JP3968818B2 - アンプ - Google Patents
アンプ Download PDFInfo
- Publication number
- JP3968818B2 JP3968818B2 JP13420297A JP13420297A JP3968818B2 JP 3968818 B2 JP3968818 B2 JP 3968818B2 JP 13420297 A JP13420297 A JP 13420297A JP 13420297 A JP13420297 A JP 13420297A JP 3968818 B2 JP3968818 B2 JP 3968818B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- gate
- pmos transistor
- power supply
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
- G11C7/06—Sense amplifiers; Associated circuits, e.g. timing or triggering circuits
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
- G11C7/06—Sense amplifiers; Associated circuits, e.g. timing or triggering circuits
- G11C7/067—Single-ended amplifiers
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C11/00—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor
- G11C11/21—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements
- G11C11/34—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices
- G11C11/40—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors
- G11C11/401—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors forming cells needing refreshing or charge regeneration, i.e. dynamic cells
- G11C11/4063—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing
- G11C11/407—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing for memory cells of the field-effect type
- G11C11/409—Read-write [R-W] circuits
- G11C11/4091—Sense or sense/refresh amplifiers, or associated sense circuitry, e.g. for coupled bit-line precharging, equalising or isolating
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、DRAM(dynamic random access memory)に搭載されるデータバスアンプや、SRAM(static random access memory)に搭載されるセンスアンプ等のように、半導体集積回路に搭載され、一対の信号線を介して入力される相補関係にある小振幅信号を増幅するアンプに関する。
【0002】
DRAMやSRAM等においては、容量が大きくなるに従って、消費電力を削減するために、一対のデータ線を伝送させる相補関係にあるデータ信号の小振幅化が図られており、これに対応して、これら相補関係にある小振幅信号を高速に増幅することができるアンプが求められている。
【0003】
【従来の技術】
図7は、半導体集積回路に搭載され、一対の信号線を介して入力される相補関係にある小振幅信号を増幅するアンプの第1従来例(IEEE International Solid-State Circuits Conference,p.208, 1992.)を示す回路図である。
【0004】
図7中、1、2は入力ノード、3、4は入力ノード1、2に接続された一対の信号線、IN1、IN2は信号線3、4を介して入力される相補関係にある小振幅信号である。
【0005】
また、5は正の電源電圧V1を供給する電源線、6、7は負荷素子をなすpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ6は、ソースを電源線5に接続され、ゲートを接地され、ドレインを入力ノード1に接続され、pMOSトランジスタ7は、ソースを電源線5に接続され、ゲートを接地され、ドレインを入力ノード2に接続されている。
【0006】
また、8〜11は駆動素子をなすpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ8は、ソースを入力ノード1に接続され、ゲートをドレインに接続され、pMOSトランジスタ9は、ソースを入力ノード2に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ8のゲートに接続されている。
【0007】
また、pMOSトランジスタ10は、ソースを入力ノード2に接続され、ゲートをドレインに接続され、pMOSトランジスタ11は、ソースを入力ノード1に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ10のゲートに接続されている。
【0008】
また、12〜17は定電流源回路を構成するトランジスタであり、12は抵抗素子として機能するpMOSトランジスタ、13〜17はカレントミラー回路を構成するnMOSトランジスタである。
【0009】
ここに、pMOSトランジスタ12は、ソースを電源線5に接続され、ゲートをドレインに接続され、nMOSトランジスタ13は、ドレインをpMOSトランジスタ12のドレインに接続され、ゲートをドレインに接続されている。
【0010】
また、nMOSトランジスタ14は、ドレインをpMOSトランジスタ8のドレインに接続され、ゲートをnMOSトランジスタ13のゲートに接続され、nMOSトランジスタ15は、ドレインをpMOSトランジスタ9のドレインに接続され、ゲートをnMOSトランジスタ13のゲートに接続されている。
【0011】
また、nMOSトランジスタ16は、ドレインをpMOSトランジスタ10のドレインに接続され、ゲートをnMOSトランジスタ13のゲートに接続され、nMOSトランジスタ17は、ドレインをpMOSトランジスタ11のドレインに接続され、ゲートをnMOSトランジスタ13のゲートに接続されている。
【0012】
また、SBEZは、このアンプの活性、非活性を制御する制御信号、18は制御信号SBEZによりON、OFFが制御されるnMOSトランジスタであり、このnMOSトランジスタ18は、ドレインをnMOSトランジスタ13〜17のソースに接続され、ソースを接地され、ゲートに制御信号SBEZが印加されるように構成されている。
【0013】
なお、活性時には、制御信号SBEZ=Hレベル、nMOSトランジスタ18=ONとされ、非活性時には、制御信号SBEZ=Lレベル、nMOSトランジスタ18=OFFとされる。
【0014】
このように構成された第1従来例においては、pMOSトランジスタ6、7は、入力信号IN1、IN2が入力されない場合には、信号線3、4の電圧を電源電圧V1に維持し、小振幅の入力信号IN1、IN2が入力される場合には、入力信号IN1、IN2を小振幅信号に保持するように機能する。
【0015】
ここに、入力信号IN1、IN2が入力された場合において、信号線3に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧<入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ8のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ9のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ9に流れる電流が増加し、出力信号OUT=Hレベルとなると共に、信号線3に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ11に流れる電流が減少し、出力信号/OUT=Lレベルとなる。
【0016】
これに対して、信号線4に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧>入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ10のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ11のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ11に流れる電流が増加し、出力信号/OUT=Hレベルとなると共に、信号線4に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ9に流れる電流が減少して、出力信号OUT=Lレベルとなる。
【0017】
また、図8は、半導体集積回路に搭載され、一対の信号線を介して入力される相補関係にある小振幅信号を増幅するアンプの第2従来例(Symposium on VLSI Circuits, p.71, 1990.)を示す回路図である。
【0018】
図8中、20、21は入力ノード、22、23は入力ノード20、21に接続された一対の信号線、IN1、IN2は信号線22、23を介して入力される相補関係にある小振幅信号である。
【0019】
また、24は信号線22、23に流れる電流の差を検出する電流センスアンプ、25は電流センスアンプ24の出力を増幅して出力信号OUTを出力するカレントミラーアンプである。
【0020】
電流センスアンプ24において、26は正の電源電圧V1を供給する電源線、27、28は負荷回路を構成するpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ27は、ソースを電源線26に接続され、ゲートを接地され、ドレインを入力ノード20に接続され、pMOSトランジスタ28は、ソースを電源線26に接続され、ゲートを接地され、ドレインを入力ノード21に接続されている。
【0021】
また、29、30は増幅動作を行うpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ29は、ソースを入力ノード20に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ30のドレインに接続され、pMOSトランジスタ30は、ソースを入力ノード21に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ29のドレインに接続されている。
【0022】
また、カレントミラーアンプ25において、31、32はカレントミラー回路を構成するnMOSトランジスタであり、nMOSトランジスタ31は、ドレインをpMOSトランジスタ29のドレインに接続され、ゲートをドレインに接続され、ソースを接地され、nMOSトランジスタ32は、ゲートをnMOSトランジスタ31のゲートに接続され、ソースを接地されている。
【0023】
また、33、34はカレントミラー回路を構成するnMOSトランジスタであり、nMOSトランジスタ33は、ドレインをpMOSトランジスタ30のドレインに接続され、ゲートをドレインに接続され、ソースを接地され、nMOSトランジスタ34は、ゲートをnMOSトランジスタ33のゲートに接続され、ソースを接地されている。
【0024】
また、35、36はカレントミラー回路を構成するpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ35は、ソースを電源線26に接続され、ゲートをドレインに接続され、ドレインをnMOSトランジスタ32のドレインに接続されている。
【0025】
また、pMOSトランジスタ36は、ソースを電源線26に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ35のゲートに接続され、ドレインをnMOSトランジスタ34のドレインに接続されている。
【0026】
第2従来例は、信号線22、23に流れる電流の差を電流センスアンプ24で増幅し、電流センスアンプ24の出力の電流差をカレントミラーアンプ25で増幅し、出力信号とするものである。
【0027】
【発明が解決しようとする課題】
図7に示す第1従来例においては、pMOSトランジスタ9、11のドレインに得られる出力信号OUT、/OUTをそのまま次段回路に伝送するとしているので、出力信号OUT、/OUTを電源電圧V1とほぼ等しい電圧までフル振幅させる必要がある。
【0028】
しかし、1つのデータ出力に要する時間を短縮し、高速化を図ろうとする場合には、データ伝送に関わる負荷容量及び抵抗を小さくしなければならないが、これら負荷容量及び抵抗を小さくすることは難しく、したがって、高速化を図ろうとすると、所定時間内に出力信号OUT、/OUTをフル振幅させることができず、出力信号OUT、/OUTは、電源電圧V1に対して中心付近の電位の回りで振幅することになる。
【0029】
しかも、連続してデータを出力するときは、1つ前のデータ出力に伴って出力配線がある電位まで振幅しており、その電位から次の振幅が始まるというように、前のデータの影響を受けやすいので、出力信号OUT、/OUTの振幅が一定せず、そのまま伝送すると、誤動作を招く恐れがある。
【0030】
ちなみに、図9は、電源電圧V1を2Vとし、入力ノード1、2から4ns毎に100μAの電流を交互に引き抜くようにして第1従来例を高速動作させた場合の入力信号IN1、IN2と出力信号OUT、/OUTとの関係を示す波形図である。なお、破線Xは、出力信号OUTをインバータで波形整形した出力信号、破線/Xは、出力信号/OUTをインバータで波形整形した出力信号を示している。
【0031】
ここに、出力信号OUT、/OUTをそのまま伝送せず、差動アンプで増幅して伝送するように構成する場合には、誤動作を避けることができるが、このようにする場合には、出力信号OUT、/OUTの振幅が大きいことから、これら出力信号OUT、/OUTの遷移時間分だけ余分に時間がかかり、高速動作を図ることができなくなる。
【0032】
また、図8に示す第2従来例においては、電流センスアンプ24の出力をカレントミラーアンプ25で増幅するようにしているので、電流センスアンプ24の出力の振幅を抑制し、高速化を図ることができるが、電源電圧V1が低下すると、入力信号IN1、IN2の電流量が減少し、動作速度が遅くなってしまうという問題点があった。
【0033】
また、第1従来例及び第2従来例においては、電源電圧V1が3V以上では大きな問題にはならなかったが、電源電圧V1が2V以下になると、トランジスタのしきい値の変動の影響が動作速度に顕著に現れ、動作速度が遅くなってしまうという問題点があった。
【0034】
本発明は、かかる点に鑑み、半導体集積回路に搭載され、一対の信号線を介して入力される相補関係にある小振幅信号を増幅するアンプであって、電源電圧の低電圧化を図る場合であっても、動作速度の高速化を図り、消費電力を低減化し、しかも、動作速度に対するトランジスタのしきい値変動の影響を受けにくくすることができるようにしたアンプを提供することを目的とする。
【0035】
【課題を解決するための手段】
本発明中、第1の発明のアンプは、第1、第2の出力信号の振幅を小振幅に抑制する振幅抑制回路を備え、第1、第2の入力ノードをそれぞれ第1、第2の信号線に接続し、第1、第2の信号線に流れる電流の差を検出することにより、第1、第2の信号線から入力される相補関係にある小振幅の第1、第2の入力信号の電圧差を増幅した相補関係にある第1、第2の出力信号をそれぞれ第1、第2の出力ノードに出力する電流センスアンプと、電流センスアンプから出力される第1、第2の出力信号の電圧差を増幅する差動アンプとを備えて構成されるというものである。
【0036】
本発明中、第1の発明によれば、電流センスアンプから出力される第1、第2の出力信号の振幅を小振幅に抑制することができるので、電流センスアンプから出力される第1、第2の出力信号の遷移時間を短縮し、電源電圧の低電圧化を図る場合であっても、動作速度の高速化を図り、しかも、トランジスタのしきい値変動の影響を受けにくくすることができる。
【0037】
本発明中、第2の発明は、第1の発明において、電流センスアンプは、一端を正の電源電圧を供給する電源線に接続し、他端を第1の入力ノードに接続した第1の負荷素子と、一端を前記電源線に接続し、他端を第2の入力ノードに接続した第2の負荷素子と、ソースを第1の入力ノードに接続し、ゲートをドレインに接続し、ドレインを第1の定電流源に接続した第1のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタと、ソースを第2の入力ノードに接続し、ゲートを第1のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタのゲートに接続し、ドレインを第2の定電流源及び第1の出力ノードに接続した第2のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタと、ソースを第2の入力ノードに接続し、ゲートをドレインに接続し、ドレインを第3の定電流源に接続した第3のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタと、ソースを第1の入力ノードに接続し、ゲートを第3のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタのゲートに接続し、ドレインを第4の定電流源及び第2の出力ノードに接続した第4のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタとを備えると共に、振幅抑制回路を構成するトランジスタとして、ソースを第2の入力ノードに接続し、ゲートをドレインに接続し、ドレインを第1の出力ノードに接続した第5のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタと、ソースを第1の入力ノードに接続し、ゲートをドレインに接続し、ドレインを第2の出力ノードに接続した第6のpチャネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタとを備えて構成されるというものである。
【0038】
【発明の実施の形態】
以下、図1〜図6を参照して、本発明の一実施形態について説明する。なお、図1、図3、図4において、図7に対応する部分には同一符号を付し、その重複説明は省略する。
【0039】
図1は本発明の一実施形態を示す回路図であり、図1中、38は信号線3、4を介して入力される相補関係にある小振幅の入力信号IN1、IN2を増幅する電流センスアンプ、39は電流センスアンプ38の出力ノード40、41に得られる相補関係にある電流センスアンプ38の出力信号S1、S2の電圧差を増幅する差動アンプである。
【0040】
電流センスアンプ38は、出力信号S1、S2の振幅を差動アンプ39が正常に動作できる範囲内の小振幅に抑制する振幅抑制回路を構成するpMOSトランジスタ42、43を設け、その他については、図7に示す第1従来例と同様に構成したものである。
【0041】
ここに、pMOSトランジスタ42は、ソースを入力ノード2に接続され、ゲートをドレインに接続され、ドレインを出力ノード40に接続され、pMOSトランジスタ43は、ソースを入力ノード1に接続され、ゲートをドレインに接続され、ドレインを出力ノード41に接続されている。
【0042】
また、差動アンプ39において、44、45はカレントミラー負荷回路を構成するpMOSトランジスタであり、pMOSトランジスタ44は、ソースを電源線5に接続され、ゲートをドレインに接続され、pMOSトランジスタ45は、ソースを電源線5に接続され、ゲートをpMOSトランジスタ44のゲートに接続されている。
【0043】
また、46、47は駆動素子をなすnMOSトランジスタであり、nMOSトランジスタ46は、ドレインをpMOSトランジスタ44のドレインに接続され、ゲートを電流センスアンプ38の出力ノード40に接続され、nMOSトランジスタ47は、ドレインをpMOSトランジスタ45のドレインに接続され、ゲートを電流センスアンプ38の出力ノード41に接続されている。
【0044】
また、48は制御信号SBEZによりON、OFFが制御されるnMOSトランジスタであり、ドレインをnMOSトランジスタ46、47のソースに接続され、ソースを接地され、ゲートに制御信号SBEZを印加されるように構成されている。
【0045】
このように構成された本発明の一実施形態においては、入力信号IN1、IN2が入力されない場合、pMOSトランジスタ6、7により信号線3、4の電位は電源電圧V1に維持されると共に、出力ノード40、41の電位は、V1/2よりもやや高い電圧とされる。
【0046】
図2は、本発明の一実施形態の動作を説明するための波形図であり、電源電圧V1を2Vとし、入力ノード1、2から4ns毎に100μAの電流を交互に引き抜くようにして本発明の一実施形態を高速動作させた場合の入力信号IN1、IN2と、電流センスアンプ38の出力信号S1、S2と、差動アンプ39から出力される出力信号OUTとの関係を示している。なお、VAはnMOSトランジスタ13〜17のゲート電圧、破線Yは出力信号OUTを差動アンプ39の出力側に設けられるインバータで波形整形した信号を示している。
【0047】
ここに、たとえば、信号線3に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧<入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ8のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ9のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ9に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ9、42に流れる電流により、出力信号S1は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線3に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ11に流れる電流が減少し、出力信号S2は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0048】
なお、出力信号S1の電圧が上昇すると、pMOSトランジスタ42のソース・ゲート間電圧が小さくなり、その分、pMOSトランジスタ42に流れる電流が小さくなり、出力信号S1の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S2の電圧が下降すると、pMOSトランジスタ43のソース・ゲート間電圧が大きくなり、その分、pMOSトランジスタ43に流れる電流が大きくなり、出力信号S2の電圧が大きく下降することが抑制される。
【0049】
また、この状態から、信号線3に流れる電流が減少あるいは止まり、これに代わって、信号線4に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧>入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ10のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ11のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ11に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ11、43に流れる電流により、出力信号S2は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線4に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ9に流れる電流が減少し、出力信号S1は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0050】
なお、出力信号S2の電圧が上昇すると、pMOSトランジスタ43のソース・ゲート間電圧が小さくなり、その分、pMOSトランジスタ43に流れる電流が小さくなり、出力信号S2の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S1の電圧が下降すると、pMOSトランジスタ42のソース・ゲート間電圧が大きくなり、その分、pMOSトランジスタ42に流れる電流が大きくなり、出力信号S1が大きく下降することが抑制される。
【0051】
このように、本発明の一実施形態によれば、電流センスアンプ38の出力信号S1、S2は、相補関係にある入力信号IN1、IN2の電圧差を増幅した信号ではあるが、振幅抑制回路を構成するpMOSトランジスタ42、43の動作によって小振幅信号として出力させることができるので、出力信号S1、S2の遷移時間を短縮することができる。
【0052】
そして、また、小振幅の出力信号S1、S2の電圧差を差動アンプ39で増幅するとしているので、出力信号OUTとして、大振幅の信号を高速に得ることができる。
【0053】
なお、出力信号S1、S2の遷移の中心電圧が電源電圧V1の1/2よりも大幅に高い場合には、pMOSトランジスタ42、43による効果が薄れ、しかも、pMOSトランジスタ8〜11、42、43の回路部分の能力と、nMOSトランジスタ14〜17からなる定電流源の能力とのバランスが悪くなることから、出力信号S1、S2の遷移がアンバランスとなってしまい、高速化を図ることができない。
【0054】
これに対して、出力信号S1、S2の遷移の中心電圧が電源電圧V1の1/2よりも大幅に低い場合には、差動アンプ39の動作が悪化してしまう。
【0055】
したがって、出力信号S1、S2の遷移の中心電圧は、電源電圧V1の1/2の電圧に対して2割の範囲内の電圧にすることが好適であり、出力信号S1、S2の振幅電圧は、電源電圧V1の3割以内の電圧であれば、高速化を図ることができる。
【0056】
また、nMOSトランジスタ13のゲート電圧をnMOSトランジスタ14〜17のしきい値よりも高くし、これらnMOSトランジスタ14〜17を飽和領域で動作させることが好適である。
【0057】
図3は本発明の一実施形態と比較すべき第1比較例を示す回路図であり、第1比較例は、電流センスアンプ38と回路構成の異なる電流センスアンプ50を設け、その他については、本発明の一実施形態と同様に構成したものである。
【0058】
電流センスアンプ50は、pMOSトランジスタ42のソースを入力ノード2に接続する代わりに電源線5に接続し、pMOSトランジスタ43のソースを入力ノード1に接続する代わりに電源線5に接続し、その他については、電流センスアンプ38と同様に構成したものである。
【0059】
このように構成された第1比較例においても、信号線3に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧<入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ8のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ9のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ9に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ9、42により、出力信号S1は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線3に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ11に流れる電流が減少し、出力信号S2は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0060】
なお、出力信号S1の電圧が上昇すると、pMOSトランジスタ42のソース・ゲート間電圧が小さくなり、その分、pMOSトランジスタ42に流れる電流が小さくなり、出力信号S1の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S2の電圧が下降すると、pMOSトランジスタ43のソース・ゲート間電圧が大きくなり、その分、pMOSトランジスタ43に流れる電流が大きくなり、出力信号S2の電圧が大きく下降することが抑制される。
【0061】
また、この状態から、信号線3に流れる電流が減少あるいは止まり、これに代わって、信号線4に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧>入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ10のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ11のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ11に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ11、43に流れる電流により、出力信号S2は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線4に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ9に流れる電流が減少し、出力信号S1は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0062】
なお、出力信号S2の電圧が上昇すると、pMOSトランジスタ43のソース・ゲート間電圧が小さくなり、その分、pMOSトランジスタ43に流れる電流が小さくなり、出力信号S2の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S1の電圧が下降すると、pMOSトランジスタ42のソース・ゲート間電圧が大きくなり、その分、pMOSトランジスタ42に流れる電流が大きくなり、出力信号S1が大きく下降することが抑制される。
【0063】
図4は本発明の一実施形態と比較すべき第2比較例を示す回路図であり、第2比較例は、電流センスアンプ38と回路構成の異なる電流センスアンプ52を設け、その他については、本発明の一実施形態と同様に構成したものである。
【0064】
電流センスアンプ52は、振幅抑制回路を構成するトランジスタとして、pMOSトランジスタ42、43を設ける代わりに、出力ノード40とnMOSトランジスタ15との間にnMOSトランジスタ53を接続すると共に、出力ノード41とnMOSトランジスタ17との間にnMOSトランジスタ54を接続し、その他については、電流センスアンプ38と同様に構成したものである。
【0065】
ここに、nMOSトランジスタ53は、ゲートをドレインに接続され、ドレインを出力ノード40に接続され、ソースをnMOSトランジスタ15のドレインに接続され、nMOSトランジスタ54は、ゲートをドレインに接続され、ドレインを出力ノード41に接続され、ソースをnMOSトランジスタ17のドレインに接続されている。
【0066】
このように構成された第2比較例においても、信号線3に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧<入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ8のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ9のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ9に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ9に流れる電流により、出力信号S1は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線3に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ11に流れる電流が減少し、出力信号S2は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0067】
なお、出力信号S1の電圧が上昇すると、nMOSトランジスタ53のゲート・ソース間電圧が大きくなり、その分、nMOSトランジスタ53に流れる電流が大きくなり、出力信号S1の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S2の電圧が下降すると、nMOSトランジスタ54のゲート・ソース間電圧が小さくなり、その分、nMOSトランジスタ54に流れる電流が小さくなり、出力信号S2の電圧が大きく下降することが抑制される。
【0068】
また、この状態から、信号線3に流れる電流が減少あるいは止まり、これに代わって、信号線4に電流が引き抜かれることによって、入力信号IN1の電圧>入力信号IN2の電圧となった場合には、pMOSトランジスタ10のゲート電圧が低下し、pMOSトランジスタ11のソース・ゲート間電圧が大きくなり、pMOSトランジスタ11に流れる電流が増加し、pMOSトランジスタ11に流れる電流により、出力信号S2は、電圧を上昇させてHレベルとなると共に、信号線4に電流が引き抜かれているので、pMOSトランジスタ9に流れる電流が減少し、出力信号S1は、電圧を下降させてLレベルとなる。
【0069】
なお、出力信号S2の電圧が上昇すると、nMOSトランジスタ54のゲート・ソース間電圧が大きくなり、その分、nMOSトランジスタ54に流れる電流が大きくなり、出力信号S2の電圧が大きく上昇することが抑制されると共に、出力信号S1の電圧が下降すると、nMOSトランジスタ53のゲート・ソース間電圧が小さくなり、その分、nMOSトランジスタ53に流れる電流が小さくなり、出力信号S1の電圧が大きく下降することが抑制される。
【0070】
図5は本発明の一実施形態の電源電圧V1に対する動作速度(遅延時間)を示す図であり、図5Aは第1従来例及び第2従来例との比較において本発明の一実施形態の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、図5Bは第1比較例及び第2比較例との比較において本発明の一実施形態の電源電圧V1に対する動作速度を示している。
【0071】
図5A、図5Bにおいて、実線56、57、58は本発明の一実施形態の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、pMOSトランジスタのしきい値をVthp、nMOSトランジスタのしきい値をVthnとすると、実線56はVthp=−0.5V、Vthn=0.3Vの場合、実線57はVthp=−0.6V、Vthn=0.4Vの場合、実線58はVthp=−0.7V、Vthn=0.5Vの場合である。
【0072】
また、図5Aにおいて、点線59、60、61は第1従来例の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、点線59はVthp=−0.5V、Vthn=0.3Vの場合、点線60はVthp=−0.6V、Vthn=0.4Vの場合、点線61はVthp=−0.7V、Vthn=0.5Vの場合である。
【0073】
また、破線62、63、64は第2従来例の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、破線62はVthp=−0.5V、Vthn=0.3Vの場合、破線63はVthp=−0.6V、Vthn=0.4Vの場合、破線64はVthp=−0.7V、Vthn=0.5Vの場合である。
【0074】
また、図5Bにおいて、破線65、66、67は第1比較例の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、点線65はVthp=−0.5V、Vthn=0.3Vの場合、破線66はVthp=−0.6V、Vthn=0.4Vの場合、破線67はVthp=−0.7V、Vthn=0.5Vの場合である。
【0075】
また、点線68、69、70は第2比較例の電源電圧V1に対する動作速度を示しており、点線68はVthp=−0.5V、Vthn=0.3Vの場合、点線69はVthp=−0.6V、Vthn=0.4Vの場合、点線70はVthp=−0.7V、Vthn=0.5Vの場合である。
【0076】
図5Aから明らかなように、本発明の一実施形態は、第1従来例よりも動作速度及び動作可能な電源電圧の範囲の点で優っており、第2従来例は、電源電圧V1が3V付近では本発明の一実施形態よりも動作速度が速いが、電源電圧V1が2V以下になると速度が低下し、本発明の一実施形態の方が動作速度が速くなる。
【0077】
また、図5Aから明らかなように、本発明の一実施形態の方が第1従来例及び第2従来例よりもトランジスタのしきい値のばらつきに対するマージンが大きい。
【0078】
また、図5Bから明らかなように、本発明の一実施形態は、第1比較例よりも動作速度が速く、第2比較例は、本発明の一実施形態よりも動作可能な電源電圧領域が狭く、低電圧でも高電圧でも動作不可能となる。
【0079】
また、図6は本発明の一実施形態の入力電流に対する動作速度(遅延時間)を示す図であり、図6Aは第1従来例及び第2従来例との比較において本発明の一実施形態の入力電流に対する動作速度を示しており、図6Bは第1比較例及び第2比較例との比較において本発明の一実施形態の入力電流に対する動作速度を示している。
【0080】
図6A及び図6Bにおいて、実線72、73、74は本発明の一実施形態の入力電流に対する動作速度を示しており、実線72は電源電圧V1=2.5Vの場合、実線73は電源電圧V1=2.0Vの場合、実線74は電源電圧V1=1.5Vの場合である。
【0081】
また、図6Aにおいて、点線75、76は第1従来例の入力電流に対する動作速度を示しており、点線75は電源電圧V1=2.5Vの場合、点線76は電源電圧V1=2.0Vの場合である。
【0082】
また、破線77、78、79は第2従来例の入力電流に対する動作速度を示しており、破線77は電源電圧V1=2.5Vの場合、破線78は電源電圧V1=2.0Vの場合、破線79は電源電圧V1=1.5Vの場合である。
【0083】
また、図6Bにおいて、破線80、81、82は第1比較例の入力電流に対する動作速度を示しており、破線80は電源電圧V1=2.5Vの場合、破線81は電源電圧V1=2.0Vの場合、破線82は電源電圧V1=1.5Vの場合である。
【0084】
また、点線83、84、85は第2比較例の入力電流に対する動作速度を示しており、点線83は電源電圧V1=2.5Vの場合、点線84は電源電圧V1=2.0Vの場合、点線85は電源電圧V1=1.5Vの場合である。
【0085】
ここに、図6Aには、電源電圧V1=1.5Vの場合の第1従来例の動作速度特性が示されていないが、これは、電源電圧V1=1.5Vの場合、第1従来例は動作不可能であるからであり、本発明の一実施形態は、電源電圧V1=1.5Vの場合であっても、十分に動作可能であることは、図6Aから明らかである。
【0086】
また、図6Aから明らかなように、第2従来例は、動作可能な入力電流及び動作可能な電源電圧領域については本発明の一実施形態の場合と同様であるが、本発明の一実施形態の方が低電圧、小振幅信号での動作速度が速い。
【0087】
また、図6Bから明らかなように、本発明の一実施形態は、低電圧、小振幅信号での動作速度が第1比較例及び第2比較例よりも速い。
【0088】
このように、本発明の一実施形態によれば、小振幅の入力信号IN1、IN2の電圧差を増幅する電流センスアンプ38と、電流センスアンプ38の出力信号S1、S2の電圧差を増幅する差動アンプ39とを設け、電流センスアンプ38には出力信号S1、S2の振幅を小振幅に抑制するpMOSトランジスタ42、43を備えるとしたことにより、電流センスアンプ38から出力される出力信号S1、S2の遷移時間を短縮することができるので、電源電圧V1の低電圧化を図る場合であっても、動作速度の高速化を図り、消費電力を低減化することができ、しかも、動作速度に対するトランジスタのしきい値変動の影響を受けにくくすることができる。
【0089】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、電流センスアンプは、電流センスアンプから出力される第1、第2の出力信号の振幅を小振幅に抑制する振幅抑制回路を備えるとしたことにより、電流センスアンプから出力される第1、第2の出力信号の遷移時間を短縮することができるので、電源電圧の低電圧化を図る場合であっても、動作速度の高速化を図り、消費電力を低減化することができ、しかも、動作速度に対するトランジスタのしきい値変動の影響を受けにくくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す回路図である。
【図2】本発明の一実施形態の動作を説明するための波形図である。
【図3】本発明の一実施形態と比較すべき第1比較例を示す回路図である。
【図4】本発明の一実施形態と比較すべき第2比較例を示す回路図である。
【図5】本発明の一実施形態の電源電圧に対する動作速度(遅延時間)を第1従来例、第2従来例、第1比較例及び第2比較例と比較して示す図である。
【図6】本発明の一実施形態の入力電流に対する動作速度(遅延時間)を第1従来例、第2従来例、第1比較例及び第2比較例と比較して示す図である。
【図7】第1従来例を示す回路図である。
【図8】第2従来例を示す回路図である。
【図9】第1従来例を高速動作させた場合の入力信号IN1、IN2と出力信号OUT、/OUTとの関係を示す波形図である。
【符号の説明】
IN1、IN2 相補関係にある小振幅の入力信号
S1、S2 電流センスアンプの出力信号
SBEZ 制御信号
Claims (1)
- 一対の入力信号線に流れる電流の差を電圧差に変換し、前記電圧差を増幅し、第1の出力信号をその一対の出力ノードに出力する電流センスアンプと、
各々、ゲート及びドレインを有し、各々のゲート及びドレインが前記一対の出力ノードの対応するノードに接続された一対の振幅抑制トランジスタと、
前記第1の出力信号を増幅する差動アンプを備え、
前記一対の振幅抑制トランジスタは、各々のソースが前記一対の入力信号線の対応する入力信号線に接続されたpMOSトランジスタであることを特徴とするアンプ。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13420297A JP3968818B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | アンプ |
US09/055,399 US6140844A (en) | 1997-05-26 | 1998-04-06 | Amplifier |
KR1019980015066A KR100295796B1 (ko) | 1997-05-26 | 1998-04-28 | 증폭기 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13420297A JP3968818B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | アンプ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10326492A JPH10326492A (ja) | 1998-12-08 |
JP3968818B2 true JP3968818B2 (ja) | 2007-08-29 |
Family
ID=15122821
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13420297A Expired - Lifetime JP3968818B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | アンプ |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6140844A (ja) |
JP (1) | JP3968818B2 (ja) |
KR (1) | KR100295796B1 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100548539B1 (ko) * | 1999-06-29 | 2006-02-02 | 주식회사 하이닉스반도체 | 고속 저전압 센스 증폭기 |
KR100329737B1 (ko) * | 1999-06-30 | 2002-03-21 | 박종섭 | 저전력 및 고속의 래치 타입 전류 감지 증폭기 |
KR100567052B1 (ko) * | 1999-12-14 | 2006-04-04 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 메모리 장치의 센스 앰프 |
DE102004013055B4 (de) * | 2003-03-15 | 2008-12-04 | Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon | Halbleiterspeicherbaustein mit Datenleitungsabtastverstärker |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IT1246241B (it) * | 1990-02-23 | 1994-11-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito per la lettura dell'informazione contenuta in celle di memoria non volatili |
US5132576A (en) * | 1990-11-05 | 1992-07-21 | Ict International Cmos Technology, Inc. | Sense amplifier having load device providing improved access time |
US5144171A (en) * | 1990-11-15 | 1992-09-01 | National Semiconductor Corporation | High-speed differential-feedback cascode sense amplifier |
KR0121777B1 (ko) * | 1994-05-23 | 1997-12-05 | 김영환 | 고속 동작용 감지 증폭기 |
DE69526336D1 (de) * | 1995-04-28 | 2002-05-16 | St Microelectronics Srl | Leseschaltung für Speicherzellen mit niedriger Versorgungsspannung |
KR100205530B1 (ko) * | 1996-04-24 | 1999-07-01 | 윤종용 | 감지 증폭기 |
-
1997
- 1997-05-26 JP JP13420297A patent/JP3968818B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-04-06 US US09/055,399 patent/US6140844A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-28 KR KR1019980015066A patent/KR100295796B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR19980086652A (ko) | 1998-12-05 |
JPH10326492A (ja) | 1998-12-08 |
KR100295796B1 (ko) | 2001-08-07 |
US6140844A (en) | 2000-10-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100747328B1 (ko) | 동작 범위가 넓은 차동 증폭기 | |
JP2549743B2 (ja) | 出力回路 | |
KR100394573B1 (ko) | 반도체 메모리장치의 센스앰프회로 | |
US7352221B1 (en) | Programmable amplifiers with positive and negative hysteresis | |
US5585747A (en) | High speed low power sense amplifier | |
JPH0422050B2 (ja) | ||
KR100190763B1 (ko) | 차동 증폭기 | |
US6617885B2 (en) | Sense amplifiers having gain control circuits therein that inhibit signal oscillations | |
JP2611022B2 (ja) | 増幅器 | |
US6327190B1 (en) | Complementary differential input buffer for a semiconductor memory device | |
US7167052B2 (en) | Low voltage differential amplifier circuit for wide voltage range operation | |
JP4008845B2 (ja) | スキューを減少させる入出力バッファ及び動作方法 | |
JP4109998B2 (ja) | スイッチングポイント感知回路及びそれを用いた半導体装置 | |
US20030179015A1 (en) | Current sense amplifier | |
JP3805802B2 (ja) | 半導体メモリ装置のデータ出力回路 | |
JP3968818B2 (ja) | アンプ | |
KR20050064897A (ko) | 종단회로의 저항 값에 따라 입력버퍼의 이득을 조절할 수있는반도체 메모리 장치 및 입력버퍼의 이득조절 방법 | |
US5384503A (en) | SRAM with current-mode read data path | |
US6597612B2 (en) | Sense amplifier circuit | |
US6137314A (en) | Input circuit for an integrated circuit | |
KR100713907B1 (ko) | 반도체 장치의 라인 구동 회로 | |
JPH08181597A (ja) | 演算増幅器 | |
JP3628189B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
JP2809932B2 (ja) | 入力バッファ回路 | |
JP2002314399A (ja) | 半導体集積回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061110 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061121 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070119 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070515 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070528 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100615 Year of fee payment: 3 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110615 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110615 Year of fee payment: 4 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110615 Year of fee payment: 4 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110615 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120615 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120615 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130615 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140615 Year of fee payment: 7 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |