JPS5947816A - 平衡形周波数混合器 - Google Patents
平衡形周波数混合器Info
- Publication number
- JPS5947816A JPS5947816A JP15661382A JP15661382A JPS5947816A JP S5947816 A JPS5947816 A JP S5947816A JP 15661382 A JP15661382 A JP 15661382A JP 15661382 A JP15661382 A JP 15661382A JP S5947816 A JPS5947816 A JP S5947816A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- balanced
- output
- capacitor
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、ＦＭ復調用の位相検波器に用いられれる混合
器の構成に関するものである。
器の構成に関するものである。
静止術ノ１１を使ったテレビジョン放送には、ＦＭ変調
方式が用いられる。この衛星テレビジョン放送は、衛星
からの電波が弱いため、高感度の受信機が必要であり、
しかも、復調信号が音声を含むテレビジョン信号である
ため、６ｂａｈｚ以上の広帯域なビデオ信号を復調する
必要がある。ここで、扁感朋なＦＮｐ調器とし７て位相
同期ループ（ＰＬＬ）を用いたイυ調器がよく知られて
いる。、ｔｌ、図に、一般的なＰ Ｌ Ｌ復調器の構成
を示す。ＰＬＬ１調器は位相検波器１、ビデオ増幅器２
、低域通過フィルタ３、電圧制御発振器４から構成され
る。位相検波器１は周波数混合器で、構成し、閉ループ
で制御１１がかかると位相検波器となる。入力端子５か
ら入力されたＦ Ｍ信号と、電圧制御発振器４の出力を
位相検波器１で混合し、その差周波数のビート周波数信
号をビデオ増幅器２で増幅側−１低域通過フィルタ３で
抜き取って、電圧制御発掘器４・へ帰還し、このビート
周波数が０となるように電圧制御発振器の発振周波数を
制御することにより、電圧制御発振器４の出力は入力端
子５の１・゛ＭＭ信号同じＦ Ｎ変調波となる。即ち、
位相検波器１−の出力から、Ｔｌｊ圧制御発振器４への
帰還ループには、入力のＦ Ｍ信号の被変調信号が現わ
れ低域通過フィルタ乙の出力の端子６かも復調信号がと
り出される。このＰＬＬ復調器の復調信号帯域はループ
のｘ：＋＋ ＋ｉ＋と位相特性で決定されも今、復、Ｊ
、’！！する信号が６ＭＨｚ搬送波の音声を含むテレビ
ジョン信号である場合、信号の最高周波Ｅ”Ｊ、 ６
Ｍｌ−１ｚまでループ利得を１以上、ループの位相ば１
差を±９０°以下にする必要がある。この利得と位相条
件を低域通過フィルタ３で形成する。
方式が用いられる。この衛星テレビジョン放送は、衛星
からの電波が弱いため、高感度の受信機が必要であり、
しかも、復調信号が音声を含むテレビジョン信号である
ため、６ｂａｈｚ以上の広帯域なビデオ信号を復調する
必要がある。ここで、扁感朋なＦＮｐ調器とし７て位相
同期ループ（ＰＬＬ）を用いたイυ調器がよく知られて
いる。、ｔｌ、図に、一般的なＰ Ｌ Ｌ復調器の構成
を示す。ＰＬＬ１調器は位相検波器１、ビデオ増幅器２
、低域通過フィルタ３、電圧制御発振器４から構成され
る。位相検波器１は周波数混合器で、構成し、閉ループ
で制御１１がかかると位相検波器となる。入力端子５か
ら入力されたＦ Ｍ信号と、電圧制御発振器４の出力を
位相検波器１で混合し、その差周波数のビート周波数信
号をビデオ増幅器２で増幅側−１低域通過フィルタ３で
抜き取って、電圧制御発掘器４・へ帰還し、このビート
周波数が０となるように電圧制御発振器の発振周波数を
制御することにより、電圧制御発振器４の出力は入力端
子５の１・゛ＭＭ信号同じＦ Ｎ変調波となる。即ち、
位相検波器１−の出力から、Ｔｌｊ圧制御発振器４への
帰還ループには、入力のＦ Ｍ信号の被変調信号が現わ
れ低域通過フィルタ乙の出力の端子６かも復調信号がと
り出される。このＰＬＬ復調器の復調信号帯域はループ
のｘ：＋＋ ＋ｉ＋と位相特性で決定されも今、復、Ｊ
、’！！する信号が６ＭＨｚ搬送波の音声を含むテレビ
ジョン信号である場合、信号の最高周波Ｅ”Ｊ、 ６
Ｍｌ−１ｚまでループ利得を１以上、ループの位相ば１
差を±９０°以下にする必要がある。この利得と位相条
件を低域通過フィルタ３で形成する。
−Ｉｔｒｉつ℃、低域通過フィルタ３の前段の位相検波
器１およびビデオ増幅器２は、この６ ＭＨｚより十分
高い周波数まで、振幅平用、かつ位相誤差小の特性が必
要となる。この位相と振幅ｔｒｊ件は、上記１） 、Ｌ
１． （Ｊ調器のループを開いて、位相検波器で発生
するビート信号成分を用いて調べる。
器１およびビデオ増幅器２は、この６ ＭＨｚより十分
高い周波数まで、振幅平用、かつ位相誤差小の特性が必
要となる。この位相と振幅ｔｒｊ件は、上記１） 、Ｌ
１． （Ｊ調器のループを開いて、位相検波器で発生
するビート信号成分を用いて調べる。
３・２図に従来の代表的なＰＬＬ復調器の位相検波器に
用いる平衡形層波数混合器の回路例を示す。
用いる平衡形層波数混合器の回路例を示す。
ＦＭ信号は端子７かも入力し、不平衡−平衡変換器８で
平衡モードに変換し、ダイオード９と１０に印加し、ダ
イオード９と１０は他端が各々コンデンサ１１と１２で
低インピーダンスとなっているため、ＦＭ信号は効率良
くダイオード９と１０に印加される。また、電圧制御発
振器の出力は、端子１６から、前記不平衡−平衡変換器
８の平衡出力側の２次側コイルの中点へ印加［２、不・
平衡モードのまま２分配してダイオード９と１０に印加
する。ダイオード９と１０では、印加されたＦＭ信号と
電圧制御発振器の出力を混合し、差の周波数の低周波ビ
ート成分を発生する。ダイオードで発生したビート成分
は、不平衡−平衡変換器側が、コイル１４で低周波成分
に対し低インピーダンスとなっているため、供抗１５と
１６を通って端子１７から出力される。ここで、ダイオ
ード９と１０は、低周波ビート成分を端子１７で同相合
成するため逆極性で接続される。
平衡モードに変換し、ダイオード９と１０に印加し、ダ
イオード９と１０は他端が各々コンデンサ１１と１２で
低インピーダンスとなっているため、ＦＭ信号は効率良
くダイオード９と１０に印加される。また、電圧制御発
振器の出力は、端子１６から、前記不平衡−平衡変換器
８の平衡出力側の２次側コイルの中点へ印加［２、不・
平衡モードのまま２分配してダイオード９と１０に印加
する。ダイオード９と１０では、印加されたＦＭ信号と
電圧制御発振器の出力を混合し、差の周波数の低周波ビ
ート成分を発生する。ダイオードで発生したビート成分
は、不平衡−平衡変換器側が、コイル１４で低周波成分
に対し低インピーダンスとなっているため、供抗１５と
１６を通って端子１７から出力される。ここで、ダイオ
ード９と１０は、低周波ビート成分を端子１７で同相合
成するため逆極性で接続される。
上記構成で重要な点は、出力する低周波ビート成分の振
幅を広帯域に平坦かつ位相誤差を小さくすることである
。即ち、コンデンサ１１と１２は、入力の１・゛ＭＭ信
号電圧制御発振波に対し、十分低インピーダンスとなり
、低周波ビート成分に対しては高インピーダンスに選ぶ
、かつ、コイル１４は間圧制御発振波に対し、高インピ
ーダンスで、低周波ビート成分に対しては低インピータ
ンスに選ぶことが心間である。
幅を広帯域に平坦かつ位相誤差を小さくすることである
。即ち、コンデンサ１１と１２は、入力の１・゛ＭＭ信
号電圧制御発振波に対し、十分低インピーダンスとなり
、低周波ビート成分に対しては高インピーダンスに選ぶ
、かつ、コイル１４は間圧制御発振波に対し、高インピ
ーダンスで、低周波ビート成分に対しては低インピータ
ンスに選ぶことが心間である。
今、ＦＭ信号の搬送波周波数を１００Ｍ１−Ｊ ｚとし
てこの周波数でコイル１４のインピーダンスを１Ωとす
ると１．６μＩ」が必要であり、コンデンサ１１と１２
のインピーダンスを５Ωとすると６２０ｐＦが必要であ
る。また、抵抗１５．１６はコンデンサ１１゜１２のイ
ンピーダンスに対し十分高い抵抗とすると５００Ωが必
要となる。ここで、ダイオードを低周波ビート成分の信
号源とした場合の、低周波の等価回路な牙６図に示す。
てこの周波数でコイル１４のインピーダンスを１Ωとす
ると１．６μＩ」が必要であり、コンデンサ１１と１２
のインピーダンスを５Ωとすると６２０ｐＦが必要であ
る。また、抵抗１５．１６はコンデンサ１１゜１２のイ
ンピーダンスに対し十分高い抵抗とすると５００Ωが必
要となる。ここで、ダイオードを低周波ビート成分の信
号源とした場合の、低周波の等価回路な牙６図に示す。
ダイオードを信号源１日とすると、コイル１４、コンデ
ンサ１１（あるいは１２）、抵］冗１５（あるいは１６
）が図の様に配置さね１、上４［２値を用いると、コイ
ル１４とコンデンサ１１で形成される低域通過フィルタ
の遮断周波数は７ Ｍｌ−Ｊｚ 、コンデンサ１１と抵
抗１５で形成される低域通過フィルタの遮断周波ｐは６
．３Ｍ）−１ｚとなり、希望の復調信号帯域６ Ｍｌ−
１ｚの６ Ｍｔ−１ｚ付近の周波数で振幅と位相が大き
く変化する。ここで、コイル１４ば、電圧制御発振波の
人力π配ｒＫｔ しているため、コイル１４の値を小さ
くできるの（Ｃ対し、コ′ンデンサ１１（ノハン１．い
は１２）と抵抗１５（、’Ｇ）ろいは１６）は、Ｆへ′
ｌ信号と混圧？ｔｉ制御発振波の２人力のダイオードへ
の印加効率に関係しているため設計の自由がなく、低ｊ
１〕１波ビート成分に対するａ断層波数をｋ）げること
はでざ／Ｊ、か一つ だ 。
ンサ１１（あるいは１２）、抵］冗１５（あるいは１６
）が図の様に配置さね１、上４［２値を用いると、コイ
ル１４とコンデンサ１１で形成される低域通過フィルタ
の遮断周波数は７ Ｍｌ−Ｊｚ 、コンデンサ１１と抵
抗１５で形成される低域通過フィルタの遮断周波ｐは６
．３Ｍ）−１ｚとなり、希望の復調信号帯域６ Ｍｌ−
１ｚの６ Ｍｔ−１ｚ付近の周波数で振幅と位相が大き
く変化する。ここで、コイル１４ば、電圧制御発振波の
人力π配ｒＫｔ しているため、コイル１４の値を小さ
くできるの（Ｃ対し、コ′ンデンサ１１（ノハン１．い
は１２）と抵抗１５（、’Ｇ）ろいは１６）は、Ｆへ′
ｌ信号と混圧？ｔｉ制御発振波の２人力のダイオードへ
の印加効率に関係しているため設計の自由がなく、低ｊ
１〕１波ビート成分に対するａ断層波数をｋ）げること
はでざ／Ｊ、か一つ だ 。
以−に述べたように、従来の−・Ｐ衡形／ｌＩ′２行器
の構成では、出力低周波ビート成分に対する出力系の遮
断周波数が６〜７ Ｍ（ｚと低く、広帯域な復ｌｙ１信
号のＦ Ｎ ｆ！！調器の位相検波器とＬ７て１ジ・用
できない欠点をもっていた。
の構成では、出力低周波ビート成分に対する出力系の遮
断周波数が６〜７ Ｍ（ｚと低く、広帯域な復ｌｙ１信
号のＦ Ｎ ｆ！！調器の位相検波器とＬ７て１ジ・用
できない欠点をもっていた。
本発明σ）目的＋−＋：、上記した（Ｊ）来欠点をＷ（
？）′ｉ Ｌ広帯域に振幅平坦と位相誤差の小さい出力
１１ケ成の周波数混合器を提供するにある。
？）′ｉ Ｌ広帯域に振幅平坦と位相誤差の小さい出力
１１ケ成の周波数混合器を提供するにある。
上記の目的を達成するため、本発明では、ダイオードの
終端にコンデンリ゛を接続せず、ダイオードを直接接地
し、低周波ビート成分の出力を発振器入力に構成する平
衡形態波数混合器をＪｆｌいることにより、簡単な構成
で広帯域に振幅平坦かつ位相誤差小の低周波ビート出力
を得へ〔発明の実施例〕 以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明する
。矛４図に本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す。
終端にコンデンリ゛を接続せず、ダイオードを直接接地
し、低周波ビート成分の出力を発振器入力に構成する平
衡形態波数混合器をＪｆｌいることにより、簡単な構成
で広帯域に振幅平坦かつ位相誤差小の低周波ビート出力
を得へ〔発明の実施例〕 以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明する
。矛４図に本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す。
不平衡−平衡変換器８の平衡側出力にダイオード９と１
０を各々逆極性で接続し、このダイオードの他端を接地
し、電圧制御発信波の入力端子１３と不平衡−平衡変換
器８の間に、直列にコンデンサ１９を配置し、コンデン
サ１９と不平衡−平衡変換器８０間に、並列に抵抗２０
を介して低周波出力端１７を接続する。端子７かも入力
されたＦ Ｍ信号と、端子１３かも入力された電圧制御
発振器の出力は、ダイオード９と１０の一端が接地され
ているためコンデンサの接地より、大幅に効率よくダイ
オード９と１０に印加され、ダイオード９と１０から、
差周波数のビート信号を発生し、ビート信号は、ダイオ
ード９と１０の一端が接地されているため、接地と反対
側の、不平衡−平衡変換器の平衡側２次コイルで同相合
成され、抵抗２０を通って端子１７から出力される。こ
こで、ダイオードをビート＜Ｓ号の信号源として、出力
系の等価回路をｊ・５図に示す。ダイオードの低周波ビ
ート信号源１８から抵抗２０を介して出力端子１７を設
け、イハ号源１８と抵抗２０の間に並列に、出、圧制御
発振器の出力インビーダン、スに等価な抵抗２１とコン
デンサ１９が配置される。このコンデンサ１９と抵抗２
０および２１で構成される回路は一般にラグリードフィ
ルタと呼ばれる。今、コンデンサ１９＆″Ｌ１電圧制御
発振器の発振周波数１００Ａ４１（ｚで小さいインピー
ダンスとするため、従来例の設計を用いて３２ｏｐＨと
する。発振器の出力インピーダンスは通常５０Ωである
ことから、抵抗２１を５０Ω、抵４１１２０は、従来例
のコイルと同梱に１にΩとする。
０を各々逆極性で接続し、このダイオードの他端を接地
し、電圧制御発信波の入力端子１３と不平衡−平衡変換
器８の間に、直列にコンデンサ１９を配置し、コンデン
サ１９と不平衡−平衡変換器８０間に、並列に抵抗２０
を介して低周波出力端１７を接続する。端子７かも入力
されたＦ Ｍ信号と、端子１３かも入力された電圧制御
発振器の出力は、ダイオード９と１０の一端が接地され
ているためコンデンサの接地より、大幅に効率よくダイ
オード９と１０に印加され、ダイオード９と１０から、
差周波数のビート信号を発生し、ビート信号は、ダイオ
ード９と１０の一端が接地されているため、接地と反対
側の、不平衡−平衡変換器の平衡側２次コイルで同相合
成され、抵抗２０を通って端子１７から出力される。こ
こで、ダイオードをビート＜Ｓ号の信号源として、出力
系の等価回路をｊ・５図に示す。ダイオードの低周波ビ
ート信号源１８から抵抗２０を介して出力端子１７を設
け、イハ号源１８と抵抗２０の間に並列に、出、圧制御
発振器の出力インビーダン、スに等価な抵抗２１とコン
デンサ１９が配置される。このコンデンサ１９と抵抗２
０および２１で構成される回路は一般にラグリードフィ
ルタと呼ばれる。今、コンデンサ１９＆″Ｌ１電圧制御
発振器の発振周波数１００Ａ４１（ｚで小さいインピー
ダンスとするため、従来例の設計を用いて３２ｏｐＨと
する。発振器の出力インピーダンスは通常５０Ωである
ことから、抵抗２１を５０Ω、抵４１１２０は、従来例
のコイルと同梱に１にΩとする。
上記ラグリードフィルタの遮断周波数は、コンデンサ１
９と抵抗２１で決定され、上記定数を用いろと遮断周波
数は約６０ＭＩＩｚと１％イ１い。
９と抵抗２１で決定され、上記定数を用いろと遮断周波
数は約６０ＭＩＩｚと１％イ１い。
ここで、電圧制御発振器の出力インピーダンスが高く数
１くρである場合を考えると、上記遮断周波数は６ Ｍ
ＩＪｚ以下となる。しかし、ラグＩＪ −ドフィルタの
良く九られている特性から、抵抗２０と抵抗２１の比率
を変えることにより、遮断周波数が低（なっても援幅と
位相の変化を小さく抑えることができる。また、コンデ
ンサ１９も、従来のダイオード接地に使う場合と異なり
、電圧制御発振波の通過電力にのみ関係することから、
容量な小さくすることができて、遮断周波数を上げるこ
とができる。さらに抵抗２０も上記コンデンサと同じ理
由で、定数設定に自由度があり、低周波ビート信号の振
幅と位相の変化を小さく１−ることができる。
１くρである場合を考えると、上記遮断周波数は６ Ｍ
ＩＪｚ以下となる。しかし、ラグＩＪ −ドフィルタの
良く九られている特性から、抵抗２０と抵抗２１の比率
を変えることにより、遮断周波数が低（なっても援幅と
位相の変化を小さく抑えることができる。また、コンデ
ンサ１９も、従来のダイオード接地に使う場合と異なり
、電圧制御発振波の通過電力にのみ関係することから、
容量な小さくすることができて、遮断周波数を上げるこ
とができる。さらに抵抗２０も上記コンデンサと同じ理
由で、定数設定に自由度があり、低周波ビート信号の振
幅と位相の変化を小さく１−ることができる。
本発明、平衡形態波数混合器は、Ｆ１’ｔ４復調のＰ
Ｌ Ｌ復調器に必要な性能で説明したが、広帯域な被変
調信号でＡＭ変調されたＡＭ信号と同一周波数の発振器
を用いて同期検波し、広帯域な被変調信号を出力する同
期検波器とし、でも、構成が簡単で、しかも、広帯域に
振幅と位相変化が小さい出力信号が得られ、有効である
ことは明らかである。
Ｌ Ｌ復調器に必要な性能で説明したが、広帯域な被変
調信号でＡＭ変調されたＡＭ信号と同一周波数の発振器
を用いて同期検波し、広帯域な被変調信号を出力する同
期検波器とし、でも、構成が簡単で、しかも、広帯域に
振幅と位相変化が小さい出力信号が得られ、有効である
ことは明らかである。
以上説明したように、不平衡−平衡変換器の不平衡入力
からＦＭ信号を、平衡側のコイルの中点から電圧制御発
掘波を入力し、」二記不平衡−平衡変換器の平衡出力へ
各ｈダイオードを逆極性で接続し、ダイオードの他端を
接地し、電圧制御発振波の入力へ、低周波出力を構成す
イ）本発明平衡形層波数混合器を用いることにより、簡
単な構成で２つの高周波入力のダイオードへの印加効率
が向上でき、広帯域に振幅と位相変化の小さい低周波信
号を出力でき、広帯域なＪ″ＬＬ・１・゛Ｍ復調器が構
成できるタノノ果を得ろ。
からＦＭ信号を、平衡側のコイルの中点から電圧制御発
掘波を入力し、」二記不平衡−平衡変換器の平衡出力へ
各ｈダイオードを逆極性で接続し、ダイオードの他端を
接地し、電圧制御発振波の入力へ、低周波出力を構成す
イ）本発明平衡形層波数混合器を用いることにより、簡
単な構成で２つの高周波入力のダイオードへの印加効率
が向上でき、広帯域に振幅と位相変化の小さい低周波信
号を出力でき、広帯域なＪ″ＬＬ・１・゛Ｍ復調器が構
成できるタノノ果を得ろ。
牙１図は、一般的なＰＬＬ・Ｉ・’ Ｍゆ調器の構成を
示すブロック図、矛２図は、従来の位相検波器として用
いる平衡形層波数混合器の回路図、１・６Ｍは、従来平
衡形層波数混合器の出力系等価回路をボす図、矛４図は
、本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す回路図、牙
５図は、本発明平衡形層波数混合器の出力系等価回路の
回路図である。 １：位相検波器、２：ビデオ増幅器、３＝低域通過フィ
ルタ、４：電圧制御発撮器、８：不平衡−平衡変換器、
９．１０・・・ダイオード、１１．１２．１９ ・・
コンデンサ、１４・・コイル、１５、１６．２０．２１
・・・抵抗、１８・・・信号源７ １ 図 ｒ３ 図 才 斗 図 ７ ｓ 図
示すブロック図、矛２図は、従来の位相検波器として用
いる平衡形層波数混合器の回路図、１・６Ｍは、従来平
衡形層波数混合器の出力系等価回路をボす図、矛４図は
、本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す回路図、牙
５図は、本発明平衡形層波数混合器の出力系等価回路の
回路図である。 １：位相検波器、２：ビデオ増幅器、３＝低域通過フィ
ルタ、４：電圧制御発撮器、８：不平衡−平衡変換器、
９．１０・・・ダイオード、１１．１２．１９ ・・
コンデンサ、１４・・コイル、１５、１６．２０．２１
・・・抵抗、１８・・・信号源７ １ 図 ｒ３ 図 才 斗 図 ７ ｓ 図
Claims (1)
- 不平衡−平衡の変換器の１次側不平衡端子から高周波信
号が入力され、２次側の中点から発振波が入力される平
衡形周波数混合器におｌ、”Ｃ前記変換器の２個の２次
側出力へ各々ダイオードが逆極性で接続され、各々のダ
イオードの他端は接地され、かつ、発振波入力線路へ直
列にコンデンサが接続し、前記コンデンサと前記変換器
の間に並列に抵抗を介して低周波信号出力が接続されて
いることを特徴とする平衡形周波数混合器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661382A JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15661382A JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5947816A true JPS5947816A (ja) | 1984-03-17 |
Family
ID=15631555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15661382A Pending JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5947816A (ja) |
-
1982
- 1982-09-10 JP JP15661382A patent/JPS5947816A/ja active Pending
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