、性能を重視しようとする場合には回路規模の縮小は見込めない。
【００２５】
また、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路を組み合わせて用いるには、位相比較スプリアスと呼ばれる高調波が発生するため、その除去対策が必要になる。
【００２６】
このように、従来の発振回路では、受信機の周波数精度を上げるために水晶発振子を用いて低い周波数で発振させ、逓倍回路で水晶発振子の発振周波数を５倍に逓倍し、発生する不要高調波成分をなるべく少なくするためにシールド等を施して回路を構成していた。このため、回路を小型化するのに限界があり、かつ、妨害波の対策も必要になるという問題があった。
【００２７】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な回路構成で不要な周波数成分を確実に除去できる周波数逓倍回路および半導体集積回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、前記第１の電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御される第１のインピーダンス素子と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
【００２９】
本発明では、２個の逓倍回路を縦続接続して、初段の逓倍回路に水晶発振子からの源発振信号を供給するため、源発振周波数が低くても、最終段の逓倍回路から十分に高い周波数の信号を出力できる。また、源発振周波数を低くできるため、水晶発振子を使用する源発振手段の設計が容易になり、源発振信号の特性を安定化させることができる。また、逓倍回路は、９０°移相回路とミキサで構成されるため、不要な周波数成分を抑制でき、妨害に強い周波数逓倍回路を実現できる。
【００３０】
また、本発明では、縦続接続された逓倍回路の段間にフィルタ回路を介挿するため、次段の逓倍回路に供給される信号に含まれる不要な周波数成分を確実に除去でき、所望の周波数成分のみを抽出できる。
【００３１】
また、本発明では、９０°移相回路の移相量を調整可能な移相調整回路を備えるため、温度や電圧変動等により９０°移相回路の移相量が変化しても、その調整を迅速かつ正確に行うことができる。
【００３２】
また、本発明では、９０°移相回路内に、電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスを可変制御できるインピーダンス素子を設けるため、電流量を制御することにより移相量を可変制御できる。
【００３３】
また、本発明では、ミキサの出力直流電圧がゼロになるようにして、移相量を９０°にすると同時にフィルタ回路の帯域特性を調整することができる。
【００３４】
また、本発明では、フィルタ回路内に、電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御されるインピーダンス素子を設けるため、電流量を制御することによりフィルタ回路の特性を可変制御できる。
【００３５】
また、本発明のフィルタ回路は、第１および第２の可変インピーダンス素子と、第１のキャパシタ素子と、第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を出力端子に流す電流供給回路とを有するため、周波数選択性をよくすることができる。
【００３６】
また、本発明では、初段および二段目の逓倍回路の間にフィルタ回路を介挿するため、他の段間に介挿するよりも、不要な周波数成分を効率的に除去できる。
【００３７】
また、本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、入力端子および出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスを可変可能な第１の可変インピーダンス素子と、前記出力端子に接続された第１のキャパシタ素子と、前記第１の電流源を流れる電流に応じて前記出力端子の電圧を制御する第２の可変インピーダンス素子と、前記第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を前記出力端子に流す電流供給回路と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
また、本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、第１の入力端子および第１の出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第１の可変インピーダンス素子と、第２の入力端子および第２の出力端子の間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第２の可変インピーダンス素子と、前記第１および第２の出力端子間に接続された第１のキャパシタ素子と、前記第１の出力端子の電圧を制御する第１のトランジスタと、前記第２の出力端子の電圧を制御する第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジスタの各出力側端子間に接続された第２のキャパシタ素子と、を有し、前記第１のトランジスタは、前記第２のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第１の出力端子に流し、前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第２の出力端子に流すことを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る周波数逓倍回路および半導体集積回路について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００３９】
（第１の実施形態）
図１は本発明に係る周波数逓倍回路を使用する受信機の第１の実施形態のブロック図である。図１の受信機は、源発振回路１とアンテナ１１を除いてワンチップにまとめられている。図１では、図１５と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００４０】
図１の周波数逓倍回路は、局部発振信号を生成する局部発振回路１４ａの構成が図１５の周波数逓倍回路と異なる他は、図１５と同様に構成されている。
【００４１】
図１の局部発振回路１４ａは、源発振信号を生成する源発振回路１と、縦続接続された複数の周波数逓倍回路２とを有する。周波数逓倍回路２は、実際には、入力信号の周波数を２倍に高めた信号を出力する２逓倍回路２であり、この回路の内部には９０°移相回路２１とミキサ２２とが設けられている。
【００４２】
初段の２逓倍回路２の入力端子には、源発振回路１で生成された源発振信号が入力され、最終段の２逓倍回路２の出力端子から局部発振信号が出力される。この局部発振信号の周波数（局部発振周波数）ｆLOは、例えば325.7MHzである。
【００４３】
源発振回路１としては、例えば水晶発振子を用いた発振回路が考えられる。水晶発振子を用いることにより、局部発振信号の周波数精度を向上できる。
【００４４】
本実施形態では、２逓倍回路２を３段接続して、初段の２逓倍回路２に源発振周波数が40.7125MHzの源発振信号を入力している。国内の微弱電波受信システムでは、315MHzの受信電波に対して局部発振周波数を325.7MHzに設定する場合が多い。
【００４５】
この場合、ｎ＝２（４逓倍）のとき、源発振周波数は81.425MHzになり、ｎ＝３（８逓倍）のとき、源発振周波数は40.7125MHzになり、ｎ＝４（16逓倍のとき）、源発振周波数は20.35625MHzになる。
【００４６】
水晶発振子による源発振周波数は、周波数が低い方が特性が安定し、製造も容易である。具体的には、60MHz程度以下の周波数にするのが望ましい。
【００４７】
逆に、源発振周波数を低くしすぎると、源発振周波数が中間周波周波数（ＩＦ周波数）に近づくため、ｎ＝７以上にして源発振周波数を10.7MHzよりも十分に低くするか、あるいはｎ＝４未満にして10.7MHzよりも高くするのが望ましい。
【００４８】
しかしながら、ｎを高くして源発振周波数を低くすると、後述するように、２逓倍回路２による不要周波数成分が源発振周波数の間隔で発生するため、この周波数成分をフィルタ回路で除去するのが困難になる。
【００４９】
不要周波数成分を除去するフィルタ回路として、最も除去性能の高いものの一つであるＳＡＷフィルタ回路を用いる場合でも、除去レベルの特性は以下のものが必要になる。
【００５０】
ここで、ＳＡＷフィルタ回路の一般的な特性は、図２に示す通りなので、全体として85dBの減衰を得たい場合の不要周波数成分の所要減衰レベルは以下のようになる。
【００５１】
フィルタ回路中心周波数±20MHz …65dB
フィルタ回路中心周波数±25MHz …40dB
フィルタ回路中心周波数±35MHz …30dB
フィルタ回路中心周波数±40MHz以上 …20dB
不要周波数成分は、局部発振周波数ｆLO±（源発振周波数×整数倍）の周波数で存在するため、源発振周波数が低いほど除去も難しくなる。したがって、フィルタ回路による高調波除去を考えると、源発振周波数は高いほど望ましい。
【００５２】
このため、315MHz帯を用いる国内微弱電波受信システムでは、源発振周波数が40MHz以上となる８逓倍回路（ｎ＝３）が最も望ましいことがわかる。そこで、本実施形態では、図１に示すように、２逓倍回路２を３段縦続接続して、初段の２逓倍回路２に40.7125MHzの源発振信号を入力している。
【００５３】
２逓倍回路２内の９０°移相回路２１は、入力信号の正弦波形を直交させて、すなわち入力信号の位相を９０°シフトさせた信号を対応するミキサ２２に入力する。
【００５４】
今、ミキサの入力波形として最も歪んだ状態である矩形波を考えると、波形の一例として、位相が−πか０までの区間を「−１」、位相が０からπまでの区間を「＋１」と記述できる。この波形が移相回路によりＸだけ位相がずれた状態は、位相が−π＋ｘからｘまでの区間が「−１」、位相がｘからπ＋ｘまでの区間が「＋１」と記述できる。
【００５５】
ところが、ミキサ２２に入力される信号には、回路素子の非線形性に起因する高調波成分が含まれており、この高調波成分により信号波形が歪むのが一般的である。
【００５６】
いま、最も歪んだ状態として矩形波を考えると、波形の一例として、位相が(−π)から０までの区間は「−１」、位相が０からπまでの区間は「＋１」となる波形が考えられる。
【００５７】
この波形が、移相回路によりｘだけ位相がずれると、位相が(−π＋ｘ)からｘまでの区間は「−１」、位相がｘから(π＋ｘ)までの区間は「＋１」となる波形が得られる。
【００５８】
これら２つの波形をミキサ２２により乗算すると、(−π)から(−π＋ｘ)までの区間は「−１」、(−π＋ｘ)から０までの区間は「＋１」、０から(＋ｘ)までの区間は「−１」、(＋ｘ)からπまでの区間は「＋１」となり、周期が半分に短縮される。
【００５９】
これら２つの波形を偶関数の級数で記述すると、（２）式のようになる。
【００６０】
B(π/2-x)＋C・sin(π-x)cos2ωt＋C/2・sin2(π-x)cos4ωt
＋C/3・sin3(π-x)cos6ωt＋……＋C/n・sinｎ(π-x)cos2nωt …（２）
ここで、Ｂ，Ｃは定数、ｎは自然数である。この式によれば、基本波に対して２ｎ倍の高調波が得られることになるが、高調波成分が最も少なくなる条件はｘ＝π／２の時であり、この場合、（２）式は（３）式のようになる。
【００６１】
C・sin(π-x)cos2ωt＋C/3・sin3(π-x)cos6ωt＋……
＝C・cos2ωt−C/3・cos6ωt＋C/5・cos10ωt-…… （３）
（３）式からわかるように、第２次、６次、10次、……(4n-2)次が残存し、第４次、８次、12次、……4n次が除去される。
【００６２】
（３）式では、２次の高調波のレベルが最も高く、次数の高い高調波ほどレベルが低くなる。また、２倍の高調波に隣接するのは６倍の高調波となる。
【００６３】
例えば、源発振周波数を40.7125MHzとすると、第１段の２逓倍回路２から出力される周波数は、81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz、……であるが、隣接する244.275MHzは、所望の周波数である81.425ＭＨｚに対して周波数的に十分に離れているため、比較的容易に不要高調波成分を除去できる。
【００６４】
ｎ＝３とすると、源発振周波数は40.7125MHzであり、各２逓倍回路２の出力周波数は、それぞれ以下のようになる。
【００６５】
１段目…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz ……
２段目…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz ……（81.425MHzに起因）
488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz ……（244.275MHzに起因）
814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz ……（407.125MHzに起因）
３段目…325.7MHz、977.1MHz、1628.5MHz ……（162.85MHzに起因）
977.1MHz、2931.3MHz、4885.5NHz ……（488.55MHzに起因）
1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz ……（814.25MHzに起因）
ここで、１段目の２逓倍回路２の出力に含まれる隣接不要高調波成分である244.275MHzに起因する信号の周波数は、２段目の出力では488.55MHz、３段目の出力になると977.1MHzとなり，いずれも300MHz帯から十分に離れているため、高調波成分による悪影響（ノイズ等）は起きない。
【００６６】
一方、移相回路による周波数のずれが９０°でない場合には、不要な高調波の数が倍増するだけでなく、隣接する周波数が162.85MHzとなるので、これが２段目の出力には325.7MHz、３段目の出力には651.4MHzとなって現れる。このため、不要な高調波成分を除去するのが難しくなるのに加え、必要な周波数レベルも（２）式のsin(π−ｘ)の項により低下し、効率の悪い局部発振回路１４ａとなる。よって、移相回路による移相量は９０°が最も望ましい。
【００６７】
以上のことから、本実施形態では、周波数逓倍回路２をミキサ２２と９０°移相回路２１からなる２逓倍回路２として不要な高調波の発生を抑制し、かつ、２逓倍回路２を多段に接続して源発振周波数の逓倍数を高くしている。具体的には、２逓倍回路２がｎ段接続されている場合には、最終段の２逓倍回路２から出力される局部発振信号の周波数は、２ｎ×ｆになる。ここで、ｆは源発振周波数である。
【００６８】
従来の微弱電波受信機では、局部発振回路１４ａの逓倍数は５程度が限界であったのに対して、本実施形態による逓倍数は、ｎ＝３の場合は２3＝８、ｎ＝４の場合は２4＝１６になるため、逓倍数を高くできる分、源発振周波数を低くすることができる。
【００６９】
例えば、ｎ＝３のときは(315+10.7)/8=40.7125MHz、ｎ＝４のときは(315+10.7)/16=20.35625MHzとなり、５逓倍するのに従来用いられていた源発振周波数65.14MHzに比べて、源発振周波数を低くできる。
【００７０】
これにより、水晶発振子の発振周波数を低くできるため、受信機の設計が容易になり、コストダウンも図れる。また、２逓倍回路２をＩＣに内蔵すれば、２逓倍回路２の段間等で発生する高調波成分信号がＩＣの外部に漏れなくなる。
【００７１】
このように、第１の実施形態では、局部発振回路１４ａの内部に、縦続接続された３段の２逓倍回路２を設け、初段の２逓倍回路２に水晶発振子の源発振信号を供給して、８逓倍した局部発振信号を生成するため、源発振周波数が低くても、十分に高い周波数の局部発振信号を生成できる。
【００７２】
本実施形態によれば、水晶発振子の発振周波数を低くできるため、受信機の設計が容易になるとともに、アンテナ１１を除く受信機全体を一つの半導体チップに容易にまとめることができ、不要な高調波成分が外部に放射されなくなる。
【００７３】
（第２の実施形態）
第１の実施形態において、移相回路による移相のずれが９０°でない場合には、ミキサの入力波形は直流成分を含む。歪み波として矩形波を考え、入力波形として直流成分を含んだ矩形波をミキサにより乗算すると、（式２）に加え、入力信号の矩形波の周波数成分が逓倍回路の出力に現れる。偶関数の矩形波として、区間−Ｘから＋Ｘまでが１、その他の区間を−１、を考えると
A(x-π/2)＋Asinxcosωt＋A/2・sin2xcos2ωt＋A/3・sin3xcos3ωt
＋…＋A/n・sinnxcosnωt （式３）
と記述できる。ここでＡは定数、ωは角周波数で２πｆL0，ｔは時間、ｎは自然数であり、第１項は直流成分である。例えば、ｎ＝２、源発振周波数f0とすると、各段の逓倍回路から出力される周波数は、（式１）、（式３）より、
１段目…f0，２*f0，３*f0，４*f0，…
２段目…f0，２*f0，３*f0，４*f0，５*f0，…（f0に起因）
２*f0，２*２*f0，３*２*f0，４*２*f0，…（２*f0に起因）
３*f0，２*３*f0，３*３*f0，４*３*f0，…（３*f0に起因）
４*f0，２*４*f0，３*４*f0，４*４*f0，…（４*f0に起因）
となり、１段目の出力から出てくる隣接する不要な高調波であるf0、３*f0は２段目の出力では３*f0，５*f0となる。必要な周波数４*f0との差はf0しかなく、これを除去するのは難しい。
【００７４】
この隣接する不要な周波数は、位相ノイズが原因である。ωを角速度、ｔを時間とすると、位相Φは、
Φ＝ω*ｔ （式４）
と表される。２段目の逓倍回路を通過する前の位相ノイズをｄΦ１とすると、（式４）より、
ｄΦ１＝ω*ｄｔ
となる。位相ノイズの元である時間差ｄｔは、逓倍回路を通過する前後で変化がないので、２段目の逓倍回路を通過した後の位相ノイズをｄΦ２とすると、（式４）より、ｄΦ２＝２*ω*ｄｔ＝２*ｄΦ１となる。この式より、２段目の逓倍回路を通過した後の位相ノイズｄΦ２は、２段目の逓倍回路を通過する前の位相ノイズｄΦ１の２倍となることがわかる。
【００７５】
これは、２段目の逓倍回路を通過した後、隣接する不要な周波数の信号レベルが、２段目の逓倍回路を通過する前の信号レベルの２倍となることを意味する。つまり必要な周波数の信号レベルを０ｄＢとした場合、隣接する不要な周波数の信号レベルが、逓倍回路を１段通過するごとに６ｄＢ大きくなるということである。
【００７６】
このように、第１の実施形態では、必要な周波数の近傍に不要な周波数が発生してしまうことに加え、隣接する不要な周波数の信号レベルが、２逓倍回路を１段通過するごとに、６ｄＢずつ大きくなっていく。そのため隣接する不要な周波数の妨害を受けやすく、受信感度が劣化するなど通信品質の悪化につながるおそれがある。
【００７７】
第２の実施形態は、２逓倍回路２の段間にフィルタ回路を挿入して、高調波ノイズをより低減するものである。
【００７８】
図３は本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第２の実施形態のブロック図である。図３の受信機も、アンテナ１１以外の構成を一つの半導体チップにまとめることができる。図３では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００７９】
図３の受信機は、局部発振回路１４ｂの構成が異なる他は、図１と同様に構成されている。図３の局部発振回路１４ｂは、源周波数逓倍回路１に接続されたｎ段の２逓倍回路２と、初段の２逓倍回路２の出力端子に接続されたフィルタ回路３１と、各２逓倍回路２内の９０°移相回路２１の移相量を調整する複数の移相調整回路３２とを有する。
【００８０】
ミキサ２２の入力信号に直流誤差成分ΔＶが存在する場合には、出力信号にも入力信号が漏れ込んでしまう。例えば、実効値が100mVの信号に対して直流誤差が１mVあると、出力には20log(１mV／100mV)＝-40dBの漏れが生じる。
【００８１】
フィルタ回路３１は、初段の２逓倍回路２の出力信号に含まれる不要な高調波成分とミキサ２２の入力信号の漏れを除去する。移相調整回路３２はそれぞれ、対応する２逓倍回路２内のミキサ２２の出力の直流成分がゼロになるように９０°移相回路２１の移相量を調整する。
【００８２】
また、初段の移相調整器は、対応する９０°移相回路２１の制御信号に比例した信号をフィルタ回路３１に供給して、フィルタ回路３１の周波数特性を制御する。
【００８３】
図３では、各２逓倍回路２内のミキサ２２の出力に基づいて、９０°移相回路の移相量調整とフィルタ回路３１の周波数特性の制御を行う例を示しているが、ミキサ２２の出力以外の信号に基づいて、移相回路の移相量やフィルタ回路３１の周波数特性を制御してもよい。
【００８４】
また、図３では、初段の２逓倍回路２の出力端子のみにフィルタ回路３１を接続しているが、２段目以降の２逓倍回路２の出力端子にもフィルタ回路３１を接続してもよい。この場合、初段に近い側の２逓倍回路２の出力端子にフィルタ回路３１を接続した方が、より効率的に不要な高調波成分を除去できる。
【００８５】
第２の実施形態では、２逓倍回路２内の９０°移相回路２１の移相量が常に９０°であることを前提としているが、実際の回路では、素子のばらつきや温度条件等により、９０°移相回路２１の移相量は必ずしも９０°にはならない。
【００８６】
移相回路の移相量をｘとすると、（２）式によるミキサ２２の出力の直流成分は、Ｂ（π/2−ｘ）となる。
【００８７】
ｘ＝π/2のとき、ミキサ２２の出力の直流成分はゼロになるが、π/2でないときはゼロにはならず、４ｎ次の不要高調波成分が現れるとともに、本来必要な２次の高調波レベルが（２）式のsin(π−ｘ)項により低下する。
【００８８】
すなわち、ｘ＝π/2であればsin(π−ｘ)＝１となるため、（２）式のsin(π−ｘ)項が最大になるが、π/2からずれれば、この項は低下する。したがって、ミキサ２２の出力に直流成分が存在するということは、本来必要な２次の高調波レベルが低下し、かつ４ｎ次の不要高調波成分が現れている状態を示している。
【００８９】
このため、（２）式において、sin(π−ｘ)＝１になるように９０°移相回路２１の移相量を調整すれば、ミキサ２２の出力の直流成分をゼロにすることができる。
【００９０】
移相量を調節できる９０°移相回路２１としては、例えば図４に示す半導体素子を用いたＣＲ移相回路が考えられる。図４のＣＲ移相回路は、基準発振器４１と、電流源４２を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ１と、電流源４３を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、増幅器４４とを有する。基準発振器４１は、前段の２逓倍回路２の出力に相当する。
【００９１】
可変抵抗器Ｒ１，Ｒ２は、半導体のＰＮ接合を利用した抵抗であり、その抵抗値Ｒは、ＰＮ接合部分に流れる電流をＩとすると、（４）式の関係が成り立つ。
【００９２】
Ｒ＝ＶT／Ｉ …（４）
（４）式において、電流Ｉを変化させることによりＲを変化させることができ、その結果、移相量を変化させることができる。
【００９３】
（４）式のＶTは、ＶT＝ｋＴ／ｑで表され、常温では約２６ｍＶとなる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。電流量Ｉは電流源により設定でき、電流源の電流量Ｉをミキサ２２の出力の直流成分によって制御すれば、ミキサ２２の出力の直流成分が常にゼロになるように移相量を調節することができる。
【００９４】
すなわち、図４のＣＲ移相回路では、電流源の電流量Ｉを調整することにより可変抵抗の抵抗値を制御でき、この抵抗値を制御することにより、ミキサ２２の出力の直流成分を増減させることができる。
【００９５】
移相量の誤差を小さくするには、移相調整回路３２の直流利得を十分に大きくしておき、直流成分の増減に合わせて、電流源の電流量Ｉを増減させればよい。すなわち、直流誤差をΔＶ、制御回路の直流利得をＡとすると、ΔＶはＩ／Ａと比例関係にあるため、Ａが大きいほど誤差が小さくなる。
【００９６】
以上の制御により、ミキサ２２の出力の直流成分が常に０になるように９０°移相回路２１を制御することができ、９０°移相回路２１の移相量を常に９０°に保つことができる。９０°移相回路２１での移相ずれが正しく９０°に保たれている場合、２逓倍回路２の各段の出力周波数は、
１段目…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz ……
２段目…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz ……（81,425MHzに起因）
488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz ……（244,275MHzに起因）
814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz ……（407.125MHzに起因）
３段目…325.7MHz、977.1MHz、1628.5MHz ……（162.85MHzに起因）
977.1MHz、2931.3MHz、4885.5NHz ……（488.55MHzに起因）
1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz ……（814.25MHzに起因）
となる。
【００９７】
３段目の２逓倍回路２から出力される不要高周波成分は、977.1MHz以上となって十分離れた周波数になるため、特段にフィルタ回路３１を用いなくても所望の325.7MHzのみを容易に得ることができるようにもみえる。
【００９８】
ところが、前述のように、移相量が９０°に保たれていない場合は４ｎ次の高調波成分が現れる。実際上、２逓倍回路２のミキサ２２には種々の周波数成分が作用し、その場合の２逓倍回路２各段の出力周波数は、
１段目…81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7NHz、407,125MHz、 ……
２段目…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz ……
（81.425MHzに起因）
325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz ……
（244.275MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407.125MHzに起因）
81.425MHz、162.85MHz、244,275MHz、325.7MHz ……
（１段目の高調波間の相互作用）
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz ……
（244,275MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407,125MHzに起因）
977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5NHz ……
（488.55MHzに起因）
81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7MHz ……
（２段目の高調波間の相互作用）
となる。
【００９９】
このように、81.425MHzの倍数の周波数成分が最終段である３段目の出力にも残存することになる。すなわち、最終的に必要な325.7MHzの周波数に隣接する周波数は244.275MHzと407.125MHzであり、その差は81.425MHzしかないため、これを除去するのは難しい。
【０１００】
この原因は、１段目の出力に81.425MHzの倍数の周波数成分を残存させたためであり、例えば１段目の出力に81.425MHzのみを透過するフィルタ回路３１を挿入し、他の周波数成分を除去すると、
１段目…81,425MHz
２段目…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz ……
（81.425MHzに起因）
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407,125MHzに起因）
977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5MHz ……
（488.55MHzに起因）
162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz ……
（２段目の高調波間の相互作用）
となる。
【０１０１】
このように、初段の２逓倍回路２の出力端子にフィルタ回路３１を接続すると、325MHzに隣接する周波数は162.85MHz、488.55MHzとなり、その差は162.85MHzであるため、除去が比較的容易になる。
【０１０２】
また、２段目の２逓倍回路２の出力にも、162.85MHzのみを透過するフィルタ回路３１を挿入すると、
１段目…81,425MHz
２段目…162.85MHz
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
となり、３段目から出力される不要高調波成分が大幅に除去されるとともに、325MHzに隣接する周波数が651.4MHzとなり、十分に除去が可能となる。
【０１０３】
上述したフィルタ回路３１には、高調波を除去するためにローパスあるいはバンドパスの構成で、しかも源発振周波数の変動に追従できるよう、周波数特性を任意に制御できることが必要とされる。
【０１０４】
源発振周波数の変動とは、例えば用いるシステムの違いにより異なる周波数で用いたい場合や、素子のバラツキ、温度特性等による源発振周波数が微妙に変動する場合をいう。
【０１０５】
このようなフィルタ回路３１を実現するために、例えば図５に示すフィルタ回路３１が考えられる。図５のフィルタ回路３１は、電流源４５を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ３と、電流源４６を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ４と、増幅器４７，４８と、コンデンサＣ３，Ｃ４とを有する２次ローパスフィルタ回路である。
【０１０６】
図５において、初段の２逓倍回路２のミキサ２２の出力の直流成分は、電流源に供給される。電流源の電流量がミキサ２２の出力の直流成分の増減によって変動するようにすれば、抵抗３０の値を変動させることができる。これは図４に示したＣＲ移相回路の抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じ考え方である。
【０１０７】
第２の実施形態では、図４に示すＣＲ移相回路による移相量が実際に９０°になるようにミキサ２２の出力の直流成分を制御しているが、これはすなわち、源発振周波数をどのように変化させても、ＣＲ移相回路の抵抗値が、移相量が９０°になるような値に落ち着くことを意味している。
【０１０８】
ここで、図４のＣＲ移相回路に用いた抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じ構成の抵抗Ｒ３，Ｒ４でフィルタ回路３１を構成し、ＣＲ移相回路の制御信号により制御すれば、その抵抗値は必ず源発振周波数を９０°移相させることができる抵抗値に落ち着くため、この値を逆算してフィルタ回路３１の周波数特性を決めるようにコンデンサの容量を設定すれば、源発振周波数の変動に追従するフィルタ回路３１を構成することができる。
【０１０９】
このように、第２の実施形態では、移相調整回路３２を設けてミキサ２２の出力を監視し、直流成分が常にゼロになるように９０°移相回路の移相量を制御して移相量のずれを補正できるようにしたため、素子のバラツキや温度変化によって移相量が９０°からずれても、すぐにその移相量の調整を行うことができ、ミキサ２２の出力の直流成分を常にゼロにすることができる。
【０１１０】
また、２逓倍回路２の段間にフィルタ回路３１を挿入するため、不要高調波の発生を確実に抑制でき、本実施形態の受信機を内蔵するＩＣの外部に高調波ノイズが放射されなくなる。したがって、従来のように逓倍回路にシールドを施す必要がなくなり、また、空間的に逓倍回路とミキサ２２の距離を稼ぐ必要もなくなるため、回路設計が容易になるとともに、小型化が図れる。
【０１１１】
（第３の実施形態）
第３の実施形態の周波数逓倍回路は、９０°移相回路２１とフィルタ回路３１の構成を第２の実施形態とは異なるものにしたものである。
【０１１２】
図６は第３の実施形態の９０°移相回路２１ａの詳細構成を示す回路図である。図６の９０°移相回路２１ａは、半導体素子（トランジスタ）を用いたＣＲ移相回路であり、４５°位相がシフトする４５°移相部（第１および第２の移相部）６０を２段縦続接続した構成になっている。
【０１１３】
図６の４５°移相部６０は、基準発振器４１の出力がベース端子に供給されるトランジスタＱ１，Ｑ２と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子間に接続されるコンデンサＣ５と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子にそれぞれ接続される電流源６１，６２とを有する。電流源６１，６２から供給される電流は、図３の移相調整回路３２により制御される。
【０１１４】
トランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間のＰＮ接合をエミッタ側からみた抵抗Ｒは、ＰＮ接合部分に流れる電流をＩとすると、Ｒ＝ＶＴ／Ｉであり、Ｉを変化させることにより抵抗Ｒを変化させることができる。すなわち、トランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流を制御することにより、周波数特性を変化させることができる。なお、ＶＴ＝ｋＴ／ｑで表され、常温では約２６ｍＶとなる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。
【０１１５】
トランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流Ｉは電流源６１，６２から供給される電流により決まり、電流源６１，６２の電流量を図３のミキサ２２の出力直流成分によって制御すれば、ミキサ２２の出力直流成分が常に０になるように移相量を調節することができる。
【０１１６】
図６の回路では、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ抵抗は電流源６１，６２の電流量によって調整されており、電流源６１，６２の電流量はミキサ２２の出力直流成分の増減に合わせて変化するようになっている。具体的には、ミキサ２２の出力直流成分が減少するように、電流源６１，６２の電流量を変化させる。これにより、ミキサ２２の出力直流成分が常に０になるように９０°移相回路２１ａを制御することができ、移相量を９０°に維持することが可能になる。
【０１１７】
ところが、実際の回路では、素子のバラツキや温度条件によって必ずしも移相量が９０°に維持されるとは限らず、２逓倍回路２のミキサに対して種々の周波数成分が作用する。このため、図３のフィルタ回路３１は、高調波を除去するためにローパスあるいはバンドパスの構成にし、しかも源発振周波数の変動に追従できるように周波数特性を任意に制御できるようにすることが必要とされる。
【０１１８】
源発振周波数の変動とは、例えば用いるシステムの違いにより異なる周波数で用いたい場合や、素子のバラツキ、温度特性等による源発振周波数が微妙に変動する場合をいう。
【０１１９】
このような要求を満たすフィルタ回路３１として、図７のような回路が考えられる。図７のフィルタ回路３１は、ベース−エミッタ間抵抗を可変可能なトランジスタ（第１および第２の可変インピーダンス素子）Ｑ３，Ｑ４と、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間に接続されたコンデンサ（第１のキャパシタ素子）Ｃ６，Ｃ７と、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電流に応じて出力端子ＯＵＴ１の電圧を制御するトランジスタ（第１のトランジスタ）Ｑ５と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電流に応じて出力端子ＯＵＴ２の電圧を制御するトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｑ６と、トランジスタＱ５のエミッタと接地端子間に接続された電流源６３と、トランジスタＱ６のエミッタと接地端子間に接続された電流源６４と、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタに接続されたコンデンサ（第２のキャパシタ素子）Ｃ８，Ｃ９とを有する。
【０１２０】
出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間とトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ間にはそれぞれ２個ずつコンデンサ（Ｃ６，Ｃ７）、（Ｃ８，Ｃ９）が直列接続されているが、これは、後述する図７の小信号等価回路図との辻棲を合わせるための容量であり、コンデンサは１つでも構わない。
【０１２１】
電流源６３，６４を流れる電流は、図３の２逓倍回路２内のミキサ２２の出力直流成分により制御される。電流源６３，６４を流れる電流が変化すると、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ抵抗を変動させることができる。これは前述のＣＲ移相回路の抵抗と同じ考え方である。
【０１２２】
先に、ＣＲ移相回路による移相量が９０°になるようにミキサ２２の出力直流成分を制御する旨を述べたが、これはすなわち、種々条件でどのように源発振周波数が変動しても、必ずＣＲ移相回路の抵抗値はその周波数を９０°移相させることができる抵抗値に落ち着くことを意味している。
【０１２３】
ここで、ＣＲ移相回路内のトランジスタのエミッタ抵抗と同じ構成のエミッタ抵抗でフィルタ回路３１を構成し、ＣＲ移相回路の制御信号により制御すれば、その抵抗値は必ず源発振周波数を９０°移相させることができるエミッタ抵抗に落ち着くため、この値を逆算してフィルタ回路３１の周波数特性を決めるような容量の値を設定すれば、源発振周波数の変動に追従するフィルタ回路３１を構成することができる。
【０１２４】
図８は図７のフィルタ回路３１の小信号等価回路図である。すなわち、図７のフィルタ回路３１において、コンデンサＣ６＝Ｃ７、Ｃ５＝Ｃ９、電源源６３＝６４として、左右対称な回路としたものである。
【０１２５】
図８では、トランジスタＱ３，Ｑ４とトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ抵抗を可変抵抗（第１および第２の可変インピーダンス素子）ｒｅで表し、トランジスタＱ５，Ｑ６をバッファ８１で表している。また、トランジスタＱ５，Ｑ６のべ−ス−コレクタはたすき掛けになっているため、定電流源（電流供給回路）８２にはバッファ３１の出力電流Ｉｏと同じ電流が流れる。さらに、図７のコンデンサＣ６，Ｃ７はコンデンサ（第１のキャパシタ素子）Ｃ11で表し、コンデンサＣ８，Ｃ９はコンデンサＣ12で表している。
【０１２６】
図８の小信号等価回路の伝達関数Ｔ（ｓ）は、（５）式のように記述される。
【０１２７】
T(s)＝(1＋s×C12×re)／(1−(ω×re)^2×C11×C12
＋s×(C11×re＋C12×re−C12×re)) （５）
ここで、ｒｅ＝ＶＴ／Ｉである。
【０１２８】
図９は、（５）式をグラフに表したもので、横軸は周波数（中心周波数で規格化）、縦軸は振幅（対数表示）である。図８の小信号等価回路のＱは、容量Ｃ11、容量Ｃ12の比率C11/C12で決まり、C11/C12の値が小さいとＱは高くなる。
【０１２９】
図９は、C11/C12＝0.44，C11/C12＝0.25の特性である。Ｑを適当な値に設定することにより、隣接する不要な周波数の減衰量を調整することができる。
【０１３０】
図１０は図７のトランジスタＱ３，Ｑ４をダーリントン接続したフィルタ回路３１である。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタから入力側を見た抵抗は、２×ｒｅであり、リニアに動作する範囲は、差動で±２ＶＴ（約±５２ｍＶ）となる。
【０１３１】
図１１は実際のＬＳＩ等に用いられるフィルタ回路３１である。図１１のフィルタ回路３１で発生される直流電圧誤差は通常１ｍＶ程度あり、必要な信号レベルはこの直流誤差電圧に対して十分大きくなければならない。図１１のフィルタ回路３１は、図７の入力端子とトランジスタＱ３，Ｑ４との間にリミッタアンプ（第１のリミッタアンプ）７１を接続した点に特徴がある。
【０１３２】
図１１のフィルタ回路３１では、リニアに動作する範囲は±２ＶＴ（約±５２ｍＶ）であり、直流誤差電圧１ｍＶに対して十分大きくない。従って、直流誤差電圧に対して十分大きな動作範囲を得るには、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる必要がある。直流誤差電圧を１％以下にしたいので、入力信号レベルは通常１００ｍＶにはしたい。しかし、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる場合、入力信号レベルによってフィルタ回路３１の周波数特性が変化してしまうため、図１１のリミッタアンプ７１が必要となる。
【０１３３】
図１１のフィルタ回路３１の周波数特性は９０°移相回路２１ａの移相量に追従して制御される必要があるが、９０°移相回路２１ａに挿入したリミッタアンプ２６による固定の移相量がある場合、その固定の移相量に相当する分、フィルタ回路３１の周波数特性がずれてしまう。これは源発振周波数が変動した場合、フィルタ回路３１の周波数特性が９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従できなくなることを意味し、その結果必要な信号を減衰させてしまうことになる。
【０１３４】
そこで、図１１のフィルタ回路３１は、リミッタアンプ２６により生じる固定の移相量をキャンセルするため、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ５のコレクタとの間に固定抵抗（第１のインピーダンス素子）Ｒ５を、トランジスタＱ４のエミッタとトランジスタＱ６のコレクタとの間に固定抵抗（第２のインピーダンス素子）Ｒ６を、トランジスタＱ５のエミッタと電流源６３との間に固定抵抗（第３のインピーダンス素子）Ｒ７を、トランジスタＱ６のエミッタと抵抗Ｒ８との間に固定抵抗（第４のインピーダンス素子）Ｒ８を、それぞれ挿入している。これにより、リミッタアンプ２６により生じる固定の移相量がキャンセルされ、９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従するフィルタ回路３１を実現することができる。
【０１３５】
これら固定抵抗Ｒ７，Ｒ８の抵抗値は以下のようにして求められる。ある周波数で９０°移相回路２１ａ（４５°移相回路が２個）の固定分の移相量がα、可変分の移相量がβ（ただし、α＋β＝４５°）であったとすると、固定抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値Ｒは、（６）式で求められる。
【０１３６】
Ｒ：ｒｅ＝α：β （６）
ここで、ｒｅとβは可変であり、それぞれ定電流Ｉに反比例して制御される。（６）式を変形すると、（７）式が得られる。
【０１３７】
Ｒ＝（α／β）×ｒｅ （７）
固定抵抗Ｒ５，Ｒ６は、（７）式において、ｒｅを２ｒｅに代えた式になる。
【０１３８】
フィルタ回路３１内に図１１のようなリミッタアンプ７１を設けた場合は、リニアに動作する範囲は±ＶＴ（約±５２ｍＶ）であり、直流誤差電圧１ｍＶに対して十分大きくない。従って、直流誤差電圧に対して十分大きな動作範囲を得るには、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる必要がある。直流誤差電圧を１％以下にしたいので、入力信号レベルは通常１００ｍＶにはしたい。しかし、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる場合、入力信号レベルによってフィルタ回路３１の移相量が変化してしまうため、図１１のリミッタアンプ７１が必要となる。
【０１３９】
図１２はリミッタアンプ７１を有する９０°移相回路２１ａの回路図である。これにより、直流電圧誤差に対し十分大きな入力信号レベルを得ることができる。
【０１４０】
このように、本実施形態では、９０°移相回路２１ａのリミッタアンプ７１によって生じる固定の移相量をフィルタ回路３１に挿入した抵抗Ｒ６〜Ｒ８によりキャンセルするため、９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従して周波数特性を制御可能なフィルタ回路３１の実現できる。これにより、隣接する不要な高周波が発生した場合でも、フィルタ回路３１によって不要な周波数を減衰させることができる。
【０１４１】
図３では、フィルタ回路３１と移相調整回路３２の双方を有する局部発振回路１４ｂについて説明したが、図１３に示すようにフィルタ回路３１は有するが移相調整回路３２は持たない局部発振回路１４ｂや、図１４に示すように移相調整回路３２は有するがフィルタ回路３１を持たない局部発振回路１４ｂも考えられる。
【０１４２】
図１３の構成の場合、９０°移相回路２１ａの移相量の調整はできないが、フィルタ回路３１により不要な高調波成分は除去できる。また、図１４の構成の場合、フィルタ回路３１による高調波成分の除去はできないが、９０°移相回路２１ａの移相量の調整は行うことができる。図１３および図１４のいずれの場合も、図３よりも回路構成を簡略化できる。
【０１４３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、Ｎ個の逓倍回路を縦続接続して、初段の逓倍回路に水晶発振子からの源発振信号を供給するため、源発振周波数が低くても、最終段の逓倍回路からは十分に高い周波数の信号を出力できる。したがって、源発振手段の設計が容易になり、源発振信号の特性も安定化する。
【０１４４】
また、逓倍回路は、９０°移相回路とミキサで構成されるため、不要な周波数成分を効率的に抑制でき、妨害に強い周波数逓倍回路を実現できる。また、逓倍回路の接続段数を調整することで、十分に高い周波数の信号を得ることができる。
【０１４５】
さらに、逓倍回路にフィルタ回路を設けることにより、不要な高周波成分を確実に除去することができる。また、フィルタ回路内に可変インピーダンス素子を設けることにより、移相回路の移相量に追従してフィルタ回路の周波数特性を制御することができる。
【０１４６】
また、フィルタ回路と移相回路の双方にリミッタアンプを設けることにより、フィルタ回路の周波数特性と移相回路のカットオフ周波数が入力信号レベルに依存しないようにすることができる。
【０１４７】
また、フィルタ回路の可変抵抗と直列にインピーダンス素子を挿入することにより、移相回路のリミッタアンプにより生じる固定の移相量をキャンセルでき、源発振周波数の変化に忠実に追従するようにフィルタ回路の周波数特性を制御することができる。
【０１４８】
さらに、本発明の周波数逓倍回路を用いてスーパーヘテロダイン方式の受信機を構成すれば、水晶発振子とアンテナを除く部分をワンチップにまとめることが容易になり、小型化とコストダウンが図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第１の実施形態のブロック図。
【図２】双フィルタ回路の一般的な特性を示す図。
【図３】本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第２の実施形態のブロック図。
【図４】半導体素子を用いた９０°移相回路の一例を示す回路図。
【図５】フィルタ回路の一例を示す回路図。
【図６】第３の実施形態の９０°移相回路の詳細構成を示す回路図。
【図７】フィルタ回路の具体的構成を示す回路図。
【図８】図７のフィルタ回路の小信号等価回路図。
【図９】（５）式にグラフに表した図。
【図１０】図７のトランジスタＱ３，Ｑ４をダーリントン接続したフィルタ回路の回路図。
【図１１】実際のＬＳＩ等に用いられるフィルタ回路の回路図。
【図１２】リミッタアンプを有する９０°移相回路の回路図。
【図１３】フィルタ回路は有するが移相調整回路は持たない局部発振回路の一例を示す回路図。
【図１４】移相調整回路は有するがフィルタ回路を持たない局部発振回路の一例を示す回路図。
【図１５】従来の微弱電波送受信システムの概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１ 源発振回路
２ ２逓倍回路
１１ アンテナ
１２ ＳＡＷフィルタ回路３１
１３ ＲＦアンプ
１４，１４ａ，１４ｂ 局部発振回路
１５ ミキサ
１６ ＩＦフィルタ回路３１
１７ ＩＦアンプ
１８ 検波回路
２１ 源発振回路
２２ ５逓倍回路
３１ フィルタ回路３１
３２ 移相調整回路
５１ 送信機
５２ 受信機
５３ 送信回路
５４ アンテナ
【発明の属する技術分野】
本発明は、スーパーヘテロダイン方式の受信機等に用いられる局部発振信号を生成する周波数逓倍回路および半導体集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近、微弱電波を送受信して非接触で種々の処理を行うシステムが多数提案されている。例えば、キーレスエントリーシステムは、車両のキーに埋め込まれた送信回路から放射された微弱電波を、車両側の受信回路で受信してドアの開閉等を行うものである。
【０００３】
図８はこの種の従来の微弱電波送受信システムの概略構成を示すブロック図である。図８のシステムは、大きく分けて送信機５１と受信機５２で構成され、送信機５１は送信回路５３とアンテナ５４を有する。送信機５１は、315MHzをキャリア周波数として、ＡＭ変調（振幅変調）またはＦＭ変調（周波数変調）した信号を、アンテナ５４を介して放射する。
【０００４】
受信機５２は、アンテナ１１と、ＳＡＷフィルタ１２と、ＲＦアンプ１３と、局部発振信号を生成する局部発振回路１４と、中間周波信号（ＩＦ信号）を生成するミキサ１５と、ＩＦフィルタ１６と、ＩＦアンプ１７と、検波回路１８とを有する。局部発振回路１４は、基準信号を生成する源発振回路２１と、基準信号の５倍の周波数をもつ５逓倍信号を出力する５逓倍回路２０とを有する。
【０００５】
源発振回路２１は65.14MHzの周波数をもつ源発振信号を生成し、局部発振回路１４は源発振信号の周波数を５倍に高めた局部発振信号ｆLO＝325.7MHzを生成する。ミキサ１５は、この局部発振信号ｆLOを用いて、ｆLO−ｆo＝10.7MHzの中間周波信号を出力する。
【０００６】
このように、アンテナ１１で受信した高周波信号を、ミキサ１５にて中間周波信号に変換することにより、高周波信号のままで信号処理を行う場合に比べて、信号処理が容易になる。
【０００７】
ミキサ１５の後段には、バンドパスフィルタであるＩＦフィルタ１６が接続されている。このフィルタ１６の通過帯域は、中間周波数である10.7MHzを中心とする約数百kHzである。ＩＦフィルタ１６にて不要な周波数成分が除去された後、ＩＦアンプ１７にて10.7MHzの中間周波信号が約70dB増幅される。
【０００８】
図８のシステムを上述したキーレスエントリーシステムに適用する場合、送信機５１は人間が携帯するキーに埋め込まれ、受信機５２は車両に搭載される。送信機５１からは通常、322MHz以下の微弱な電波が発せられる。許容電界強度は、電波法施行規則第６条で規定されており、500μＶ／ｍ以下である。322MHz以上の周波数電波も使用可能であるが、322MHzから10GHzまでの許容電界強度は35μＶ／ｍ以下と非常に少なく、また、周波数が高くなるほど電波の直進性が増して実用的でなくなるため、国内で使用されることはほとんどない。したがって、微弱電波としては、315MHz程度の周波数を用いるのが一般的である。
【０００９】
一方、送信機５１は、電池を長持ちさせるために消費電力がなるべく少ない方がよく、そのためには、回路構成をなるべく簡略化する必要がある。315MHz程度の電波を発振できる簡易な素子として、例えばＳＡＷ発振子が知られている。この素子は、回路構成を簡略化できるだけでなく、315MHz程度の周波数で直接発振できるという特徴を有する。
【００１０】
他の発振素子として水晶発振子があるが、315MHz程度の周波数で直接発振させるのは技術的に困難であり、水晶発振子を低周波数で発振させた後、逓倍させる必要がある。このため、回路をなるべく簡略化したい場合には、ＳＡＷ発振子を用いることが多い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＳＡＷ発振子には、周波数偏差が大きいという問題がある。通常、ＳＡＷ発振子の周波数偏差は100ppm以上であり、送信機にＳＡＷ発振子を用いれば送信機自体の周波数偏差が悪くなる。このため、製品の性能や歩留まり等の向上を図る場合には、水晶発振子を用いることもある。
【００１２】
ここで、ＳＡＷ発振子を送信機に用いる場合、その欠点を補うために、受信機側の周波数精度を向上させる必要がある。周波数精度を向上させるには、周波数偏差の少ない水晶発振子を受信機の局部発振回路に用いるのが一般的である。水晶発振子の周波数偏差は悪くても100ppmを越えることがほとんどないため、受信機側の局部発振回路に水晶発振子を用いることにより、受信機の周波数精度を向上させることができる。
【００１３】
ただし、上述のように、300MHz帯の高周波を直接発振させるのは非常に困難であるため、水晶発振子自体の発振周波数を低くし、逓倍回路により周波数を逓倍して300MHz帯の周波数を得る方法が一般的である。
【００１４】
従来の発振回路として、例えば315+10.7MHzの局部発振周波数325.7MHzを生成する際、65.14MHzで水晶発振子を発振させて、その波形を歪ませて高調波を発生させ、５次の高調波をフィルタ等で抽出して325.7MHzを得る５逓倍回路２０を用いる手法が提案されている。
【００１５】
この５逓倍回路２０では、逓倍数を増やすために歪みを大きくして高次の高調波を生成する必要がある。高調波成分は、高次になるほどレベルが下がるが、本来必要な５次の高調波以外にも、多数の不要な成分を含んでいる。
【００１６】
いま、歪み波として偶関数の矩形波を仮定し、区間(−ｘ)から(＋ｘ)までを１、その他の区間を(−１)とすると、
Ａ(ｘ−π/2)＋Ａsinｘcosωt＋A/2・sin2xcos2ωt
＋A/3・sin3xcos3ωt＋…+A/n・sinｎxcosωt …（１）
と表される。ここで、Ａは定数、ωは角周波数で２πｆLO、ｔは時間、ｎは自然数であり、第１項は直流成分である。
【００１７】
（１）式において、例えばｎ＝５とすると、５次高調波成分は基本波の1/5まで減衰する。仮に、ｘ＝π/2とすると、（１）式の奇数次だけが残り、このときのみ、直流成分がゼロになる。
【００１８】
５次高調波成分のみを利用するには、１次から４次までの成分と６次以降の成分を除去しなければならない。このため、５逓倍回路２０を用いて、５次高調波成分のみをフィルタで抽出する。ところが、不要な高調波成分が高いレベルで残存しており、空間を伝搬するばかりか、周波数が近接しているため、ＳＡＷフィルタを用いるなどの工夫が必要となる。
【００１９】
不要な高調波成分が空間や伝送線路を介して受信機のミキサ１５に飛び込んでしまうと、高調波自身が妨害波として作用するのに加え、その周波数ｆLO'と外部から飛び込んでくる不要電波ｆo'との差が中間周波数10.7MHzと等しくなる周波数ｆo'は、すべて有害な電波として作用する。
【００２０】
受信機が妨害波の影響を受けると、キーレスエントリが正常に作動しないことがあるため、不要な高調波の影響をなるべく少なくする必要がある。
【００２１】
従来の技術では、これら高調波の影響をなるべく少なくするため、例えば、逓倍回路にシールドを施したり、空間的に逓倍回路とミキサとの距離を広げる等の対策が必要であった。
【００２２】
また、高調波を減らすためには、逓倍数をなるべく増やさないようにする必要があるため、逓倍数に限界があり、その結果、発振周波数をあまり低くできないという問題がある。源発振周波数が高いと、回路設計が困難になり、回路が複雑になるとともに、水晶発振子のコストも高くなる。
【００２３】
源発振周波数を低くするには、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路を用いることが考えられる。しかしながら、ＰＬＬ回路を用いると、位相比較周波数を得るための発振回路と電圧制御発振回路(VCO：Voltage Control Oscillator)が必要になり、回路規模が増大するとともに、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路の分だけコストも高くなってしまう。
【００２４】
このため、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路をワンチップにしてＩＣ化し、回路規模とコストの増大をなるべく抑えようとする考え方もあるが、電圧制御発振回路を内蔵すると、Ｃ／Ｎ比が劣化するため、感度等の性能が劣化する。これを防ぐには、やはり電圧制御発振回路を外付けしなければならず、性能を重視しようとする場合には回路規模の縮小は見込めない。
【００２５】
また、ＰＬＬ回路と電圧制御発振回路を組み合わせて用いるには、位相比較スプリアスと呼ばれる高調波が発生するため、その除去対策が必要になる。
【００２６】
このように、従来の発振回路では、受信機の周波数精度を上げるために水晶発振子を用いて低い周波数で発振させ、逓倍回路で水晶発振子の発振周波数を５倍に逓倍し、発生する不要高調波成分をなるべく少なくするためにシールド等を施して回路を構成していた。このため、回路を小型化するのに限界があり、かつ、妨害波の対策も必要になるという問題があった。
【００２７】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な回路構成で不要な周波数成分を確実に除去できる周波数逓倍回路および半導体集積回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、前記第１の電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御される第１のインピーダンス素子と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
【００２９】
本発明では、２個の逓倍回路を縦続接続して、初段の逓倍回路に水晶発振子からの源発振信号を供給するため、源発振周波数が低くても、最終段の逓倍回路から十分に高い周波数の信号を出力できる。また、源発振周波数を低くできるため、水晶発振子を使用する源発振手段の設計が容易になり、源発振信号の特性を安定化させることができる。また、逓倍回路は、９０°移相回路とミキサで構成されるため、不要な周波数成分を抑制でき、妨害に強い周波数逓倍回路を実現できる。
【００３０】
また、本発明では、縦続接続された逓倍回路の段間にフィルタ回路を介挿するため、次段の逓倍回路に供給される信号に含まれる不要な周波数成分を確実に除去でき、所望の周波数成分のみを抽出できる。
【００３１】
また、本発明では、９０°移相回路の移相量を調整可能な移相調整回路を備えるため、温度や電圧変動等により９０°移相回路の移相量が変化しても、その調整を迅速かつ正確に行うことができる。
【００３２】
また、本発明では、９０°移相回路内に、電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスを可変制御できるインピーダンス素子を設けるため、電流量を制御することにより移相量を可変制御できる。
【００３３】
また、本発明では、ミキサの出力直流電圧がゼロになるようにして、移相量を９０°にすると同時にフィルタ回路の帯域特性を調整することができる。
【００３４】
また、本発明では、フィルタ回路内に、電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御されるインピーダンス素子を設けるため、電流量を制御することによりフィルタ回路の特性を可変制御できる。
【００３５】
また、本発明のフィルタ回路は、第１および第２の可変インピーダンス素子と、第１のキャパシタ素子と、第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を出力端子に流す電流供給回路とを有するため、周波数選択性をよくすることができる。
【００３６】
また、本発明では、初段および二段目の逓倍回路の間にフィルタ回路を介挿するため、他の段間に介挿するよりも、不要な周波数成分を効率的に除去できる。
【００３７】
また、本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、入力端子および出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスを可変可能な第１の可変インピーダンス素子と、前記出力端子に接続された第１のキャパシタ素子と、前記第１の電流源を流れる電流に応じて前記出力端子の電圧を制御する第２の可変インピーダンス素子と、前記第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を前記出力端子に流す電流供給回路と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
また、本発明の一態様によれば、水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、前記フィルタ回路は、前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、第１の入力端子および第１の出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第１の可変インピーダンス素子と、第２の入力端子および第２の出力端子の間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第２の可変インピーダンス素子と、前記第１および第２の出力端子間に接続された第１のキャパシタ素子と、前記第１の出力端子の電圧を制御する第１のトランジスタと、前記第２の出力端子の電圧を制御する第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジスタの各出力側端子間に接続された第２のキャパシタ素子と、を有し、前記第１のトランジスタは、前記第２のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第１の出力端子に流し、前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第２の出力端子に流すことを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る周波数逓倍回路および半導体集積回路について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００３９】
（第１の実施形態）
図１は本発明に係る周波数逓倍回路を使用する受信機の第１の実施形態のブロック図である。図１の受信機は、源発振回路１とアンテナ１１を除いてワンチップにまとめられている。図１では、図１５と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００４０】
図１の周波数逓倍回路は、局部発振信号を生成する局部発振回路１４ａの構成が図１５の周波数逓倍回路と異なる他は、図１５と同様に構成されている。
【００４１】
図１の局部発振回路１４ａは、源発振信号を生成する源発振回路１と、縦続接続された複数の周波数逓倍回路２とを有する。周波数逓倍回路２は、実際には、入力信号の周波数を２倍に高めた信号を出力する２逓倍回路２であり、この回路の内部には９０°移相回路２１とミキサ２２とが設けられている。
【００４２】
初段の２逓倍回路２の入力端子には、源発振回路１で生成された源発振信号が入力され、最終段の２逓倍回路２の出力端子から局部発振信号が出力される。この局部発振信号の周波数（局部発振周波数）ｆLOは、例えば325.7MHzである。
【００４３】
源発振回路１としては、例えば水晶発振子を用いた発振回路が考えられる。水晶発振子を用いることにより、局部発振信号の周波数精度を向上できる。
【００４４】
本実施形態では、２逓倍回路２を３段接続して、初段の２逓倍回路２に源発振周波数が40.7125MHzの源発振信号を入力している。国内の微弱電波受信システムでは、315MHzの受信電波に対して局部発振周波数を325.7MHzに設定する場合が多い。
【００４５】
この場合、ｎ＝２（４逓倍）のとき、源発振周波数は81.425MHzになり、ｎ＝３（８逓倍）のとき、源発振周波数は40.7125MHzになり、ｎ＝４（16逓倍のとき）、源発振周波数は20.35625MHzになる。
【００４６】
水晶発振子による源発振周波数は、周波数が低い方が特性が安定し、製造も容易である。具体的には、60MHz程度以下の周波数にするのが望ましい。
【００４７】
逆に、源発振周波数を低くしすぎると、源発振周波数が中間周波周波数（ＩＦ周波数）に近づくため、ｎ＝７以上にして源発振周波数を10.7MHzよりも十分に低くするか、あるいはｎ＝４未満にして10.7MHzよりも高くするのが望ましい。
【００４８】
しかしながら、ｎを高くして源発振周波数を低くすると、後述するように、２逓倍回路２による不要周波数成分が源発振周波数の間隔で発生するため、この周波数成分をフィルタ回路で除去するのが困難になる。
【００４９】
不要周波数成分を除去するフィルタ回路として、最も除去性能の高いものの一つであるＳＡＷフィルタ回路を用いる場合でも、除去レベルの特性は以下のものが必要になる。
【００５０】
ここで、ＳＡＷフィルタ回路の一般的な特性は、図２に示す通りなので、全体として85dBの減衰を得たい場合の不要周波数成分の所要減衰レベルは以下のようになる。
【００５１】
フィルタ回路中心周波数±20MHz …65dB
フィルタ回路中心周波数±25MHz …40dB
フィルタ回路中心周波数±35MHz …30dB
フィルタ回路中心周波数±40MHz以上 …20dB
不要周波数成分は、局部発振周波数ｆLO±（源発振周波数×整数倍）の周波数で存在するため、源発振周波数が低いほど除去も難しくなる。したがって、フィルタ回路による高調波除去を考えると、源発振周波数は高いほど望ましい。
【００５２】
このため、315MHz帯を用いる国内微弱電波受信システムでは、源発振周波数が40MHz以上となる８逓倍回路（ｎ＝３）が最も望ましいことがわかる。そこで、本実施形態では、図１に示すように、２逓倍回路２を３段縦続接続して、初段の２逓倍回路２に40.7125MHzの源発振信号を入力している。
【００５３】
２逓倍回路２内の９０°移相回路２１は、入力信号の正弦波形を直交させて、すなわち入力信号の位相を９０°シフトさせた信号を対応するミキサ２２に入力する。
【００５４】
今、ミキサの入力波形として最も歪んだ状態である矩形波を考えると、波形の一例として、位相が−πか０までの区間を「−１」、位相が０からπまでの区間を「＋１」と記述できる。この波形が移相回路によりＸだけ位相がずれた状態は、位相が−π＋ｘからｘまでの区間が「−１」、位相がｘからπ＋ｘまでの区間が「＋１」と記述できる。
【００５５】
ところが、ミキサ２２に入力される信号には、回路素子の非線形性に起因する高調波成分が含まれており、この高調波成分により信号波形が歪むのが一般的である。
【００５６】
いま、最も歪んだ状態として矩形波を考えると、波形の一例として、位相が(−π)から０までの区間は「−１」、位相が０からπまでの区間は「＋１」となる波形が考えられる。
【００５７】
この波形が、移相回路によりｘだけ位相がずれると、位相が(−π＋ｘ)からｘまでの区間は「−１」、位相がｘから(π＋ｘ)までの区間は「＋１」となる波形が得られる。
【００５８】
これら２つの波形をミキサ２２により乗算すると、(−π)から(−π＋ｘ)までの区間は「−１」、(−π＋ｘ)から０までの区間は「＋１」、０から(＋ｘ)までの区間は「−１」、(＋ｘ)からπまでの区間は「＋１」となり、周期が半分に短縮される。
【００５９】
これら２つの波形を偶関数の級数で記述すると、（２）式のようになる。
【００６０】
B(π/2-x)＋C・sin(π-x)cos2ωt＋C/2・sin2(π-x)cos4ωt
＋C/3・sin3(π-x)cos6ωt＋……＋C/n・sinｎ(π-x)cos2nωt …（２）
ここで、Ｂ，Ｃは定数、ｎは自然数である。この式によれば、基本波に対して２ｎ倍の高調波が得られることになるが、高調波成分が最も少なくなる条件はｘ＝π／２の時であり、この場合、（２）式は（３）式のようになる。
【００６１】
C・sin(π-x)cos2ωt＋C/3・sin3(π-x)cos6ωt＋……
＝C・cos2ωt−C/3・cos6ωt＋C/5・cos10ωt-…… （３）
（３）式からわかるように、第２次、６次、10次、……(4n-2)次が残存し、第４次、８次、12次、……4n次が除去される。
【００６２】
（３）式では、２次の高調波のレベルが最も高く、次数の高い高調波ほどレベルが低くなる。また、２倍の高調波に隣接するのは６倍の高調波となる。
【００６３】
例えば、源発振周波数を40.7125MHzとすると、第１段の２逓倍回路２から出力される周波数は、81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz、……であるが、隣接する244.275MHzは、所望の周波数である81.425ＭＨｚに対して周波数的に十分に離れているため、比較的容易に不要高調波成分を除去できる。
【００６４】
ｎ＝３とすると、源発振周波数は40.7125MHzであり、各２逓倍回路２の出力周波数は、それぞれ以下のようになる。
【００６５】
１段目…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz ……
２段目…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz ……（81.425MHzに起因）
488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz ……（244.275MHzに起因）
814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz ……（407.125MHzに起因）
３段目…325.7MHz、977.1MHz、1628.5MHz ……（162.85MHzに起因）
977.1MHz、2931.3MHz、4885.5NHz ……（488.55MHzに起因）
1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz ……（814.25MHzに起因）
ここで、１段目の２逓倍回路２の出力に含まれる隣接不要高調波成分である244.275MHzに起因する信号の周波数は、２段目の出力では488.55MHz、３段目の出力になると977.1MHzとなり，いずれも300MHz帯から十分に離れているため、高調波成分による悪影響（ノイズ等）は起きない。
【００６６】
一方、移相回路による周波数のずれが９０°でない場合には、不要な高調波の数が倍増するだけでなく、隣接する周波数が162.85MHzとなるので、これが２段目の出力には325.7MHz、３段目の出力には651.4MHzとなって現れる。このため、不要な高調波成分を除去するのが難しくなるのに加え、必要な周波数レベルも（２）式のsin(π−ｘ)の項により低下し、効率の悪い局部発振回路１４ａとなる。よって、移相回路による移相量は９０°が最も望ましい。
【００６７】
以上のことから、本実施形態では、周波数逓倍回路２をミキサ２２と９０°移相回路２１からなる２逓倍回路２として不要な高調波の発生を抑制し、かつ、２逓倍回路２を多段に接続して源発振周波数の逓倍数を高くしている。具体的には、２逓倍回路２がｎ段接続されている場合には、最終段の２逓倍回路２から出力される局部発振信号の周波数は、２ｎ×ｆになる。ここで、ｆは源発振周波数である。
【００６８】
従来の微弱電波受信機では、局部発振回路１４ａの逓倍数は５程度が限界であったのに対して、本実施形態による逓倍数は、ｎ＝３の場合は２3＝８、ｎ＝４の場合は２4＝１６になるため、逓倍数を高くできる分、源発振周波数を低くすることができる。
【００６９】
例えば、ｎ＝３のときは(315+10.7)/8=40.7125MHz、ｎ＝４のときは(315+10.7)/16=20.35625MHzとなり、５逓倍するのに従来用いられていた源発振周波数65.14MHzに比べて、源発振周波数を低くできる。
【００７０】
これにより、水晶発振子の発振周波数を低くできるため、受信機の設計が容易になり、コストダウンも図れる。また、２逓倍回路２をＩＣに内蔵すれば、２逓倍回路２の段間等で発生する高調波成分信号がＩＣの外部に漏れなくなる。
【００７１】
このように、第１の実施形態では、局部発振回路１４ａの内部に、縦続接続された３段の２逓倍回路２を設け、初段の２逓倍回路２に水晶発振子の源発振信号を供給して、８逓倍した局部発振信号を生成するため、源発振周波数が低くても、十分に高い周波数の局部発振信号を生成できる。
【００７２】
本実施形態によれば、水晶発振子の発振周波数を低くできるため、受信機の設計が容易になるとともに、アンテナ１１を除く受信機全体を一つの半導体チップに容易にまとめることができ、不要な高調波成分が外部に放射されなくなる。
【００７３】
（第２の実施形態）
第１の実施形態において、移相回路による移相のずれが９０°でない場合には、ミキサの入力波形は直流成分を含む。歪み波として矩形波を考え、入力波形として直流成分を含んだ矩形波をミキサにより乗算すると、（式２）に加え、入力信号の矩形波の周波数成分が逓倍回路の出力に現れる。偶関数の矩形波として、区間−Ｘから＋Ｘまでが１、その他の区間を−１、を考えると
A(x-π/2)＋Asinxcosωt＋A/2・sin2xcos2ωt＋A/3・sin3xcos3ωt
＋…＋A/n・sinnxcosnωt （式３）
と記述できる。ここでＡは定数、ωは角周波数で２πｆL0，ｔは時間、ｎは自然数であり、第１項は直流成分である。例えば、ｎ＝２、源発振周波数f0とすると、各段の逓倍回路から出力される周波数は、（式１）、（式３）より、
１段目…f0，２*f0，３*f0，４*f0，…
２段目…f0，２*f0，３*f0，４*f0，５*f0，…（f0に起因）
２*f0，２*２*f0，３*２*f0，４*２*f0，…（２*f0に起因）
３*f0，２*３*f0，３*３*f0，４*３*f0，…（３*f0に起因）
４*f0，２*４*f0，３*４*f0，４*４*f0，…（４*f0に起因）
となり、１段目の出力から出てくる隣接する不要な高調波であるf0、３*f0は２段目の出力では３*f0，５*f0となる。必要な周波数４*f0との差はf0しかなく、これを除去するのは難しい。
【００７４】
この隣接する不要な周波数は、位相ノイズが原因である。ωを角速度、ｔを時間とすると、位相Φは、
Φ＝ω*ｔ （式４）
と表される。２段目の逓倍回路を通過する前の位相ノイズをｄΦ１とすると、（式４）より、
ｄΦ１＝ω*ｄｔ
となる。位相ノイズの元である時間差ｄｔは、逓倍回路を通過する前後で変化がないので、２段目の逓倍回路を通過した後の位相ノイズをｄΦ２とすると、（式４）より、ｄΦ２＝２*ω*ｄｔ＝２*ｄΦ１となる。この式より、２段目の逓倍回路を通過した後の位相ノイズｄΦ２は、２段目の逓倍回路を通過する前の位相ノイズｄΦ１の２倍となることがわかる。
【００７５】
これは、２段目の逓倍回路を通過した後、隣接する不要な周波数の信号レベルが、２段目の逓倍回路を通過する前の信号レベルの２倍となることを意味する。つまり必要な周波数の信号レベルを０ｄＢとした場合、隣接する不要な周波数の信号レベルが、逓倍回路を１段通過するごとに６ｄＢ大きくなるということである。
【００７６】
このように、第１の実施形態では、必要な周波数の近傍に不要な周波数が発生してしまうことに加え、隣接する不要な周波数の信号レベルが、２逓倍回路を１段通過するごとに、６ｄＢずつ大きくなっていく。そのため隣接する不要な周波数の妨害を受けやすく、受信感度が劣化するなど通信品質の悪化につながるおそれがある。
【００７７】
第２の実施形態は、２逓倍回路２の段間にフィルタ回路を挿入して、高調波ノイズをより低減するものである。
【００７８】
図３は本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第２の実施形態のブロック図である。図３の受信機も、アンテナ１１以外の構成を一つの半導体チップにまとめることができる。図３では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００７９】
図３の受信機は、局部発振回路１４ｂの構成が異なる他は、図１と同様に構成されている。図３の局部発振回路１４ｂは、源周波数逓倍回路１に接続されたｎ段の２逓倍回路２と、初段の２逓倍回路２の出力端子に接続されたフィルタ回路３１と、各２逓倍回路２内の９０°移相回路２１の移相量を調整する複数の移相調整回路３２とを有する。
【００８０】
ミキサ２２の入力信号に直流誤差成分ΔＶが存在する場合には、出力信号にも入力信号が漏れ込んでしまう。例えば、実効値が100mVの信号に対して直流誤差が１mVあると、出力には20log(１mV／100mV)＝-40dBの漏れが生じる。
【００８１】
フィルタ回路３１は、初段の２逓倍回路２の出力信号に含まれる不要な高調波成分とミキサ２２の入力信号の漏れを除去する。移相調整回路３２はそれぞれ、対応する２逓倍回路２内のミキサ２２の出力の直流成分がゼロになるように９０°移相回路２１の移相量を調整する。
【００８２】
また、初段の移相調整器は、対応する９０°移相回路２１の制御信号に比例した信号をフィルタ回路３１に供給して、フィルタ回路３１の周波数特性を制御する。
【００８３】
図３では、各２逓倍回路２内のミキサ２２の出力に基づいて、９０°移相回路の移相量調整とフィルタ回路３１の周波数特性の制御を行う例を示しているが、ミキサ２２の出力以外の信号に基づいて、移相回路の移相量やフィルタ回路３１の周波数特性を制御してもよい。
【００８４】
また、図３では、初段の２逓倍回路２の出力端子のみにフィルタ回路３１を接続しているが、２段目以降の２逓倍回路２の出力端子にもフィルタ回路３１を接続してもよい。この場合、初段に近い側の２逓倍回路２の出力端子にフィルタ回路３１を接続した方が、より効率的に不要な高調波成分を除去できる。
【００８５】
第２の実施形態では、２逓倍回路２内の９０°移相回路２１の移相量が常に９０°であることを前提としているが、実際の回路では、素子のばらつきや温度条件等により、９０°移相回路２１の移相量は必ずしも９０°にはならない。
【００８６】
移相回路の移相量をｘとすると、（２）式によるミキサ２２の出力の直流成分は、Ｂ（π/2−ｘ）となる。
【００８７】
ｘ＝π/2のとき、ミキサ２２の出力の直流成分はゼロになるが、π/2でないときはゼロにはならず、４ｎ次の不要高調波成分が現れるとともに、本来必要な２次の高調波レベルが（２）式のsin(π−ｘ)項により低下する。
【００８８】
すなわち、ｘ＝π/2であればsin(π−ｘ)＝１となるため、（２）式のsin(π−ｘ)項が最大になるが、π/2からずれれば、この項は低下する。したがって、ミキサ２２の出力に直流成分が存在するということは、本来必要な２次の高調波レベルが低下し、かつ４ｎ次の不要高調波成分が現れている状態を示している。
【００８９】
このため、（２）式において、sin(π−ｘ)＝１になるように９０°移相回路２１の移相量を調整すれば、ミキサ２２の出力の直流成分をゼロにすることができる。
【００９０】
移相量を調節できる９０°移相回路２１としては、例えば図４に示す半導体素子を用いたＣＲ移相回路が考えられる。図４のＣＲ移相回路は、基準発振器４１と、電流源４２を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ１と、電流源４３を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、増幅器４４とを有する。基準発振器４１は、前段の２逓倍回路２の出力に相当する。
【００９１】
可変抵抗器Ｒ１，Ｒ２は、半導体のＰＮ接合を利用した抵抗であり、その抵抗値Ｒは、ＰＮ接合部分に流れる電流をＩとすると、（４）式の関係が成り立つ。
【００９２】
Ｒ＝ＶT／Ｉ …（４）
（４）式において、電流Ｉを変化させることによりＲを変化させることができ、その結果、移相量を変化させることができる。
【００９３】
（４）式のＶTは、ＶT＝ｋＴ／ｑで表され、常温では約２６ｍＶとなる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。電流量Ｉは電流源により設定でき、電流源の電流量Ｉをミキサ２２の出力の直流成分によって制御すれば、ミキサ２２の出力の直流成分が常にゼロになるように移相量を調節することができる。
【００９４】
すなわち、図４のＣＲ移相回路では、電流源の電流量Ｉを調整することにより可変抵抗の抵抗値を制御でき、この抵抗値を制御することにより、ミキサ２２の出力の直流成分を増減させることができる。
【００９５】
移相量の誤差を小さくするには、移相調整回路３２の直流利得を十分に大きくしておき、直流成分の増減に合わせて、電流源の電流量Ｉを増減させればよい。すなわち、直流誤差をΔＶ、制御回路の直流利得をＡとすると、ΔＶはＩ／Ａと比例関係にあるため、Ａが大きいほど誤差が小さくなる。
【００９６】
以上の制御により、ミキサ２２の出力の直流成分が常に０になるように９０°移相回路２１を制御することができ、９０°移相回路２１の移相量を常に９０°に保つことができる。９０°移相回路２１での移相ずれが正しく９０°に保たれている場合、２逓倍回路２の各段の出力周波数は、
１段目…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz ……
２段目…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz ……（81,425MHzに起因）
488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz ……（244,275MHzに起因）
814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz ……（407.125MHzに起因）
３段目…325.7MHz、977.1MHz、1628.5MHz ……（162.85MHzに起因）
977.1MHz、2931.3MHz、4885.5NHz ……（488.55MHzに起因）
1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz ……（814.25MHzに起因）
となる。
【００９７】
３段目の２逓倍回路２から出力される不要高周波成分は、977.1MHz以上となって十分離れた周波数になるため、特段にフィルタ回路３１を用いなくても所望の325.7MHzのみを容易に得ることができるようにもみえる。
【００９８】
ところが、前述のように、移相量が９０°に保たれていない場合は４ｎ次の高調波成分が現れる。実際上、２逓倍回路２のミキサ２２には種々の周波数成分が作用し、その場合の２逓倍回路２各段の出力周波数は、
１段目…81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7NHz、407,125MHz、 ……
２段目…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz ……
（81.425MHzに起因）
325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz ……
（244.275MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407.125MHzに起因）
81.425MHz、162.85MHz、244,275MHz、325.7MHz ……
（１段目の高調波間の相互作用）
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz ……
（244,275MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407,125MHzに起因）
977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5NHz ……
（488.55MHzに起因）
81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7MHz ……
（２段目の高調波間の相互作用）
となる。
【００９９】
このように、81.425MHzの倍数の周波数成分が最終段である３段目の出力にも残存することになる。すなわち、最終的に必要な325.7MHzの周波数に隣接する周波数は244.275MHzと407.125MHzであり、その差は81.425MHzしかないため、これを除去するのは難しい。
【０１００】
この原因は、１段目の出力に81.425MHzの倍数の周波数成分を残存させたためであり、例えば１段目の出力に81.425MHzのみを透過するフィルタ回路３１を挿入し、他の周波数成分を除去すると、
１段目…81,425MHz
２段目…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz ……
（81.425MHzに起因）
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz ……
（325.7MHzに起因）
814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz ……
（407,125MHzに起因）
977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5MHz ……
（488.55MHzに起因）
162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz ……
（２段目の高調波間の相互作用）
となる。
【０１０１】
このように、初段の２逓倍回路２の出力端子にフィルタ回路３１を接続すると、325MHzに隣接する周波数は162.85MHz、488.55MHzとなり、その差は162.85MHzであるため、除去が比較的容易になる。
【０１０２】
また、２段目の２逓倍回路２の出力にも、162.85MHzのみを透過するフィルタ回路３１を挿入すると、
１段目…81,425MHz
２段目…162.85MHz
３段目…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz ……
（162.85MHzに起因）
となり、３段目から出力される不要高調波成分が大幅に除去されるとともに、325MHzに隣接する周波数が651.4MHzとなり、十分に除去が可能となる。
【０１０３】
上述したフィルタ回路３１には、高調波を除去するためにローパスあるいはバンドパスの構成で、しかも源発振周波数の変動に追従できるよう、周波数特性を任意に制御できることが必要とされる。
【０１０４】
源発振周波数の変動とは、例えば用いるシステムの違いにより異なる周波数で用いたい場合や、素子のバラツキ、温度特性等による源発振周波数が微妙に変動する場合をいう。
【０１０５】
このようなフィルタ回路３１を実現するために、例えば図５に示すフィルタ回路３１が考えられる。図５のフィルタ回路３１は、電流源４５を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ３と、電流源４６を流れる電流量により抵抗値が可変制御される可変抵抗器Ｒ４と、増幅器４７，４８と、コンデンサＣ３，Ｃ４とを有する２次ローパスフィルタ回路である。
【０１０６】
図５において、初段の２逓倍回路２のミキサ２２の出力の直流成分は、電流源に供給される。電流源の電流量がミキサ２２の出力の直流成分の増減によって変動するようにすれば、抵抗３０の値を変動させることができる。これは図４に示したＣＲ移相回路の抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じ考え方である。
【０１０７】
第２の実施形態では、図４に示すＣＲ移相回路による移相量が実際に９０°になるようにミキサ２２の出力の直流成分を制御しているが、これはすなわち、源発振周波数をどのように変化させても、ＣＲ移相回路の抵抗値が、移相量が９０°になるような値に落ち着くことを意味している。
【０１０８】
ここで、図４のＣＲ移相回路に用いた抵抗Ｒ１，Ｒ２と同じ構成の抵抗Ｒ３，Ｒ４でフィルタ回路３１を構成し、ＣＲ移相回路の制御信号により制御すれば、その抵抗値は必ず源発振周波数を９０°移相させることができる抵抗値に落ち着くため、この値を逆算してフィルタ回路３１の周波数特性を決めるようにコンデンサの容量を設定すれば、源発振周波数の変動に追従するフィルタ回路３１を構成することができる。
【０１０９】
このように、第２の実施形態では、移相調整回路３２を設けてミキサ２２の出力を監視し、直流成分が常にゼロになるように９０°移相回路の移相量を制御して移相量のずれを補正できるようにしたため、素子のバラツキや温度変化によって移相量が９０°からずれても、すぐにその移相量の調整を行うことができ、ミキサ２２の出力の直流成分を常にゼロにすることができる。
【０１１０】
また、２逓倍回路２の段間にフィルタ回路３１を挿入するため、不要高調波の発生を確実に抑制でき、本実施形態の受信機を内蔵するＩＣの外部に高調波ノイズが放射されなくなる。したがって、従来のように逓倍回路にシールドを施す必要がなくなり、また、空間的に逓倍回路とミキサ２２の距離を稼ぐ必要もなくなるため、回路設計が容易になるとともに、小型化が図れる。
【０１１１】
（第３の実施形態）
第３の実施形態の周波数逓倍回路は、９０°移相回路２１とフィルタ回路３１の構成を第２の実施形態とは異なるものにしたものである。
【０１１２】
図６は第３の実施形態の９０°移相回路２１ａの詳細構成を示す回路図である。図６の９０°移相回路２１ａは、半導体素子（トランジスタ）を用いたＣＲ移相回路であり、４５°位相がシフトする４５°移相部（第１および第２の移相部）６０を２段縦続接続した構成になっている。
【０１１３】
図６の４５°移相部６０は、基準発振器４１の出力がベース端子に供給されるトランジスタＱ１，Ｑ２と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子間に接続されるコンデンサＣ５と、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ端子にそれぞれ接続される電流源６１，６２とを有する。電流源６１，６２から供給される電流は、図３の移相調整回路３２により制御される。
【０１１４】
トランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間のＰＮ接合をエミッタ側からみた抵抗Ｒは、ＰＮ接合部分に流れる電流をＩとすると、Ｒ＝ＶＴ／Ｉであり、Ｉを変化させることにより抵抗Ｒを変化させることができる。すなわち、トランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流を制御することにより、周波数特性を変化させることができる。なお、ＶＴ＝ｋＴ／ｑで表され、常温では約２６ｍＶとなる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。
【０１１５】
トランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流Ｉは電流源６１，６２から供給される電流により決まり、電流源６１，６２の電流量を図３のミキサ２２の出力直流成分によって制御すれば、ミキサ２２の出力直流成分が常に０になるように移相量を調節することができる。
【０１１６】
図６の回路では、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ抵抗は電流源６１，６２の電流量によって調整されており、電流源６１，６２の電流量はミキサ２２の出力直流成分の増減に合わせて変化するようになっている。具体的には、ミキサ２２の出力直流成分が減少するように、電流源６１，６２の電流量を変化させる。これにより、ミキサ２２の出力直流成分が常に０になるように９０°移相回路２１ａを制御することができ、移相量を９０°に維持することが可能になる。
【０１１７】
ところが、実際の回路では、素子のバラツキや温度条件によって必ずしも移相量が９０°に維持されるとは限らず、２逓倍回路２のミキサに対して種々の周波数成分が作用する。このため、図３のフィルタ回路３１は、高調波を除去するためにローパスあるいはバンドパスの構成にし、しかも源発振周波数の変動に追従できるように周波数特性を任意に制御できるようにすることが必要とされる。
【０１１８】
源発振周波数の変動とは、例えば用いるシステムの違いにより異なる周波数で用いたい場合や、素子のバラツキ、温度特性等による源発振周波数が微妙に変動する場合をいう。
【０１１９】
このような要求を満たすフィルタ回路３１として、図７のような回路が考えられる。図７のフィルタ回路３１は、ベース−エミッタ間抵抗を可変可能なトランジスタ（第１および第２の可変インピーダンス素子）Ｑ３，Ｑ４と、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間に接続されたコンデンサ（第１のキャパシタ素子）Ｃ６，Ｃ７と、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電流に応じて出力端子ＯＵＴ１の電圧を制御するトランジスタ（第１のトランジスタ）Ｑ５と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電流に応じて出力端子ＯＵＴ２の電圧を制御するトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｑ６と、トランジスタＱ５のエミッタと接地端子間に接続された電流源６３と、トランジスタＱ６のエミッタと接地端子間に接続された電流源６４と、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタに接続されたコンデンサ（第２のキャパシタ素子）Ｃ８，Ｃ９とを有する。
【０１２０】
出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２間とトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ間にはそれぞれ２個ずつコンデンサ（Ｃ６，Ｃ７）、（Ｃ８，Ｃ９）が直列接続されているが、これは、後述する図７の小信号等価回路図との辻棲を合わせるための容量であり、コンデンサは１つでも構わない。
【０１２１】
電流源６３，６４を流れる電流は、図３の２逓倍回路２内のミキサ２２の出力直流成分により制御される。電流源６３，６４を流れる電流が変化すると、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ抵抗を変動させることができる。これは前述のＣＲ移相回路の抵抗と同じ考え方である。
【０１２２】
先に、ＣＲ移相回路による移相量が９０°になるようにミキサ２２の出力直流成分を制御する旨を述べたが、これはすなわち、種々条件でどのように源発振周波数が変動しても、必ずＣＲ移相回路の抵抗値はその周波数を９０°移相させることができる抵抗値に落ち着くことを意味している。
【０１２３】
ここで、ＣＲ移相回路内のトランジスタのエミッタ抵抗と同じ構成のエミッタ抵抗でフィルタ回路３１を構成し、ＣＲ移相回路の制御信号により制御すれば、その抵抗値は必ず源発振周波数を９０°移相させることができるエミッタ抵抗に落ち着くため、この値を逆算してフィルタ回路３１の周波数特性を決めるような容量の値を設定すれば、源発振周波数の変動に追従するフィルタ回路３１を構成することができる。
【０１２４】
図８は図７のフィルタ回路３１の小信号等価回路図である。すなわち、図７のフィルタ回路３１において、コンデンサＣ６＝Ｃ７、Ｃ５＝Ｃ９、電源源６３＝６４として、左右対称な回路としたものである。
【０１２５】
図８では、トランジスタＱ３，Ｑ４とトランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ抵抗を可変抵抗（第１および第２の可変インピーダンス素子）ｒｅで表し、トランジスタＱ５，Ｑ６をバッファ８１で表している。また、トランジスタＱ５，Ｑ６のべ−ス−コレクタはたすき掛けになっているため、定電流源（電流供給回路）８２にはバッファ３１の出力電流Ｉｏと同じ電流が流れる。さらに、図７のコンデンサＣ６，Ｃ７はコンデンサ（第１のキャパシタ素子）Ｃ11で表し、コンデンサＣ８，Ｃ９はコンデンサＣ12で表している。
【０１２６】
図８の小信号等価回路の伝達関数Ｔ（ｓ）は、（５）式のように記述される。
【０１２７】
T(s)＝(1＋s×C12×re)／(1−(ω×re)^2×C11×C12
＋s×(C11×re＋C12×re−C12×re)) （５）
ここで、ｒｅ＝ＶＴ／Ｉである。
【０１２８】
図９は、（５）式をグラフに表したもので、横軸は周波数（中心周波数で規格化）、縦軸は振幅（対数表示）である。図８の小信号等価回路のＱは、容量Ｃ11、容量Ｃ12の比率C11/C12で決まり、C11/C12の値が小さいとＱは高くなる。
【０１２９】
図９は、C11/C12＝0.44，C11/C12＝0.25の特性である。Ｑを適当な値に設定することにより、隣接する不要な周波数の減衰量を調整することができる。
【０１３０】
図１０は図７のトランジスタＱ３，Ｑ４をダーリントン接続したフィルタ回路３１である。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタから入力側を見た抵抗は、２×ｒｅであり、リニアに動作する範囲は、差動で±２ＶＴ（約±５２ｍＶ）となる。
【０１３１】
図１１は実際のＬＳＩ等に用いられるフィルタ回路３１である。図１１のフィルタ回路３１で発生される直流電圧誤差は通常１ｍＶ程度あり、必要な信号レベルはこの直流誤差電圧に対して十分大きくなければならない。図１１のフィルタ回路３１は、図７の入力端子とトランジスタＱ３，Ｑ４との間にリミッタアンプ（第１のリミッタアンプ）７１を接続した点に特徴がある。
【０１３２】
図１１のフィルタ回路３１では、リニアに動作する範囲は±２ＶＴ（約±５２ｍＶ）であり、直流誤差電圧１ｍＶに対して十分大きくない。従って、直流誤差電圧に対して十分大きな動作範囲を得るには、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる必要がある。直流誤差電圧を１％以下にしたいので、入力信号レベルは通常１００ｍＶにはしたい。しかし、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる場合、入力信号レベルによってフィルタ回路３１の周波数特性が変化してしまうため、図１１のリミッタアンプ７１が必要となる。
【０１３３】
図１１のフィルタ回路３１の周波数特性は９０°移相回路２１ａの移相量に追従して制御される必要があるが、９０°移相回路２１ａに挿入したリミッタアンプ２６による固定の移相量がある場合、その固定の移相量に相当する分、フィルタ回路３１の周波数特性がずれてしまう。これは源発振周波数が変動した場合、フィルタ回路３１の周波数特性が９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従できなくなることを意味し、その結果必要な信号を減衰させてしまうことになる。
【０１３４】
そこで、図１１のフィルタ回路３１は、リミッタアンプ２６により生じる固定の移相量をキャンセルするため、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ５のコレクタとの間に固定抵抗（第１のインピーダンス素子）Ｒ５を、トランジスタＱ４のエミッタとトランジスタＱ６のコレクタとの間に固定抵抗（第２のインピーダンス素子）Ｒ６を、トランジスタＱ５のエミッタと電流源６３との間に固定抵抗（第３のインピーダンス素子）Ｒ７を、トランジスタＱ６のエミッタと抵抗Ｒ８との間に固定抵抗（第４のインピーダンス素子）Ｒ８を、それぞれ挿入している。これにより、リミッタアンプ２６により生じる固定の移相量がキャンセルされ、９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従するフィルタ回路３１を実現することができる。
【０１３５】
これら固定抵抗Ｒ７，Ｒ８の抵抗値は以下のようにして求められる。ある周波数で９０°移相回路２１ａ（４５°移相回路が２個）の固定分の移相量がα、可変分の移相量がβ（ただし、α＋β＝４５°）であったとすると、固定抵抗Ｒ５〜Ｒ８の抵抗値Ｒは、（６）式で求められる。
【０１３６】
Ｒ：ｒｅ＝α：β （６）
ここで、ｒｅとβは可変であり、それぞれ定電流Ｉに反比例して制御される。（６）式を変形すると、（７）式が得られる。
【０１３７】
Ｒ＝（α／β）×ｒｅ （７）
固定抵抗Ｒ５，Ｒ６は、（７）式において、ｒｅを２ｒｅに代えた式になる。
【０１３８】
フィルタ回路３１内に図１１のようなリミッタアンプ７１を設けた場合は、リニアに動作する範囲は±ＶＴ（約±５２ｍＶ）であり、直流誤差電圧１ｍＶに対して十分大きくない。従って、直流誤差電圧に対して十分大きな動作範囲を得るには、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる必要がある。直流誤差電圧を１％以下にしたいので、入力信号レベルは通常１００ｍＶにはしたい。しかし、非線型な範囲でフィルタ回路３１を動作させる場合、入力信号レベルによってフィルタ回路３１の移相量が変化してしまうため、図１１のリミッタアンプ７１が必要となる。
【０１３９】
図１２はリミッタアンプ７１を有する９０°移相回路２１ａの回路図である。これにより、直流電圧誤差に対し十分大きな入力信号レベルを得ることができる。
【０１４０】
このように、本実施形態では、９０°移相回路２１ａのリミッタアンプ７１によって生じる固定の移相量をフィルタ回路３１に挿入した抵抗Ｒ６〜Ｒ８によりキャンセルするため、９０°移相回路２１ａの移相量に忠実に追従して周波数特性を制御可能なフィルタ回路３１の実現できる。これにより、隣接する不要な高周波が発生した場合でも、フィルタ回路３１によって不要な周波数を減衰させることができる。
【０１４１】
図３では、フィルタ回路３１と移相調整回路３２の双方を有する局部発振回路１４ｂについて説明したが、図１３に示すようにフィルタ回路３１は有するが移相調整回路３２は持たない局部発振回路１４ｂや、図１４に示すように移相調整回路３２は有するがフィルタ回路３１を持たない局部発振回路１４ｂも考えられる。
【０１４２】
図１３の構成の場合、９０°移相回路２１ａの移相量の調整はできないが、フィルタ回路３１により不要な高調波成分は除去できる。また、図１４の構成の場合、フィルタ回路３１による高調波成分の除去はできないが、９０°移相回路２１ａの移相量の調整は行うことができる。図１３および図１４のいずれの場合も、図３よりも回路構成を簡略化できる。
【０１４３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、Ｎ個の逓倍回路を縦続接続して、初段の逓倍回路に水晶発振子からの源発振信号を供給するため、源発振周波数が低くても、最終段の逓倍回路からは十分に高い周波数の信号を出力できる。したがって、源発振手段の設計が容易になり、源発振信号の特性も安定化する。
【０１４４】
また、逓倍回路は、９０°移相回路とミキサで構成されるため、不要な周波数成分を効率的に抑制でき、妨害に強い周波数逓倍回路を実現できる。また、逓倍回路の接続段数を調整することで、十分に高い周波数の信号を得ることができる。
【０１４５】
さらに、逓倍回路にフィルタ回路を設けることにより、不要な高周波成分を確実に除去することができる。また、フィルタ回路内に可変インピーダンス素子を設けることにより、移相回路の移相量に追従してフィルタ回路の周波数特性を制御することができる。
【０１４６】
また、フィルタ回路と移相回路の双方にリミッタアンプを設けることにより、フィルタ回路の周波数特性と移相回路のカットオフ周波数が入力信号レベルに依存しないようにすることができる。
【０１４７】
また、フィルタ回路の可変抵抗と直列にインピーダンス素子を挿入することにより、移相回路のリミッタアンプにより生じる固定の移相量をキャンセルでき、源発振周波数の変化に忠実に追従するようにフィルタ回路の周波数特性を制御することができる。
【０１４８】
さらに、本発明の周波数逓倍回路を用いてスーパーヘテロダイン方式の受信機を構成すれば、水晶発振子とアンテナを除く部分をワンチップにまとめることが容易になり、小型化とコストダウンが図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第１の実施形態のブロック図。
【図２】双フィルタ回路の一般的な特性を示す図。
【図３】本発明に係る周波数逓倍回路を内蔵する受信機の第２の実施形態のブロック図。
【図４】半導体素子を用いた９０°移相回路の一例を示す回路図。
【図５】フィルタ回路の一例を示す回路図。
【図６】第３の実施形態の９０°移相回路の詳細構成を示す回路図。
【図７】フィルタ回路の具体的構成を示す回路図。
【図８】図７のフィルタ回路の小信号等価回路図。
【図９】（５）式にグラフに表した図。
【図１０】図７のトランジスタＱ３，Ｑ４をダーリントン接続したフィルタ回路の回路図。
【図１１】実際のＬＳＩ等に用いられるフィルタ回路の回路図。
【図１２】リミッタアンプを有する９０°移相回路の回路図。
【図１３】フィルタ回路は有するが移相調整回路は持たない局部発振回路の一例を示す回路図。
【図１４】移相調整回路は有するがフィルタ回路を持たない局部発振回路の一例を示す回路図。
【図１５】従来の微弱電波送受信システムの概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１ 源発振回路
２ ２逓倍回路
１１ アンテナ
１２ ＳＡＷフィルタ回路３１
１３ ＲＦアンプ
１４，１４ａ，１４ｂ 局部発振回路
１５ ミキサ
１６ ＩＦフィルタ回路３１
１７ ＩＦアンプ
１８ 検波回路
２１ 源発振回路
２２ ５逓倍回路
３１ フィルタ回路３１
３２ 移相調整回路
５１ 送信機
５２ 受信機
５３ 送信回路
５４ アンテナ
Claims (12)
- 水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、
前記第１の電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御される第１のインピーダンス素子と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路。 - 水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、
入力端子および出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスを可変可能な第１の可変インピーダンス素子と、
前記出力端子に接続された第１のキャパシタ素子と、
前記第１の電流源を流れる電流に応じて前記出力端子の電圧を制御する第２の可変インピーダンス素子と、
前記第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を前記出力端子に流す電流供給回路と、を有することを特徴とする周波数逓倍回路。 - 水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第１の電流源と、
第１の入力端子および第１の出力端子間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第１の可変インピーダンス素子と、
第２の入力端子および第２の出力端子の間に接続され、前記第１の電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第２の可変インピーダンス素子と、
前記第１および第２の出力端子間に接続された第１のキャパシタ素子と、
前記第１の出力端子の電圧を制御する第１のトランジスタと、
前記第２の出力端子の電圧を制御する第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタの各出力側端子間に接続された第２のキャパシタ素子と、を有し、
前記第１のトランジスタは、前記第２のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第１の出力端子に流し、
前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第２の出力端子に流すことを特徴とする周波数逓倍回路。 - 前記第１または第２の可変インピーダンス素子の少なくとも一つは、バイポーラトランジスタで構成され、該トランジスタのエミッタ端子に流す電流を制御することによりインピーダンスを可変制御することを特徴とする請求項３に記載の周波数逓倍回路。
- 前記第１または第２の可変インピーダンス素子の少なくとも一つは、ダーリントン接続された複数のバイポーラトランジスタで構成されることを特徴とする請求項４に記載の周波数逓倍回路。
- 前記フィルタ回路は、前記第１および第２の入力端子と前記第１および第２の可変インピーダンス素子との間に接続され、入力信号の電圧振幅を所定の電圧範囲に制限して出力する第１のリミッタアンプを有し、
前記９０°移相回路は、
互いに縦続接続され、入力信号の位相をそれぞれ略４５度シフトさせて出力する第１および第２の移相部と、
前記第１の移相部の前段に接続され、入力信号の電圧振幅を所定の電圧範囲に制限して出力する第２のリミッタアンプと、
前記第１の移相部と前記第２の移相部との間に接続され、前記第１の移相部の出力信号の電圧振幅を所定の電圧範囲に制限して出力する第３のリミッタアンプと、を有することを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の周波数逓倍回路。 - 前記フィルタ回路は、
前記第１の可変インピーダンス素子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のインピーダンス素子と、
前記第２の可変インピーダンス素子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のインピーダンス素子と、
前記第１のトランジスタと前記第２のキャパシタ素子との間に接続された第３のインピーダンス素子と、
前記第２のトランジスタと前記第２のキャパシタ素子との間に接続された第４のインピーダンス素子と、を有することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の周波数逓倍回路。 - 前記９０°移相回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な第２の電流源と、
前記第２の電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御される９０°移相用インピーダンス素子と、
９０°移相用キャパシタ素子と、を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数逓倍回路。 - 前記フィルタ回路は、少なくとも初段および二段目の前記逓倍回路の間に介挿されることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の周波数逓倍回路。
- 局部発振信号を生成する局部発振回路と、
アンテナで受信された高周波信号を前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換する中間周波信号変換手段と、
前記中間周波信号に基づいて復調処理を行う復調手段と、を備え、
前記局部発振回路は、
水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な電流源と、
前記電流源を流れる電流量に応じてインピーダンスが可変制御されるインピーダンス素子と、を有することを特徴とする半導体集積回路。 - 局部発振信号を生成する局部発振回路と、
アンテナで受信された高周波信号を前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換する中間周波信号変換手段と、
前記中間周波信号に基づいて復調処理を行う復調手段と、を備え、
前記局部発振回路は、
水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な電流源と、
入力端子および出力端子間に接続され、前記電流源を流れる電流に応じてインピーダンスを可変可能な第１の可変インピーダンス素子と、
前記出力端子に接続された第１のキャパシタ素子と、
前記電流源を流れる電流に応じて前記出力端子の電圧を制御する第２の可変インピーダンス素子と、
前記第２の可変インピーダンス素子に流れる電流と同位相の電流を前記出力端子に流す電流供給回路と、を有することを特徴とする半導体集積回路。 - 局部発振信号を生成する局部発振回路と、
アンテナで受信された高周波信号を前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換する中間周波信号変換手段と、
前記中間周波信号に基づいて復調処理を行う復調手段と、を備え、
前記局部発振回路は、
水晶発振子を使用して源発振信号を生成する源発振手段と、
入力信号の位相を９０°シフトさせる９０°移相回路と、前記入力信号および前記９０°移相回路の出力信号に基づいて前記入力信号の２逓倍信号を生成するミキサと、をそれぞれ有する、縦続接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個の逓倍回路と、
前記ｎ個の逓倍回路の少なくとも一部の段間に介挿され不要な周波数成分を除去するフィルタ回路と、
前記ｎ個の逓倍回路のうち、少なくとも一部の逓倍回路に対応して設けられ、対応する前記ミキサの出力直流電圧が略ゼロになるように、対応する前記９０°移相回路の移相量を調整する移相調整回路と、を備え、
前記縦続接続されたｎ個の逓倍回路のうち、初段の逓倍回路には前記源発振信号が入力され、最終段の逓倍回路は前記源発振信号の周波数の２n倍の周波数の信号を出力し、
前記フィルタ回路は、
前記移相調整回路の出力により電流量を調整可能な電流源と、
第１の入力端子および第１の出力端子間に接続され、前記電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第１の可変インピーダンス素子と、
第２の入力端子および第２の出力端子の間に接続され、前記電流源を流れる電流に応じてインピーダンスが可変制御される第２の可変インピーダンス素子と、
前記第１および第２の出力端子間に接続された第１のキャパシタ素子と、
前記第１の出力端子の電圧を制御する第１のトランジスタと、
前記第２の出力端子の電圧を制御する第２のトランジスタと、
前記第１および第２のトランジスタの各出力側端子間に接続された第２のキャパシタ素子と、を有し、
前記第１のトランジスタは、前記第２のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第１の出力端子に流し、
前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタに流れる電流と同位相の電流を前記第２の出力端子に流すことを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000364648A JP3977591B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-11-30 | 周波数逓倍回路および半導体集積回路 |
| KR10-2001-0022641A KR100398014B1 (ko) | 2000-04-27 | 2001-04-26 | 주파수 체배 회로 및 반도체 집적 회로 |
| US09/842,807 US6456143B2 (en) | 2000-04-27 | 2001-04-27 | Frequency multiplier circuit and semiconductor integrated circuit |
| DE60106326T DE60106326T2 (de) | 2000-04-27 | 2001-04-27 | Frequenzmultiplizierende Schaltung und integrierte Halbleiterschaltung |
| CNB011171596A CN1168198C (zh) | 2000-04-27 | 2001-04-27 | 倍频电路 |
| EP01110058A EP1156581B1 (en) | 2000-04-27 | 2001-04-27 | Frequency multiplier circuit and semiconductor integrated circuit |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000-127087 | 2000-04-27 | ||
| JP2000127087 | 2000-04-27 | ||
| JP2000364648A JP3977591B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-11-30 | 周波数逓倍回路および半導体集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002016440A JP2002016440A (ja) | 2002-01-18 |
| JP3977591B2 true JP3977591B2 (ja) | 2007-09-19 |
Family
ID=26590931
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000364648A Expired - Fee Related JP3977591B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-11-30 | 周波数逓倍回路および半導体集積回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6456143B2 (ja) |
| EP (1) | EP1156581B1 (ja) |
| JP (1) | JP3977591B2 (ja) |
| KR (1) | KR100398014B1 (ja) |
| CN (1) | CN1168198C (ja) |
| DE (1) | DE60106326T2 (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2378593B (en) * | 2001-08-03 | 2003-09-17 | Zarlink Semiconductor Ltd | A frequency doubler circuit arrangement |
| DE10158357A1 (de) * | 2001-11-28 | 2003-06-12 | Philips Intellectual Property | Kompensationsschaltung für Frequenzfilter |
| US7324561B1 (en) | 2003-06-13 | 2008-01-29 | Silicon Clocks Inc. | Systems and methods for generating an output oscillation signal with low jitter |
| US7098753B1 (en) | 2003-06-13 | 2006-08-29 | Silicon Clocks, Inc. | Oscillator with variable reference |
| JP2005012648A (ja) * | 2003-06-20 | 2005-01-13 | Toshiba Corp | 無線通信装置及びその送受信回路 |
| TW200518484A (en) * | 2003-11-26 | 2005-06-01 | Niigata Seimitsu Co Ltd | AM/FM radio receiver and local oscillation circuit using the same |
| US20060132248A1 (en) * | 2004-12-16 | 2006-06-22 | Nel Frequency Controls, Inc. | Bulk acoustic wave crystal controlled clock with surface acoustic wave filter multiplier |
| CN100456630C (zh) * | 2005-03-22 | 2009-01-28 | 杭州华三通信技术有限公司 | 低频时钟信号产生方法及低频时钟信号产生装置 |
| JP4631673B2 (ja) * | 2005-07-27 | 2011-02-16 | カシオ計算機株式会社 | 電波受信装置、電波受信回路及び電波時計 |
| KR100745039B1 (ko) | 2006-05-18 | 2007-08-01 | 세원텔레텍 주식회사 | 2,3,4차 주파수 체배기 및 그 설계방법 |
| WO2008107932A1 (ja) * | 2007-03-06 | 2008-09-12 | Fujitsu Limited | 移相器 |
| US8275817B2 (en) * | 2007-04-19 | 2012-09-25 | General Instrument Corporation | Broadband low noise complex frequency multipliers |
| US7495484B1 (en) * | 2007-07-30 | 2009-02-24 | General Instrument Corporation | Programmable frequency multiplier |
| US8369820B2 (en) * | 2007-09-05 | 2013-02-05 | General Instrument Corporation | Frequency multiplier device |
| KR100932533B1 (ko) * | 2007-12-11 | 2009-12-17 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 지령 수신기용 쿠밴드 송수신 장치 |
| JP5067294B2 (ja) * | 2008-07-17 | 2012-11-07 | パナソニック株式会社 | 電波受信装置 |
| CN102545826B (zh) * | 2010-12-10 | 2016-03-30 | 上海卫星工程研究所 | 卫星用二次变频接收机的本振频率源 |
| WO2013096266A1 (en) * | 2011-12-20 | 2013-06-27 | University Of Florida Research Foundation, Inc. | Systems and methods of local oscillator distribution and phase shifting |
| JP5553463B1 (ja) * | 2014-03-13 | 2014-07-16 | 株式会社ソニック | パルス圧縮超音波探知装置 |
| CN104767488B (zh) * | 2015-04-29 | 2017-12-19 | 中国科学院微电子研究所 | 一种基于晶体振荡器电路的倍频装置 |
| JP6671151B2 (ja) * | 2015-11-09 | 2020-03-25 | セイコーエプソン株式会社 | 物理量検出回路、電子機器および移動体 |
| CN107634722A (zh) * | 2017-09-27 | 2018-01-26 | 杭州暖芯迦电子科技有限公司 | 一种用于毫米波lo发生器的频率倍频器及其方法 |
| CN109655841B (zh) * | 2018-12-13 | 2020-08-14 | 北京遥测技术研究所 | 太赫兹多模实时成像系统 |
| KR102543233B1 (ko) | 2020-05-19 | 2023-06-14 | 한국전자통신연구원 | 주파수 체배 장치 및 주파수 체배 방법 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4956797A (en) * | 1988-07-14 | 1990-09-11 | Siemens Transmission Systems, Inc. | Frequency multiplier |
| US5077546A (en) * | 1990-11-07 | 1991-12-31 | General Electric Company | Low phase noise frequency multiplier |
| KR950006763B1 (ko) * | 1993-02-15 | 1995-06-22 | 삼성전자주식회사 | 주파수 체배회로 |
| US5436938A (en) * | 1993-08-19 | 1995-07-25 | Northern Telecom Limited | Phase error detector for a phase locked loop |
| JPH07235837A (ja) | 1994-02-24 | 1995-09-05 | Toshiba Corp | ２逓倍回路 |
| GB2317769B (en) * | 1996-09-27 | 2000-10-11 | Marconi Gec Ltd | Radar systems |
| JPH10126156A (ja) | 1996-10-22 | 1998-05-15 | Japan Radio Co Ltd | 逓倍器 |
| KR100230807B1 (ko) * | 1996-12-23 | 1999-11-15 | 김영환 | 펄스폭 제어가 가능한 주파수 체배기 |
| US5963071A (en) * | 1998-01-22 | 1999-10-05 | Nanoamp Solutions, Inc. | Frequency doubler with adjustable duty cycle |
| JP3592950B2 (ja) * | 1999-03-11 | 2004-11-24 | 株式会社東芝 | 周波数逓倍回路 |
-
2000
- 2000-11-30 JP JP2000364648A patent/JP3977591B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-04-26 KR KR10-2001-0022641A patent/KR100398014B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-04-27 US US09/842,807 patent/US6456143B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-04-27 EP EP01110058A patent/EP1156581B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-04-27 CN CNB011171596A patent/CN1168198C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-04-27 DE DE60106326T patent/DE60106326T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1168198C (zh) | 2004-09-22 |
| KR100398014B1 (ko) | 2003-09-19 |
| CN1326264A (zh) | 2001-12-12 |
| EP1156581A2 (en) | 2001-11-21 |
| JP2002016440A (ja) | 2002-01-18 |
| US6456143B2 (en) | 2002-09-24 |
| DE60106326D1 (de) | 2004-11-18 |
| EP1156581B1 (en) | 2004-10-13 |
| KR20010098905A (ko) | 2001-11-08 |
| US20010043109A1 (en) | 2001-11-22 |
| DE60106326T2 (de) | 2006-02-23 |
| EP1156581A3 (en) | 2002-09-04 |
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| JPH0572774B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060117 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060317 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060516 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070608 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070621 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100629 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110629 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120629 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120629 Year of fee payment: 5 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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