JPS5947816A - 平衡形周波数混合器 - Google Patents
平衡形周波数混合器Info
- Publication number
- JPS5947816A JPS5947816A JP15661382A JP15661382A JPS5947816A JP S5947816 A JPS5947816 A JP S5947816A JP 15661382 A JP15661382 A JP 15661382A JP 15661382 A JP15661382 A JP 15661382A JP S5947816 A JPS5947816 A JP S5947816A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- balanced
- output
- capacitor
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、FM復調用の位相検波器に用いられれる混合
器の構成に関するものである。
器の構成に関するものである。
静止術ノ11を使ったテレビジョン放送には、FM変調
方式が用いられる。この衛星テレビジョン放送は、衛星
からの電波が弱いため、高感度の受信機が必要であり、
しかも、復調信号が音声を含むテレビジョン信号である
ため、6bahz以上の広帯域なビデオ信号を復調する
必要がある。ここで、扁感朋なFNp調器とし7て位相
同期ループ(PLL)を用いたイυ調器がよく知られて
いる。、tl、図に、一般的なP L L復調器の構成
を示す。PLL1調器は位相検波器1、ビデオ増幅器2
、低域通過フィルタ3、電圧制御発振器4から構成され
る。位相検波器1は周波数混合器で、構成し、閉ループ
で制御11がかかると位相検波器となる。入力端子5か
ら入力されたF M信号と、電圧制御発振器4の出力を
位相検波器1で混合し、その差周波数のビート周波数信
号をビデオ増幅器2で増幅側−1低域通過フィルタ3で
抜き取って、電圧制御発掘器4・へ帰還し、このビート
周波数が0となるように電圧制御発振器の発振周波数を
制御することにより、電圧制御発振器4の出力は入力端
子5の1・゛MM信号同じF N変調波となる。即ち、
位相検波器1−の出力から、Tlj圧制御発振器4への
帰還ループには、入力のF M信号の被変調信号が現わ
れ低域通過フィルタ乙の出力の端子6かも復調信号がと
り出される。このPLL復調器の復調信号帯域はループ
のx:++ +i+と位相特性で決定されも今、復、J
、’!!する信号が6MHz搬送波の音声を含むテレビ
ジョン信号である場合、信号の最高周波E”J、 6
Ml−1zまでループ利得を1以上、ループの位相ば1
差を±90°以下にする必要がある。この利得と位相条
件を低域通過フィルタ3で形成する。
方式が用いられる。この衛星テレビジョン放送は、衛星
からの電波が弱いため、高感度の受信機が必要であり、
しかも、復調信号が音声を含むテレビジョン信号である
ため、6bahz以上の広帯域なビデオ信号を復調する
必要がある。ここで、扁感朋なFNp調器とし7て位相
同期ループ(PLL)を用いたイυ調器がよく知られて
いる。、tl、図に、一般的なP L L復調器の構成
を示す。PLL1調器は位相検波器1、ビデオ増幅器2
、低域通過フィルタ3、電圧制御発振器4から構成され
る。位相検波器1は周波数混合器で、構成し、閉ループ
で制御11がかかると位相検波器となる。入力端子5か
ら入力されたF M信号と、電圧制御発振器4の出力を
位相検波器1で混合し、その差周波数のビート周波数信
号をビデオ増幅器2で増幅側−1低域通過フィルタ3で
抜き取って、電圧制御発掘器4・へ帰還し、このビート
周波数が0となるように電圧制御発振器の発振周波数を
制御することにより、電圧制御発振器4の出力は入力端
子5の1・゛MM信号同じF N変調波となる。即ち、
位相検波器1−の出力から、Tlj圧制御発振器4への
帰還ループには、入力のF M信号の被変調信号が現わ
れ低域通過フィルタ乙の出力の端子6かも復調信号がと
り出される。このPLL復調器の復調信号帯域はループ
のx:++ +i+と位相特性で決定されも今、復、J
、’!!する信号が6MHz搬送波の音声を含むテレビ
ジョン信号である場合、信号の最高周波E”J、 6
Ml−1zまでループ利得を1以上、ループの位相ば1
差を±90°以下にする必要がある。この利得と位相条
件を低域通過フィルタ3で形成する。
−Itriつ℃、低域通過フィルタ3の前段の位相検波
器1およびビデオ増幅器2は、この6 MHzより十分
高い周波数まで、振幅平用、かつ位相誤差小の特性が必
要となる。この位相と振幅trj件は、上記1) 、L
1. (J調器のループを開いて、位相検波器で発生
するビート信号成分を用いて調べる。
器1およびビデオ増幅器2は、この6 MHzより十分
高い周波数まで、振幅平用、かつ位相誤差小の特性が必
要となる。この位相と振幅trj件は、上記1) 、L
1. (J調器のループを開いて、位相検波器で発生
するビート信号成分を用いて調べる。
3・2図に従来の代表的なPLL復調器の位相検波器に
用いる平衡形層波数混合器の回路例を示す。
用いる平衡形層波数混合器の回路例を示す。
FM信号は端子7かも入力し、不平衡−平衡変換器8で
平衡モードに変換し、ダイオード9と10に印加し、ダ
イオード9と10は他端が各々コンデンサ11と12で
低インピーダンスとなっているため、FM信号は効率良
くダイオード9と10に印加される。また、電圧制御発
振器の出力は、端子16から、前記不平衡−平衡変換器
8の平衡出力側の2次側コイルの中点へ印加[2、不・
平衡モードのまま2分配してダイオード9と10に印加
する。ダイオード9と10では、印加されたFM信号と
電圧制御発振器の出力を混合し、差の周波数の低周波ビ
ート成分を発生する。ダイオードで発生したビート成分
は、不平衡−平衡変換器側が、コイル14で低周波成分
に対し低インピーダンスとなっているため、供抗15と
16を通って端子17から出力される。ここで、ダイオ
ード9と10は、低周波ビート成分を端子17で同相合
成するため逆極性で接続される。
平衡モードに変換し、ダイオード9と10に印加し、ダ
イオード9と10は他端が各々コンデンサ11と12で
低インピーダンスとなっているため、FM信号は効率良
くダイオード9と10に印加される。また、電圧制御発
振器の出力は、端子16から、前記不平衡−平衡変換器
8の平衡出力側の2次側コイルの中点へ印加[2、不・
平衡モードのまま2分配してダイオード9と10に印加
する。ダイオード9と10では、印加されたFM信号と
電圧制御発振器の出力を混合し、差の周波数の低周波ビ
ート成分を発生する。ダイオードで発生したビート成分
は、不平衡−平衡変換器側が、コイル14で低周波成分
に対し低インピーダンスとなっているため、供抗15と
16を通って端子17から出力される。ここで、ダイオ
ード9と10は、低周波ビート成分を端子17で同相合
成するため逆極性で接続される。
上記構成で重要な点は、出力する低周波ビート成分の振
幅を広帯域に平坦かつ位相誤差を小さくすることである
。即ち、コンデンサ11と12は、入力の1・゛MM信
号電圧制御発振波に対し、十分低インピーダンスとなり
、低周波ビート成分に対しては高インピーダンスに選ぶ
、かつ、コイル14は間圧制御発振波に対し、高インピ
ーダンスで、低周波ビート成分に対しては低インピータ
ンスに選ぶことが心間である。
幅を広帯域に平坦かつ位相誤差を小さくすることである
。即ち、コンデンサ11と12は、入力の1・゛MM信
号電圧制御発振波に対し、十分低インピーダンスとなり
、低周波ビート成分に対しては高インピーダンスに選ぶ
、かつ、コイル14は間圧制御発振波に対し、高インピ
ーダンスで、低周波ビート成分に対しては低インピータ
ンスに選ぶことが心間である。
今、FM信号の搬送波周波数を100M1−J zとし
てこの周波数でコイル14のインピーダンスを1Ωとす
ると1.6μI」が必要であり、コンデンサ11と12
のインピーダンスを5Ωとすると620pFが必要であ
る。また、抵抗15.16はコンデンサ11゜12のイ
ンピーダンスに対し十分高い抵抗とすると500Ωが必
要となる。ここで、ダイオードを低周波ビート成分の信
号源とした場合の、低周波の等価回路な牙6図に示す。
てこの周波数でコイル14のインピーダンスを1Ωとす
ると1.6μI」が必要であり、コンデンサ11と12
のインピーダンスを5Ωとすると620pFが必要であ
る。また、抵抗15.16はコンデンサ11゜12のイ
ンピーダンスに対し十分高い抵抗とすると500Ωが必
要となる。ここで、ダイオードを低周波ビート成分の信
号源とした場合の、低周波の等価回路な牙6図に示す。
ダイオードを信号源1日とすると、コイル14、コンデ
ンサ11(あるいは12)、抵]冗15(あるいは16
)が図の様に配置さね1、上4[2値を用いると、コイ
ル14とコンデンサ11で形成される低域通過フィルタ
の遮断周波数は7 Ml−Jz 、コンデンサ11と抵
抗15で形成される低域通過フィルタの遮断周波pは6
.3M)−1zとなり、希望の復調信号帯域6 Ml−
1zの6 Mt−1z付近の周波数で振幅と位相が大き
く変化する。ここで、コイル14ば、電圧制御発振波の
人力π配rKt しているため、コイル14の値を小さ
くできるの(C対し、コ′ンデンサ11(ノハン1.い
は12)と抵抗15(、’G)ろいは16)は、Fへ′
l信号と混圧?ti制御発振波の2人力のダイオードへ
の印加効率に関係しているため設計の自由がなく、低j
1〕1波ビート成分に対するa断層波数をk)げること
はでざ/J、か一つ だ 。
ンサ11(あるいは12)、抵]冗15(あるいは16
)が図の様に配置さね1、上4[2値を用いると、コイ
ル14とコンデンサ11で形成される低域通過フィルタ
の遮断周波数は7 Ml−Jz 、コンデンサ11と抵
抗15で形成される低域通過フィルタの遮断周波pは6
.3M)−1zとなり、希望の復調信号帯域6 Ml−
1zの6 Mt−1z付近の周波数で振幅と位相が大き
く変化する。ここで、コイル14ば、電圧制御発振波の
人力π配rKt しているため、コイル14の値を小さ
くできるの(C対し、コ′ンデンサ11(ノハン1.い
は12)と抵抗15(、’G)ろいは16)は、Fへ′
l信号と混圧?ti制御発振波の2人力のダイオードへ
の印加効率に関係しているため設計の自由がなく、低j
1〕1波ビート成分に対するa断層波数をk)げること
はでざ/J、か一つ だ 。
以−に述べたように、従来の−・P衡形/lI′2行器
の構成では、出力低周波ビート成分に対する出力系の遮
断周波数が6〜7 M(zと低く、広帯域な復ly1信
号のF N f!!調器の位相検波器とL7て1ジ・用
できない欠点をもっていた。
の構成では、出力低周波ビート成分に対する出力系の遮
断周波数が6〜7 M(zと低く、広帯域な復ly1信
号のF N f!!調器の位相検波器とL7て1ジ・用
できない欠点をもっていた。
本発明σ)目的+−+:、上記した(J)来欠点をW(
?)′i L広帯域に振幅平坦と位相誤差の小さい出力
11ケ成の周波数混合器を提供するにある。
?)′i L広帯域に振幅平坦と位相誤差の小さい出力
11ケ成の周波数混合器を提供するにある。
上記の目的を達成するため、本発明では、ダイオードの
終端にコンデンリ゛を接続せず、ダイオードを直接接地
し、低周波ビート成分の出力を発振器入力に構成する平
衡形態波数混合器をJflいることにより、簡単な構成
で広帯域に振幅平坦かつ位相誤差小の低周波ビート出力
を得へ〔発明の実施例〕 以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明する
。矛4図に本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す。
終端にコンデンリ゛を接続せず、ダイオードを直接接地
し、低周波ビート成分の出力を発振器入力に構成する平
衡形態波数混合器をJflいることにより、簡単な構成
で広帯域に振幅平坦かつ位相誤差小の低周波ビート出力
を得へ〔発明の実施例〕 以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明する
。矛4図に本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す。
不平衡−平衡変換器8の平衡側出力にダイオード9と1
0を各々逆極性で接続し、このダイオードの他端を接地
し、電圧制御発信波の入力端子13と不平衡−平衡変換
器8の間に、直列にコンデンサ19を配置し、コンデン
サ19と不平衡−平衡変換器80間に、並列に抵抗20
を介して低周波出力端17を接続する。端子7かも入力
されたF M信号と、端子13かも入力された電圧制御
発振器の出力は、ダイオード9と10の一端が接地され
ているためコンデンサの接地より、大幅に効率よくダイ
オード9と10に印加され、ダイオード9と10から、
差周波数のビート信号を発生し、ビート信号は、ダイオ
ード9と10の一端が接地されているため、接地と反対
側の、不平衡−平衡変換器の平衡側2次コイルで同相合
成され、抵抗20を通って端子17から出力される。こ
こで、ダイオードをビート<S号の信号源として、出力
系の等価回路をj・5図に示す。ダイオードの低周波ビ
ート信号源18から抵抗20を介して出力端子17を設
け、イハ号源18と抵抗20の間に並列に、出、圧制御
発振器の出力インビーダン、スに等価な抵抗21とコン
デンサ19が配置される。このコンデンサ19と抵抗2
0および21で構成される回路は一般にラグリードフィ
ルタと呼ばれる。今、コンデンサ19&″L1電圧制御
発振器の発振周波数100A41(zで小さいインピー
ダンスとするため、従来例の設計を用いて32opHと
する。発振器の出力インピーダンスは通常50Ωである
ことから、抵抗21を50Ω、抵41120は、従来例
のコイルと同梱に1にΩとする。
0を各々逆極性で接続し、このダイオードの他端を接地
し、電圧制御発信波の入力端子13と不平衡−平衡変換
器8の間に、直列にコンデンサ19を配置し、コンデン
サ19と不平衡−平衡変換器80間に、並列に抵抗20
を介して低周波出力端17を接続する。端子7かも入力
されたF M信号と、端子13かも入力された電圧制御
発振器の出力は、ダイオード9と10の一端が接地され
ているためコンデンサの接地より、大幅に効率よくダイ
オード9と10に印加され、ダイオード9と10から、
差周波数のビート信号を発生し、ビート信号は、ダイオ
ード9と10の一端が接地されているため、接地と反対
側の、不平衡−平衡変換器の平衡側2次コイルで同相合
成され、抵抗20を通って端子17から出力される。こ
こで、ダイオードをビート<S号の信号源として、出力
系の等価回路をj・5図に示す。ダイオードの低周波ビ
ート信号源18から抵抗20を介して出力端子17を設
け、イハ号源18と抵抗20の間に並列に、出、圧制御
発振器の出力インビーダン、スに等価な抵抗21とコン
デンサ19が配置される。このコンデンサ19と抵抗2
0および21で構成される回路は一般にラグリードフィ
ルタと呼ばれる。今、コンデンサ19&″L1電圧制御
発振器の発振周波数100A41(zで小さいインピー
ダンスとするため、従来例の設計を用いて32opHと
する。発振器の出力インピーダンスは通常50Ωである
ことから、抵抗21を50Ω、抵41120は、従来例
のコイルと同梱に1にΩとする。
上記ラグリードフィルタの遮断周波数は、コンデンサ1
9と抵抗21で決定され、上記定数を用いろと遮断周波
数は約60MIIzと1%イ1い。
9と抵抗21で決定され、上記定数を用いろと遮断周波
数は約60MIIzと1%イ1い。
ここで、電圧制御発振器の出力インピーダンスが高く数
1くρである場合を考えると、上記遮断周波数は6 M
IJz以下となる。しかし、ラグIJ −ドフィルタの
良く九られている特性から、抵抗20と抵抗21の比率
を変えることにより、遮断周波数が低(なっても援幅と
位相の変化を小さく抑えることができる。また、コンデ
ンサ19も、従来のダイオード接地に使う場合と異なり
、電圧制御発振波の通過電力にのみ関係することから、
容量な小さくすることができて、遮断周波数を上げるこ
とができる。さらに抵抗20も上記コンデンサと同じ理
由で、定数設定に自由度があり、低周波ビート信号の振
幅と位相の変化を小さく1−ることができる。
1くρである場合を考えると、上記遮断周波数は6 M
IJz以下となる。しかし、ラグIJ −ドフィルタの
良く九られている特性から、抵抗20と抵抗21の比率
を変えることにより、遮断周波数が低(なっても援幅と
位相の変化を小さく抑えることができる。また、コンデ
ンサ19も、従来のダイオード接地に使う場合と異なり
、電圧制御発振波の通過電力にのみ関係することから、
容量な小さくすることができて、遮断周波数を上げるこ
とができる。さらに抵抗20も上記コンデンサと同じ理
由で、定数設定に自由度があり、低周波ビート信号の振
幅と位相の変化を小さく1−ることができる。
本発明、平衡形態波数混合器は、F1’t4復調のP
L L復調器に必要な性能で説明したが、広帯域な被変
調信号でAM変調されたAM信号と同一周波数の発振器
を用いて同期検波し、広帯域な被変調信号を出力する同
期検波器とし、でも、構成が簡単で、しかも、広帯域に
振幅と位相変化が小さい出力信号が得られ、有効である
ことは明らかである。
L L復調器に必要な性能で説明したが、広帯域な被変
調信号でAM変調されたAM信号と同一周波数の発振器
を用いて同期検波し、広帯域な被変調信号を出力する同
期検波器とし、でも、構成が簡単で、しかも、広帯域に
振幅と位相変化が小さい出力信号が得られ、有効である
ことは明らかである。
以上説明したように、不平衡−平衡変換器の不平衡入力
からFM信号を、平衡側のコイルの中点から電圧制御発
掘波を入力し、」二記不平衡−平衡変換器の平衡出力へ
各hダイオードを逆極性で接続し、ダイオードの他端を
接地し、電圧制御発振波の入力へ、低周波出力を構成す
イ)本発明平衡形層波数混合器を用いることにより、簡
単な構成で2つの高周波入力のダイオードへの印加効率
が向上でき、広帯域に振幅と位相変化の小さい低周波信
号を出力でき、広帯域なJ″LL・1・゛M復調器が構
成できるタノノ果を得ろ。
からFM信号を、平衡側のコイルの中点から電圧制御発
掘波を入力し、」二記不平衡−平衡変換器の平衡出力へ
各hダイオードを逆極性で接続し、ダイオードの他端を
接地し、電圧制御発振波の入力へ、低周波出力を構成す
イ)本発明平衡形層波数混合器を用いることにより、簡
単な構成で2つの高周波入力のダイオードへの印加効率
が向上でき、広帯域に振幅と位相変化の小さい低周波信
号を出力でき、広帯域なJ″LL・1・゛M復調器が構
成できるタノノ果を得ろ。
牙1図は、一般的なPLL・I・’ Mゆ調器の構成を
示すブロック図、矛2図は、従来の位相検波器として用
いる平衡形層波数混合器の回路図、1・6Mは、従来平
衡形層波数混合器の出力系等価回路をボす図、矛4図は
、本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す回路図、牙
5図は、本発明平衡形層波数混合器の出力系等価回路の
回路図である。 1:位相検波器、2:ビデオ増幅器、3=低域通過フィ
ルタ、4:電圧制御発撮器、8:不平衡−平衡変換器、
9.10・・・ダイオード、11.12.19 ・・
コンデンサ、14・・コイル、15、16.20.21
・・・抵抗、18・・・信号源7 1 図 r3 図 才 斗 図 7 s 図
示すブロック図、矛2図は、従来の位相検波器として用
いる平衡形層波数混合器の回路図、1・6Mは、従来平
衡形層波数混合器の出力系等価回路をボす図、矛4図は
、本発明平衡形層波数混合器の実施例を示す回路図、牙
5図は、本発明平衡形層波数混合器の出力系等価回路の
回路図である。 1:位相検波器、2:ビデオ増幅器、3=低域通過フィ
ルタ、4:電圧制御発撮器、8:不平衡−平衡変換器、
9.10・・・ダイオード、11.12.19 ・・
コンデンサ、14・・コイル、15、16.20.21
・・・抵抗、18・・・信号源7 1 図 r3 図 才 斗 図 7 s 図
Claims (1)
- 不平衡−平衡の変換器の1次側不平衡端子から高周波信
号が入力され、2次側の中点から発振波が入力される平
衡形周波数混合器におl、”C前記変換器の2個の2次
側出力へ各々ダイオードが逆極性で接続され、各々のダ
イオードの他端は接地され、かつ、発振波入力線路へ直
列にコンデンサが接続し、前記コンデンサと前記変換器
の間に並列に抵抗を介して低周波信号出力が接続されて
いることを特徴とする平衡形周波数混合器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15661382A JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15661382A JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5947816A true JPS5947816A (ja) | 1984-03-17 |
Family
ID=15631555
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15661382A Pending JPS5947816A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 平衡形周波数混合器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5947816A (ja) |
-
1982
- 1982-09-10 JP JP15661382A patent/JPS5947816A/ja active Pending
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