JP3958368B2 - 安定器 - Google Patents
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Description
第1の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態の間で発振するための第1のスイッチング素子と、第2の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で発振するための第2のスイッチング素子とを含むインバータを含み、これによって電力が前記ランプに供給され、各スイッチング素子の間にそれらの非導通状態において電圧が生成され、電流がコイルを通じて流れる;この安定器はさらに
スイッチング期間の際に前記第1と第2の駆動信号を生成するための駆動回路を含み、この駆動回路は第1の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む;この安定器はさらに
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より所定の位相差期間の範囲内で遅れることを検出し、このとき、第1の容量性モード信号を生成するための第1の容量性モード監視手段;および
前記第1の容量性モード信号の存在に応答して前記第1の制御信号を生成するための手段を含む制御手段を含む。
このような安定器が例えば米国特許第5,075,599号において開示されている。前記第1の容量性モード監視手段が前記コイルを流れる電流が前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧よりも所定の位相差以内で遅れることを検出した場合に、前記第1の容量性モード信号および前記第1の制御信号が生成される。前記駆動信号の周波数を制御するための回路は、前記第1の容量性モード監視手段が、前記コイルを流れる電流が前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より所定の位相差以上遅れることを検出するまで前記駆動信号の周波数を増加させる。この所定の位相差は、前記インバータが容量性モードではなく、誘導性モードにて動作するように設定される。
誘導性モードの動作においては、前記負荷に印加される電圧が、負荷を流れる電流より先行する。一方、容量性モードの動作においては、負荷を流れる電流の方が負荷に印加される電圧より先行する。インバータが容量性モードの動作にあるときは、インバータのスイッチングトランジスタに大きな電力放散が発生する。この損失が高くなると、スイッチング要素ばかりか、インバータ内の他の要素も損傷を受けることがある。従って、インバータを誘導性モードの動作に維持することが強く要望される。
容量性モード(capacitive mode)の動作は、負荷の一つあるいは複数の要素の特性がそれらの寿命を通じて変化することによって生ずることもある。また、容量性モードの動作は、ランプが負荷から切断された場合や、故障した場合にも発生する。容量性モードの動作に起因するインバータ内部の要素の損傷は、トランジスタのわずか数回のスイッチング期間内で発生する。
近容量性モード(near capacitive mode)の動作においては、負荷を流れる電流が、負荷に印加される電圧より、所定の位相差の範囲内で遅れる。近容量性モードの動作においては、インバータは容量性モード内では動作してないが、容量性モードの動作に滑り込む可能性があり、これを最小に押さえるために、インバータの現在のスイッチング周波数を移動させる必要がある。容量性モードの動作の場合は、容量性モードから脱出するために現在のスイッチング周波数から可能な限り速く移動することが要求されるが、近容量性モードの動作の場合は、インバータのスイッチング周波数を現在のスイッチング周波数から迅速に移動させることは必要とされない。
従って、インバータの容量性モードの動作と、近容量性モードの動作との間の区別が可能な改良されたランプ安定器が要望される。好ましくは、インバータのスイッチング周波数の増加の速度、および現在のスイッチング周波数からの移動の距離は、インバータが容量性モードのどの程度近くで動作しているかを反映して決定されるべきである。
本発明によると、冒頭の所で説明された安定器はさらに
前記コイルを流れる電流が、位相において、前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧より先行することを検出し、このとき、第2の容量性モード信号を生成するための第2の容量性モード監視手段;
前記制御手段内に含まれる、前記第2の容量性モード信号が存在することに応答して第2の制御信号を生成するための手段;および
前記駆動回路内に含まれる、前記第2の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む。
本発明による安定器においては、容量性モードと近容量性モードの動作を区別することによって、駆動信号の周波数を調節することが可能であり、どちらのモードの場合でも、インバータのスイッチング周波数が過不足なく補償され、これによって安全な安定器動作が維持される。これは、例えば、前記駆動信号の周波数の値を、前記第2の制御信号が生成された場合の方が、前記第1の制御信号が、生成された場合より高くすることによって達成される。容量性モードの動作が検出され、前記第2の制御信号が生成された場合は、前記駆動信号の周波数が、最高の周波数に制御され、この最高の周波数において前記駆動回路が前記第1および第2の駆動信号を生成する。別の方法として、前記第2の制御信号が生成された場合、前記駆動信号の周波数を、ランプの初期始動の際の駆動信号の周波数に等しく設定することも可能である。近容量性モードの動作が検出され、前記第1の制御信号が生成された場合は、駆動信号の周波数は、所定の速度にて増加される。
本発明による安定器の一つの好ましい実施例においては、前記第1の容量性モード監視手段はさらに各駆動信号の立下がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧との間の位相関係を決定するための手段を含む。同様に、もう一つの好ましい実施例においては、前記第2の容量性モード監視手段はさらに各駆動信号の立上がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子の一つに印加される電圧との間の位相関係を、前記サンプルの極性に基づいて決定するための手段を含む。これら第1および第2の容量性モード監視手段を含む実施例は、比較的単純で、安価で、信頼性も高いことが発見された。
好ましくは、安定器の安全性がさらに、前記駆動回路内にさらに前記ランプに印加される電圧が所定の閾値以上であることを検出し、このとき過電圧信号を生成するための過電圧監視手段を含めることによって改善される。ここでは前記制御手段は前記過電圧信号と前記第1の容量性モード信号の両方が存在することに応答して前記第1の制御信号を生成するようにされる。
本発明の安定器は、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子を互いに直列に接続して、トーテムポール構成を形成し、インバータがブリッジ回路を含むようにすることで良好な結果が得られることが発見された。
本発明は、以下の説明を付属の図面とともに読むことによって一層理解が進むものである。
図1は、本発明による安定器を示すブロックであり;
図2は、本発明のインバータと関連する駆動制御回路の略図であり;
図3は、図2の駆動制御回路として機能する集積回路の詳細な論理ブロック図である。
図1に示すように、安定器10は、AC電源20によって表されるAC電力線によって電力を供給される。安定器10は、EMI(電磁界妨害)フィルタ30、全波ダイオードブリッジ40、プレコンディショナ50、インバータ60、駆動制御回路65を含む。インバータ60の出力は、安定器10の出力として機能するが、これは、コンデンサ80と蛍光ランプ85の並列な組合せに直列に接続されたコイル75を含む負荷70に接続される。EMIフィルタ30は、プレコンディショナ50とインバータ60によって生成される高調波を除去する。ダイオードブリッジ40は、フィルタリングされた正弦電圧を整流することで、リプルを有するDC電圧を得る。プレコンディショナ50は複数の機能を果たす。ダイオードブリッジ40から出力される整流されたピークAC電圧を、ブーストするとともに、実質的に一定なDC電圧にして、インバータ60に供給する。プレコンディショナ50は、また、安定器10の全体としての力率を向上させる。例えば、AC電源20によってEMIフィルタ30に供給される120、220、277RMS(実効値)電圧を、それぞれ、概ね250、410、490ボルトのDC電圧にし、これをインバータ60に供給する。
インバータ60は、駆動制御回路65によって駆動されるが、安定器85の完全アーク放電の際は、約45キロヘルツ(kHz)のスイッチング周波数にて動作し、DC電圧を、方形波電圧波形に変換し、負荷70に加える。ランプの照明レベルは、この方形波電圧波形の周波数を加減することで調節される(低減することで増加され増加することで低減される)。
図2は、インバータ60と駆動制御回路65をより詳細に示す。プレコンディショナ50によってインバータ60に供給される実質的に一定な電圧VDCは、インバータ60のペアの入力端子61、62の所に供給される。インバータ60は、半ブリッジとして構成され、B+(レール)バス101、アースされたリターンバス102、およびバス101と102との間に直列に接続されたペアのスイッチ(例えば、パワーMOSFET)100と112を含む。スイッチ100と112は、接合点(結節点)110の所で互いに結合される。一般的には、これは、トーテムポール構成を形成すると呼ばれる。スイッチ100とスイッチ112として機能するMOSFETは、それぞれ、ペアのゲートG1とG2を持つ。バス101と102は、それぞれ、入力端子61と62に接続される。抵抗103とコンデンサ106が、接合点104の所で互いに結合され、バス101と102との間に直列に接続される。ペアのコンデンサ115と118が、接合点116の所で互いに結合され、接合点110とバス102の間に直列に接続される。ツェナーダイオード121とダイオード123が、接合点116の所で互いに結合され、接合点104とバス102との間に直列に接続される。
コイル75、コンデンサ80、コンデンサ81、ランプ85、抵抗174が、接合点170の所で互いに結合される。ペアの巻線76と77が、巻線75に結合される。これは、予熱動作の際に、ランプ85のフィラメント(図示せず)に電圧を加えることで、ランプ85をコンディショニングするために用いられる。D.C阻止コンデンサ126とコイル75が、接合点110と170との間に直列に接続される。コンデンサ80とペアの抵抗153、177が、接合点179の所で互いに接続される。ランプ85と抵抗153が、接合点88の所で互いに、結合され、接合点170と179の間に直列に接続される。抵抗174と177が、接合点175の所で互いに結合され、接合点170と175の間に直列に接続される。コンデンサ81とスイッチ(例えば、MOSFET)82が、接合点170と179の間に直列に接続される。抵抗162がバス102と接合点179の間に接続される。ダイオード180とコンデンサ183が、接合点181の所に互いに結合され、接合点175とアースの間に直列に接続される。
集積回路(IC)109は、複数のピンを含む。ピンRINDは、接合点179に接続される。ピンRINDの所の入力電圧は、コイル75を流れる電流のレベル(代表サンプル)を反映する。ピンVDDが接合点104に接続されるが、これは、IC109を駆動するための電圧を供給する。ピンLI2が、抵抗168を通じて接合点88に接続される。ピンLI1が、抵抗171を通じて接合点179に接続される。LI1に入力される電流とLI2に入力される電流の間の差は、ランプ85を流れる検出電流を反映する。ピンVLが、抵抗189を通じて接合点181に接続されるが、ピンVLの所の電圧は、ランプ85のピーク電圧を反映する。ピンVLのこの電圧は、スイッチ82のゲートG3にも供給され、これは、コンデンサ81がいつコンデンサ80と並列にされるべきかを制御する。CRECTピンを出て、抵抗195とコンデンサ192の並列な組合せを通って、アースに流れる電流は、ランプ85の平均電力(つまり、ランプ電流とランプ電圧の積)を反映する。オプションとしての外部DCオフセット198は、後に詳細に説明するように、VDDと抵抗199の直列な組合せを含むが、この結果、DCオフセット電流が抵抗195を通じてアースヘと流れる。
コンデンサ192は、抵抗195の間にフィルタされたDC電圧を与える機能を持つ。抵抗156が、ピンRREFとアースの間に接続されるが、これは、IC109内の基準電流を設定する機能を持つ。コンデンサ159が、CFピンとアースの間に接続されるが、これは、後に詳細に説明するように、電流制御発振器(CCO)の周波数を設定する。CPピンとアースの間に接続されるコンデンサ165は、後に説明するように、予熱サイクルと非発振/待機モードの両方のタイミングのために採用される。GNDピンが、アースに直接に接続される。ペアのピンG1とG2が、それぞれ、スイッチ100と112のゲートG1とG2に直接に接続される。ピンS1が、接合点110に直接に接続されるが、これは、スイッチ100の電源の所の電圧を表す。ピンFVDDが、コンデンサ138を通じて接合点110に接続されるが、これは、IC109に対する浮動電圧源を表す。ピンG2が、コンデンサ215、抵抗212、ダイオード203の直列の組合せを通じてDIMピンに接続される。抵抗205とコンデンサ213がDIMピンとアースの間に接続される。変圧器Tの二次巻線が、抵抗212をダイオード203に接続する接合点210と、アースの間に接続される。照度(ディム)制御回路211が、変圧器Tの一次巻線の間に接続される。DIMピンに加えられる電圧は、照度制御回路211によって設定される照明のレベルを反映する。
インバータ60と駆動制御回路65の動作は以下の通りである。最初に(つまり、始動の際に)、コンデンサ106が、抵抗103とコンデンサ106のRC時定数に基づいて充電されると、スイッチ100は非導通状態となり、スイッチ112は導通状態となる。IC109のピンVDDに流れ込む入力電流は、この始動フェーズの際は、低レベル(500マイクロアンペア以下)に維持される。接合点110とピンFVDDの間に接続されたコンデンサ138は、概ねVDDに等しい比較的一定な電圧に充電され、スイッチ100の駆動回路に対する電圧源として機能する。コンデンサ106に印加される電圧が、ターンオン閾値電圧(例えば、12ボルト)を超えると、IC109は、その動作(発振/スイッチング)状態に入り、結果として、スイッチ100と112は、おのおの、コイル75とコンデンサ80によって決定される共振周波数よりも十分に高い周波数にて、導通状態と非導通状態の間で行き来する(スイッチングする)。
IC109は、最初、インバータ60がいったん発振を開始すると、予熱サイクル(つまり、予熱状態)に入る。接合点110の電圧は、スイッチ100と112のスイッチング状態に依存して、約0ボルトとVDCとの間で変動する。コンデンサ115と118は、接合点110の所の電圧の昇降速度を遅くし、これによって、スイッチング損失およびインバータ60によって生成されるEMIのレベルを低減する機能を持つ。ツェナーダイオード121が、接合点116の所に、脈動電圧を生成するが、これは、ダイオード123によってコンデンサ106に加えられる。この結果として、例えば、10〜15ミリアンペアの比較的大きな動作電流が、IC109のピンVDDに供給される。コンデンサ126は、DC電圧成分がランプ85に加えられるのを阻止する。ピンVLが、高値の論理レベルとなり、このために、スイッチ82がターンオンされる。コンデンサ81が、こうして、コンデンサ80と並列に置かれる。コイル75と、コンデンサ80と81の並列な組合せによって、共振回路が形成される。
この予熱サイクルにおいては、ランプ85は、非点灯状態にある。つまり、ランプ85内に放電は生成されていない。IC109の初期動作周波数は、約100kHzであるが、これは、抵抗156とコンデンサ159と、スイッチ100と112の逆のダイオード導通時間によって設定される。IC109は、この動作周波数を直ちにIC内部に設定される速度で低減する。周波数の低減は、RINDピンの所で検出される抵抗162に印加される電圧が−0.4ボルト(つまり、0.4ボルトの負のピーク電圧)になるまで継続される。スイッチ100と112のスイッチング周波数は、RINDピンの所で検出される電圧を、−0.4ボルトに維持するように調整され、この結果として、接合点110の所に約80〜85kHzの比較的一定な(予熱周波数として定義される)周波数が得られる。比較的一定なRMS電流が、コイル75に流れるが、これは、巻線76と77への結合を通じて、ランプ85のフィラメント(つまり、陰極)を、ランプ85の、その後の点弧のために事前に十分にプリコンディションする(予熱する)と同時に、ランプの寿命を延命するのに寄与する。予熱サイクルの継続期間は、コンデンサ165によって設定される。コンデンサ165の値が0になると(つまり、オープンされると)、実質的にフィラメントの予熱は行なわれなくなり、こうして、ランプ85の瞬間的な始動動作が達成される。
予熱動作の終了がコンデンサ165によって決定されると、ピンVLの論理レベルは低値となり、結果として、スイッチ82がターンオフされる。コンデンサ81は、もはや、コンデンサ80と並列に接続された状態ではなくなる。IC109は、すると、IC109の内部に設定される予熱のためのスイッチング周波数から、無負荷共振周波数(つまり、ランプ85が点弧される前のコイル75とコンデンサ80の共振周波数、例えば、60kHz)に向って下方に掃引を開始する。スイッチング周波数が共振周波数に接近すると、ランプ85に印加される電圧が急速に上昇し(例えば、600〜800のピークボルトに達し)、ランプ85を点弧するのに十分な状態となる。ランプ85がいったん点灯すると、これを通って流れる電流が、数ミリアンペアから、百ミリアンペアに上昇する。抵抗153を流れる電流は、このランプ電流に等しく、これが、ピンLI1とLI2の所で、抵抗168と171を用いて分圧しこれらの間の電流差に基づいて検出される。抵抗174と177の分圧器構成によって係数を掛けられたランプ85の電圧が、ダイオード180とコンデンサ183によって検出され、この結果として、ピークランプ電圧に比例するDC電圧が、接合点181の所に生成される。接合点181の所のこの電圧は、抵抗189によって電流に変換され、ピンVLに送られる。
ピンVLに送られた電流は、IC109内で、ピンLI1とLI2の間の差電流と掛けられ、この結果として、整流されたAC電流が、ピンCRECTから、コンデンサ192と抵抗192の並列な組合せへと供給される。コンデンサ192と抵抗195は、この整流されたAC電流を、ランプ85の電力に比例するDC電圧に変換する。CRECTピンの所の電圧は、IC109内に含まれるフィードバック回路/ループによって、DIMピンの所の電圧と等しくなるように強制される。この結果として、ランプ85によって消費される電力が調整される。
ランプ85の照度の所望のレベルは、DIMピンの所の電圧によって設定される。このフィードバックループは、ランプ電圧検出回路と、ランプ電流検出回路を含むが、これらについては後に詳細に説明する。半ブリッジインバータ60のスイッチング周波数は、このフィードバックループに基づいて調節され、これに従ってCRECTピンの電圧が、DIMピンの所の電圧に等しくされる。CRECT電圧は、0.3ボルト〜3.0ボルト(つまり、1:10の比)の間で変動する。DIMピンの所の電圧が、3.0ボルトより上昇する度に、内部的に3.0ボルトに制限(クランプ)され、0.3ボルトより落ちる度に、内部的に0.3ボルトに制限される。DIMピンの所の電圧は、DC電圧である。DIM制御回路211に加えられる1〜10ボルトの照度制御入力は、変圧器T、抵抗206、212、ダイオード203、コンデンサ213、215の組合せによって、0.3〜3.0ボルトの信号に変換され、DIMピンに加えられる。変圧器Tは、DC制御入力信号のインバータ60内の高電圧からのガルバニック絶縁を達成する。DIMピンの所に供給する信号は、さまざまな異なる方法を用いて生成することができる。例えば、AC入力ライン電圧の位相の一部分を遮断する位相角調光方式を用いることもできる。これら方法においては、入力ライン電圧の遮断位相角度がDC信号に変換され、これがDIMに供給される。
CRECTピンの所の電圧は、ランプ85が点弧されたときは0である。ランプ電流が蓄積されると、CRECTピンの所に生成される電流(これは、ランプ電圧とランプ電流の積に比例する)によって、コンデンサ192が充電される。インバータ60のスイッチング周波数は、CRECTピンの所の電圧が、DIMピンの所の電圧と等しくなるまで低減あるいは増加する。調光レベルが全(100%)光出力に設定された場合は、コンデンサ192は、3.0ボルトに充電され、このために、CRECTピンの電圧は、フィードバックループに基づいて、3.0ボルトに上昇する。電圧の上昇の際、フィードバックループは、後に詳細に説明するように開かれる。CRECTピンの電圧が、いったん約3.0ボルトに達すると、フィードバックループは閉じられる。同様に、調光レベルが最小の光出力に設定された場合は、コンデンサ192は、0.3ボルトに充電され、これによって、CRECTピンの電圧が、フィードバックループに基づいて、0.3ボルトに上昇する。一般的には、DIMピンの所の0.3ボルトは、全光出力の10%に対応する。全光出力の1%に達する深い調光のためには、外部オフセット198(これは、深い調光が必要でない場合は必要とされない)を採用することで、DIMピンの所のこの0.3ボルトが、全光出力の1%に対応するようにされる。調光レベルが最小光出力に設定された場合は、CRECTコンデンサは0.3ボルトに充電され、これを超えるとフィードバックループが閉じる。
点弧の際に暗く調光されるように設定された従来のランプは、典型的には、点弧フラッシュを起こす。点弧の後に、高レベルの電力を、不必要に長期間ランプに供給することによって、要望される照度レベルより高い光のフラッシュが発生する。従来の安定器点弧スキームでは、このような方法にて、つまり、高レベルの電力を、不必要に長期間ランプに供給することによってランプが間違いなく点灯することを確保する。ただし、本発明によると、点弧フラッシュが最低限に押さえられる。本発明によると、低調光設定に対して、点弧の後の高い光の状態の継続期間が大幅に短縮され、望ましくない光のフラッシュが目に与える影響が最小限に押さえられる。この点弧フラッシュの実質的な回避は、フィードバックループを使用することで、点弧の後に直ちに、ランプ85に供給される電力レベルを低減することによって達成される。
図3に示すように、IC109は、電力調節および照度制御回路250を含む。ピンLI1とLI2の間の差分電流は、能動整流器300に供給される。能動整流器300は、ダイオードブリッジではなく、内部フィードバックを持つ増幅器を採用することによって、AC波形を全波整流することで、通常ダイオードと関連する電圧降下を回避する。電流源303は、能動整流器300の出力に応答して、ランプ85を流れる電流を表す整流された電流ILDIFFを生成し、これを、電流掛算器306に、2つの入力の一つとして供給する。
予熱の際、PチャネルMOSFET331はターンオンされ、NチャネルMOSFET332はターンオフされ、これによって、VLピンがピンVDDの電位まで引き上げられる。予熱サイクル(例えば、1秒の継続期間)の終端において、PチャネルMOSFET331はターンオフされ、NチャネルMOSFET332はターンオンされ、これによって、インバータ60の電力調節および照度制御動作が遂行される。予熱サイクルの後は、電流は、VLピンとNチャネルMOSFET332を通って流れ、抵抗333によって係数を掛けられる(スケーリングされる)。電流源(つまり、電流増幅器)336は、VLピンからの係数を掛けられた電流に応答して、電流信号IVLを生成する。電流クランプ回路339は、電流信号IVLの最大レベルを制限する。この制限された電流信号が掛算器306の他方の入力に供給される。電流源309は、掛算器306の出力に応答して、電流ICRECTを出力し、この電流が、CRECTピンと、エラー増幅器312の非反転出力との両方に供給される。図2に示すように、コンデンサ192と抵抗195が、CRECTピンの所の整流されたAC電流をDC電圧に変換する。
図3に再び戻り、DIMピンの所のDC電圧は、電圧クランプ回路315に供給される。電圧クランプ回路315は、CRECTピンの所の電圧を、0.3ボルト〜3.0ボルトの範囲に制限する。電圧クランプ回路315の出力は、エラー増幅器312の反転出力に供給される。エラー増幅器312の出力は、電流源345を流れる電流IDIFのレベルを制御する。電流比較器348は、電流IDIFを、基準電流IMIN、並びに電流IMODと比較し、大きな方の電流信号を出力する。IMOD電流は、スイッチコンデンサ積分器327によって制御される。電流比較器348によって出力された電流は、制御信号として機能しCCO318の発振(スイッチング)周波数を決定する。ランプが点弧したとき、CRECTピン電圧と、IDIF電流は、0になる。比較器348の出力は、IMIN、IDIF、IMODの内の最大の電流レベルを選択するが、ここでは、IMODを選択する。CRECTピンの電圧が、DIMピンの所の電圧まで構築されるにつれて、IDIF電流が増加する。そして、IDIF電流がIMOD電流を超えると、比較器348の出力は、IDIF電流に等しくなる。
エラー増幅器312の所にフィードバックループが置かれる。これは、CRECTピンの所の電圧を、DIMピンの所の電圧に等しくするためのIC109の内側あるいは外側の任意の要素から構成される。DIMピンの所の電圧が、0.3ボルトより低い場合は、0.3ボルトのDC電圧がエラー増幅器312の反転入力に加えられる。DIMピンの所の電圧が、3.0ボルトを超えた場合は、3.0ボルトがエラー増幅器312に加えられる。DIMピンに加えられる電圧は、ランプ85の調光レベルの最大と最小の間の要望される10:1なる比を達成するために、0.3ボルト〜3.0ボルトの範囲とすることを必要とされる。掛算器306への入力は、電流クランプ回路339によって制限され、これによって、掛算器306に正しくスケーリングされた電流が入るようにされる。
CCO318の周波数は、比較器348の出力に応答して、半ブリッジインバータ60のスイッチング周波数を制御する。比較器348は、予熱および点弧掃引の際に、CCO318にIMODを供給する。比較器348は、CCO318に、定常状態動作の際に、IDIF電流を供給する。CCO318は、比較器348によってIMIN電流が出力されると、これに応答して、最小スイッチング周波数を制限する。この最小スイッチング周波数は、IC109の外部に、それぞれ、ピンCFとピンRREFの所に置かれるコンデンサ159と抵抗156とにも依存する。インバータ60は、CRECTピンの電圧が、DIMピンの電圧と同一の電圧に達すると、閉ループ動作となる。エラー増幅器312は、比較器348によって出力されるIDIF電力を調節することで、CRECTピンの電圧を、DIMピンの電圧と概ね等しくなるように維持する。
共振コイル電流検出回路は、RINDピンの所の信号によって表される共振コイルの電流を監視し、インバータ60が、容量性モードあるいは近容量性モードの動作にあるか否かを決定する。インバータ60は、コイル75を流れる電流がスイッチ112に印加される電圧より先行する場合は、容量性モードの動作にある。一方、近容量性モードの動作においては、コイル75を流れる電流は、スイッチ112に印加される電圧に近づくが、ただし、まだ、先行するには至らない。例えば、コイル75とコンデンサ80とに基づいて、約50kHzの共振周波数が与えられるものと想定すると、近容量性モードの動作は、コイル75を流れる電流が、スイッチ112に印加される電圧より遅れるが、ただし、この遅れが約1マイクロ秒以内であるときに発生する。
共振コイル電流検出回路364によって、スイッチ100あるいはスイッチ110の順方向導通あるいはボディーダイオード導通(基板からドレインへの導通)が起こったか否かについても検出される。共振コイル電流検出回路364によって生成される信号IZEROb、つまり、フリップフロップ370のQ出力の所に生成される信号IZERObは、スイッチ100かスイッチ112のいずれかが順方向に導通した状態にある場合は、高値の論理レベルとなり、スイッチ100あるいは112のボディーダイオードが導通する場合は、低値の論理レベルとなる。信号IZERObは、CCO318のIZERObピンに供給される。信号IZERObが低値の論理レベルにあるときは、CFピンの所の波形は、実質的に一定なレベルとなる。信号IZERObが高値の論理レベルにあり、かつ、スイッチ100が導通している場合は、CFピンの所の電圧は、上昇を続ける。一方、信号IZERObが高値の論理レベルにあり、かつ、スイッチ112が導通している場合は、CFピンの所の電圧は、減少/低下を続ける。
共振コイル電流検出回路364によって生成される信号CM、つまり、ORゲート373によって生成される信号CMは、インバータ60のスイッチング周波数が近容量性モードの動作にある場合は、高値の論理レベルとなる。スイッチコンデンサ積分器327は、信号CMが高値の論理レベルであることに基づいて、電流源329の出力(つまり、IMOD電流)を増加させる。IMOD電流の振幅が増加すると、比較器348は、IMOD電流をVOC318に供給することとなり、このために、インバータ60のスイッチング周波数が増加する。共振コイル電流回路364による近容量性モードの動作の検出は、IC109のピンG1とG2の所に生成される各ゲート駆動パルスの立上がりエッジの際に、RINDピンの所の電圧波形の符号(+あるいは−)を監視することによって行なわれる。ゲートパルスG1の立上がりエッジの際にRINDピンの所の電圧波形の符号が+(正)である場合、あるいは、ゲートパルスG2の立上がりエッジが−(負)である場合は、インバータ60は、近容量性モードの動作にある。
NANDゲート376は、インバータが容量性モードにて動作している場合に高値の論理レベルとなるCMPANIC信号を出力する。いったん容量性モードが検出されると、IMOD電流のレベルは、スイッチコンデンサ積分器327の出力の急速な上昇に応答して、急速に上昇する。CCO318は、IMOD信号、抵抗156、コンデンサ159に基づいて、インバータ60を従来より速やかに(瞬間的に)その最大スイッチング周波数に上昇させる。容量性モードは、IC109のピンG1とG2の所に生成される各ゲート駆動パルスの立下がりエッジの際に、RINDピンの所の電圧波形の符号(+、−)を監視することによって検出される。ゲートパルスG1の立下がりエッジの際に、RINDピンの所の電圧波形の符号が−(負)の場合、あるいは、ゲートパルス2の立下がりエッジが+(正)の場合は、インバータ60は、容量性の動作モードにある。
回路379は、(ピンCPとアースとの間に接続された)コンデンサ165の値に応答して、ランプ85のフィラメントを予熱するための時間を設定し、インバータ60を、待機モードの動作に入れる。予熱サイクルの際、CPピンの所に2つのパルスが(1秒の継続期間)生成される。予熱サイクルの際、インバータ60のスイッチング周波数は、約80kHzである。予熱サイクルの終端において、信号IGNSTが高値の論理レベルとなり、点弧が開始される。つまり、点弧掃引が、下方に、スイッチング周波数において約80kHzからコイル75とコンデンサ85の共振周波数である約60kHz(無負荷共振周波数)に向けて行なわれる。この点弧掃引は、例えば、10kHz/ミリ秒の速度とされる。
IC109は、共振コイル75を流れる電流の振幅を調節する。この電流がRINDピンの所で検出される。RINDピンの所の電圧の大きさが0.4を超えると、比較器448によって出力されるPCが、高値の論理レベルとなり、スイッチコンデンサ積分器327の出力によって、IMOD電流のレベルが調節される。つまり、RMSスイッチング周波数が増加し、この結果、共振コイル75を流れる電流の振幅が低減される。RINDピンの所の電圧の大きさが0.4以下に落ちると、信号PCが、低値の論理レベルとなり、スイッチコンデンサ積分器327の出力によって、IMOD信号のレベルが調節され、つまり、スイッチング周波数が低減され、結果として共振コイル75を流れる電流が増加する。こうして、共振コイル75を流れる電流の調節が達成され、これによって、予熱の際に、ランプ85の各フィラメント間の電圧が実質的に一定にされる。別の方法と正して、コンデンサ(図示せず)を各フィラメントと直列に入れることによって、予熱の際に、フィラメントを通じて実質的に一定な電流が流れるようにすることも可能である。
回路379は、さらに、点弧タイマを含む。これは、予熱サイクルが過ぎたときに開始される。いったん起動されると、CPピンの所に1つのパルスが生成される。このパルスの後に、インバータの容量性モードの動作、あるいは、ランプ85に印加される過電圧状態のいずれかが検出された場合は、IC109は、待機モードの動作に入る。待機の際に、CCO318は、発振することを止め、この結果、スイッチ112は導通状態に維持され、スイッチ100は非導通状態に維持される。待機モードの動作から出るためには、IC109への供給電圧(つまり、ピンVDDに供給される電圧)を、少なくともターンオフ閾値(例えば、10ボルト)以下に落とし、次に、少なくともターンオン閾値(例えば、12ボルト)に上げることが必要とされる。
予熱タイマは、シュミットトリガ回路400(つまり、ヒステリシスを持つ比較器)を含む。これは、CP波形のトリッピング(トリガ)ポイントを設定する。これらトリッピングポイントは、シュミットトリガ回路400の入力に加えられるシュミットトリガ回路をオンオフトリガするための電圧を表す。スイッチ403は、導通状態においては、コンデンサ165を放電するための経路となる。スイッチ403は、シュミットトリガ回路400によってパルスが生成される度に各パルスの継続期間だけ導通状態となる。コンデンサ165は、CPピンの所の電圧がシュミットトリガ回路400によって設定される上側トリッピング(トリガ)ポイントを超えると放電する。放電経路には、CPピン、スイッチ403、アースが含まれる。コンデンサ165は、電流源388によって充電される。NANDゲート376の所にCMPANIC信号が生成されることによって容量性モードの動作が検出されると、スイッチ392がターンオンされる。コンデンサ165は、こうして電流源391によって充電される。コンデンサ165を充電する電流は、容量性モードの動作が検出されると10倍高くなる。CPピンの所の電圧は、シュミットトリガ回路400の上側トリッピングポイントに容量性モードでない場合の十分の一の時間で達する。従って、CPピンの所のこれらパルスは、容量性モードの動作が検出されたときの方が容量性モードの動作が検出されないときより10倍短かくなる。このために、IC109は、スイッチング周波数の増加によって容量性モードの状態を排除できない場合は、短期間で待機モードの動作に入る。
予熱タイマは、さらに、カウンタ397を形成するD−タイプフリップフロップを含む。NANDゲート406の出力は、信号COUNT8bを生成するが、これは、点弧期間の終端において、低値の論理レベルとなる。ゲート412は、ランプ85の間に過電圧最小閾値状態(これはOVCLK信号によって表される)、あるいはインバータの容量性モードの動作(これは信号CMPANICによって表される)が検出されると、高値の論理レベルを出力する。ゲート415の出力が高値の論理レベルになると、スイッチ403がターンオンされ、結果としてコンデンサ165が放電される。
上述のように、予熱サイクルに続いて、VLピンを流れる入力電流が、電流源336を通じて掛算器306に、電力調節および照度制御の目的で供給される。VLピンからの入力電流は、それぞれ、電流源417、電流源418、電流源419を通じて、比較器421、424、427の非反転入力にも供給される。
比較器421は、ランプ電圧が過電圧最小閾値を超えたことを検出すると、これに応答して、点弧タイマを起動する。過電圧最小閾値状態が、点弧タイマが満了した後も存在する場合は、IC109は、待機モードの動作に入る。Dタイプフリップフロップ430は、比較器421の出力を、ピンG2の所に生成されるゲートパルスの立下がりエッジにおいてクロックする。第1の点弧掃引の際にランプ電圧が過電圧最小閾値を超えた場合は、Dタイプフリップフロップ433、ANDゲート436、NORゲート439の論理的結合によって、スイッチ(NチャネルMOSFET)440が開き、このために、ICRECT信号が阻止される。フリップフロップ433のD入力は、内部ノード385に結ばれる。予熱サイクルの終端において過電圧最小状態が検出された場合は、フリップフロップ433のD入力は、高値の論理レベルとなる。フリップフロップ433の出力は、D入力の所の高値の論理レベルに応答して低値の論理レベルとなり、この結果として、ゲート439の出力は低値の論理レベルに切り替わる。スイッチ440が開き、これによって、ICRECT信号がCRECTピンに達することが阻止される。ICRECT信号がCRECTピンに達することを阻止されると、コンデンサ192は、抵抗195を通じて放電する。外部オフセット198が用いられない場合は、完全な放電が起こる。図2に示すようにオフセット198が用いられる場合は、部分的な放電が起こる。いずれの場合も、コンデンサ192の放電のために、CRECTピンの所の電圧が下がり、フィードバックループが閉じないことが保証される。予熱サイクルの際、内部ノード385の所のIGNST信号は低値の論理レベルとなる。従って、予熱サイクルの際、NORゲート439は、スイッチ440をターンオフする。ICRECT信号がエラー増幅器312に加えられたり、あるいはCRECTピンから流れ出ることで、コンデンサ192が充電されることはない。
予熱サイクルが完了後直ちに起こる点弧掃引がいったん開始されると、IGNST信号が高値の論理レベルとなる。すると、スイッチ440がターンオンされ、点弧掃引を通じて比較器421によって過電圧最小閾値(点弧の際にランプ85に加えられる最大電圧の約半分)が検出されない限りターンオンされた状態にとどまる。点弧掃引の際、スイッチング周波数は低下し、結果としてランプ85に印加される電圧と、検出ランプ電流が増加する。ICRECT信号の振幅が増加し、このために、コンデンサ192が充電され、結果としてCRECTピンの所の電圧が増加する。低い照度レベルにおいては、CRECTピンの所の電圧が、DIMピンの所の電圧と等しくなることがあり得る。なんらかの介入なしには、エラー増幅器312は、これら2つの電圧の間に検出せず、このために、ランプ85の点弧が正常に行なわれる前に、このフィードバックループが時期尚早に閉じてしまうこととなる。
フィードバックループが時期尚早閉じてしまうことを回避するために、点弧掃引の間、ゲート439は、スイッチ440をターンオフし、比較器421によって過電圧最小閾値が存在することが検出されている限り、スイッチ440をターンオフされた状態に維持する。ICRECT信号がCRECTピンに到達することが阻止されるために、CRECTピンの電圧が落ち、このために、低い照度レベルに設定されている場合でも、DIMピンの電圧と等しくなることが阻止される。こうして、フィードバックループは、点弧掃引の間は閉じないようにされ、これによって、正常な点弧を阻止することがないようにされる。点弧掃引の際に、好ましくは、スイッチ440は1度のみターンオフされる。これは、ランプ電圧が過電圧最小閾値に到達した時点で開始され、ランプ85が点弧するまで継続される。スイッチ440がターンオフされている間は、コンデンサ192は、抵抗195を通じて十分に放電でき、点弧掃引の際に、フィードバックループが時期尚早に閉じてしまうことが阻止される。
従来の安定器駆動スキームにおいては、ランプの始動を成功させるために、ランプに、高いレベルの電力が不要に長期間(例えば、最大数秒間)供給される。ランプを低いレベルの照度にて始動することを試みた場合、ランプに、高いレベル電力が不要に長期間供給され、この結果、点弧フラッシュと呼ばれる状態が発生する。この状態においては、潜在的に望まれるものより遥かに明るい光の瞬間的なフラッシュが起こる。
本発明によると、この点弧フラッシュが実質的に排除され、目立たない程度に、押さえられる。この点弧フラッシュの実質的な排除は、ランプ85に高いレベルの電力が供給される時間期間を短縮することによって達成される。より詳細には、ランプ85には、高いレベルの電力は、約1ミリ秒あるいはそれ以下の期間だけ供給され、ランプの点灯の後は、電力の大きさが低減される。このランプ電力の速やかな低減は、過電圧状態を監視することで、より詳細には、スイッチ440が再び閉じる前に、ランプ電圧が過電圧最小閾値以下に落ちる時期を比較器421によって決定することによって達成される。この過電圧最小閾値以下へのランプ電力の低下は、ランプ85の点弧が成功すると直ちに発生する。換言すれば、点弧フラッシュが発生し易い深い調光レベルにおいては、最初に、ランプ電圧が過電圧最小閾値に以上に達する時期を検出し、続いて、ランプ電圧が過電圧最小閾値以下に落ちる時期を検出することによって点弧フラッシュが回避される。
比較器424の出力は、ランプ電圧が過電圧最大閾値(例えば、過電圧最小閾値の二倍)を超えると、高値の論理レベルとなる。比較器424の出力が、高値の論理レベルにあり、かつ、近容量性のモードは検出されない場合は、スイッチコンデンサ積分器327は、CCO318の発振周波数、従って、スイッチング周波数を、Dタイプフリップフロップ445のQ出力が高値の論理レベルとなることに基づいて(つまり、フリップフロップ445によって出力される信号FI(周波数増加)が高値の論理レベルとなることに基づいて)、一定な速度(例えば、10kH/ミリ秒の掃引速度)にて増加させる。このために、インバータ60のスイッチング期間が低減される。他方、比較器424の出力が高値の論理レベルにあり、かつ近容量性の状態が検出された場合は、スイッチコンデンサ積分器327は、CCO318の発振周波数、従って、スイッチング周波数を、NANDゲート442の出力が高値の論理レベルになるのに基づいて(つまり、NANDゲート442によって出力される信号FSTEP(周波数ステップ)が高値の論理レベルになるのに基づいて)直ちに(例えば、10マイクロ秒以内に)、最大値(例えば、100kHz)に増加させる。こうしてCCO318が最大発振値となったのに応答して、インバータ60のスイッチング期間は、最小時間間隔(例えば、10マイクロ秒)に短縮される。
比較器427の出力は、ランプ電圧が、過電圧パニック閾値を超えた場合(つまり、過電圧最大閾値以上となった場合)、高値の論理レベルとなる。比較器427の出力が高値の論理レベルになると、スイッチコンデンサ積分器327は、CCO318のスイッチング周波数を、NANDゲート442の出力が高値の論理レベルであることに基づいて(つまりNAND442によって出力される信号FSTEP(周波数ステップ)が高値であることに基づいて)、直ちに最大値に増加させる。
ゲート駆動回路320は、当分野において周知であり、米国特許第5,373,435号においてより詳細に説明されている。このため、ゲート駆動回路の説明については、米国特許第5,373,435号を参照されたい。IC109のピンFVDD、G1、S1、G2は、米国特許第5,373,435号の図1に示されるノードP1、P2、P3、GLに対応する。この明細書の図3に示す信号G1LとG2Lは、それぞれ、米国特許第5,373,435号における上側ドライブがオンのときの端子INLの所の信号と、コントローラとレベルシフタとの間の所の信号に対応する。
電圧レギュレータ592は、約5ボルトの出力電圧を生成するバンドキャップレギュレータ595を含む。レギュレータ595は、広範囲の温度および供給電圧(VDD)を通じて実質的に独立的である。シュミットトリガ回路(つまり、ヒステリシスを持つ比較器)598の出力は、ここでは、LSOUT(low supply out)信号と呼ばれ、供給電圧の状態を識別する。VDDピンの所の入力供給電圧がターンオン閾値(例えば、12ボルト)を超えると、LSOUT信号は低値の論理レベルとなる。VDDピンの所の入力供給電圧がターンオフ閾値(例えば、10ボルト)以下に落ちると、LSLOT信号は、高値の論理レベルとなる。始動の際、LSOUT信号は、高値の論理レベルであり、これは、ラッチ601のSTOPOSC信号と呼ばれる出力を、高値の論理レベルにセットする。CCO318は、STOPOSC信号が高値の論理レベルになると、これに応答して、CCO318が発振するのを停止させ、CFピンを、バンドギャップレギュレータ595の出力電圧に等しく設定する。
VDDピンの所の供給電圧が、ターンオン閾値を超えると、LSOUT信号は低値の論理レベルとなる。すると、STOPOSC信号は低値の論理レベルとなる。CCO318は、STOPOSC信号が低値の論理レベルになると、これに応答して、インバータ60をここに説明されるスイッチング周波数にて発振するように駆動し、この結果、実質的な台形の波形がCFピンに加えられる。VDDピンの電圧が、ターンオフ閾値以下に落ち、ピンG2の所のゲート駆動信号が高値の論理レベルになると、CCO318は、発振を止め、スイッチ100、112は、それぞれ、非導通状態、導通状態に維持される。
ラッチ601の出力は、NORゲート604の出力が高値の論理レベルとなった場合も、高値の論理レベルとなり、結果として、CCO318は、発振を停止し、待機モードの動作となる。NOIGN信号として識別されるNORゲート604の出力は、点弧期間が過ぎた後に、ランプ85に印加される過電圧状態、あるいは、インバータの容量性モードの動作のいずれかが検出されると、高値の論理レベルとなる。ランプ85が回路から除去された場合は、これらの状態のいずれかが発生し、ランプ85が点弧することに失敗した場合は過電圧状態が発生する。
VLピンは、ランプ電力を調節することでランプが過電圧状態になるのを保護するとともに、予熱と通常の調節との区別のための出力ドライブ(信号)を提供するために用いられる。VLピンへの入力は、ランプ電圧(例えば、ピークあるいは整流された平均)に比例する電流である。VLピンの電流は、掛算器306に結合される。掛算器306は、上述のように、ランプ電流とランプ電圧の積を表す信号をランプ電力を調節するために生成する。VLピンの電流は、過電圧状態を検出するために、比較器421、424、427にも結合される。ただし、予熱サイクルの際は、ランプ85にはまだ完全な点弧放電が存在しないために、ランプ電力を調節する必要はない。予熱サイクルの際は、インバータ60は、コイル75とコンデンサ80の無負荷LCトランク回路の共振周波数より遥かに高い周波数にて動作する。予熱サイクルの際のこの高い周波数の結果として、ランプ85に印加される電圧は低く保たれ、これによって、安定器10内の要素、あるいはランプ85が損傷することが防止される。
予熱サイクルの際、PチャネルMOSFET331はターンオンされ、NチャネルMOSFET332はターンオフされ、このために、VLピンは、VDDピーンと同一の電位となる。VLピンは、従って、予熱サイクルの際は、高値の論理レベルとなり、その他においては(例えば、点弧状態および待機状態の際は)、低値の論理レベルとなる。VLピンの所のこの二つの異なる論理レベルは、インバータ60が、予熱モードにおいて動作しているか、非予熱モードにて動作しているかを識別する。
予熱サイクルの際にVLピンの所の論理レベルが高値になると、NチャネルMOSFETスイッチ82がターンオンされる。すると、コンデンサ81が、コンデンサ80と並列になる。コンデンサ81が加えられるために、無負荷共振周波数が低下し、結果として、予熱の際はランプ85には低い電圧が加えられる。いったん予熱サイクルが終わると、スイッチ82が、VLピンの所の論理レベルが低値になることによってターンオフされる。コンデンサ81はもはやコンデンサ80と並列ではなくなり、無負荷共振周波数が上昇する。点弧掃引の際は、電圧が一層容易に上昇し、ランプを点弧するために十分に高い電圧がランプ85に加えられる。
予熱サイクルの際は、IC109は、VLピンの所の電圧によって表されるランプ85に印加される電圧を検出する必要はない。従って、予熱期間においては、VLピンは、スイッチ82を導通状態にスイッチするために用いられる。ただし、予熱サイクルが終わると、過電圧状態と、ランプ電力を監視することが必要となるが、VLピンの所の電圧によって反映されるランプ電圧を検出することによって行なわれる。VLピンの所の電圧は、予熱サイクルが終わると、低値の論理レベル、典型的には、約0〜800ミリボルトの範囲となり、このために、スイッチ82はターンオフさせる。こうして、IC109が予熱モードにて動作しているか否かを表すVLピンの所の論理レベルによって、共振タンク回路の構成が制御される。VLピンを、さらに、IC109の外側の他の要素のスイッチングを制御することで、それらの要素の動作を入れたり切ったりするために使用し、これによって、予熱状態の際あるいは予熱後のインバータ60あるいはランプ85の性能を制御することも可能である。
インバータ60は、コイル75を通じて電流が位相においてスイッチ112間の電圧よりも先行する場合は、容量性モードの動作にある。一方、近容量性のモードにおいては、コイル75を流れる電流はスイッチ112に印加される電圧より若干、所定の時間期間(例えば、典型的には約1マイクロ秒)の範囲内で遅れる。換言すれば、コイル75を流れる電流は、スイッチ112に印加される電圧より、所定の位相差内で遅れる。
容量性モードの動作に入らないように、あるいは既に容量性モードの動作にある場合は、容量性モードからできるだけ速やかに脱出するようにインバータ60のスイッチング周波数を移動させるために、ランプ電流を、2つのゲート電圧の異なる一つと、1インバータスイッチング周期の二分の一サイクル毎に比較することで、位相差が決定される。これとは対照的に、従来の容量性モード保護スキームにおいては、容量性モードの動作と、近容量性モードの動作とが区別されず、従って、これらモードが検出されたときの補償が過剰となったり、不十分であったりした。
容量性モード状態には、例えば、ランプ85が負荷70から取り除かれた場合に、非常に速く入る。いったん容量性モードに入ると、スイッチングトランジスタ(例えば、スイッチ100、112)への損傷が直ちに起こり、これは、従来の保護スキームでは通常回避することができない。
本発明によると、近容量性モードの状態は、ピンG1とG2の所に生成される各ゲートパルスドライブ(信号)の立上がりエッジの際に、RINDピンの所の電圧波形の符号を監視することによって決定される。いったん、近容量性モードの動作と、過電圧最大閾値の両方が検出されると、CCO318は、直ちに(例えば、10マイクロ秒以内に)その最大値(最大スイッチング周波数)に増加する。
容量性モードの状態は、それぞれ、ピンG1とG2の所に生成される各ゲートパルスドライブ(信号)の立下がりエッジの際に、RINDピンの所の電圧波形の符号を監視することによって決定される。いったん容量性モードの動作が検出されると、CCO318は、直ちに(例えば、10マイクロ秒内に)その最大値(最大スイッチング周波数)に増加し、これによって、インバータ60が、スイッチ112の間にこの非導通状態の際に生成される電圧が位相においてコイル75を流れる電流より先行する誘導性モードにて動作することが確保される。この最大発振(スイッチング)周波数は、無負荷共振周波数より十分に高いことが必要とされ、典型的には、CCO318のこの最大周波数(つまり、スイッチング期間の最小時間間隔)は、インバータ60の初期動作周波数(例えば、100kHz)と同一に設定される。
上述から容易に理解できるように、IC109は、インバータ60が、長期間に渡って、容量性モードあるいは近容量性モードにて動作することを制限する。インバータ60は、インバータ60が容量性モードと近容量性モードのいずれか状態にあることをより迅速に決定することによって、これら両方のモードの動作から直ちに脱出する。このより迅速な応答時間は、容量性モードあるいは近容量性モードの動作が存在するか否かを決定するために、各スイッチング周期において生成される少なくとも一つ、好ましくは、全ての駆動信号を検出することによって達成される。容量性モードが検出された場合は、インバータのスイッチング期間が、直ちに、その最小時間間隔に低減され、つまり、その最大のスイッチング周波数に増加され、これによって、瞬間的に誘導性モードの動作に移動することが確保される。一方、近容量性モードが検出された場合は、インバータのスイッチング周波数は、IC109内に設定される定な速度にて低減される。
こうして、上述の目的並びにこれまでの説明から明らかにされたさまざまな目的が、効率的に達成されることが理解できる。ただし、上述の方法および構成に対するさまざまな変更が本発明の精神および範囲から逸脱することなく可能であり、上述の説明において言及あるいは付録の図面に示される全ての事項は、単に解説のためのものであり、制限を意味するものではない。
さらに、以下の請求の範囲は、ここに説明された本発明の一般的な特徴と特定な特徴、並びに、言葉上、これら両極端の中間に入ると考えられる本発明の範囲の全ての記述を網羅することを意図する。
Claims (8)
- コンデンサに結合され、動作の際は、ランプに結合されるコイルを含む、ランプに電力を供給するための安定器であって、この安定器が:
第1の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で振動する第1のスイッチング素子と、第2の駆動信号に応答してその導通状態と非導通状態との間で振動するための第2のスイッチング素子とを含むインバータであって、これによって電力が前記ランプに供給され、各スイッチング素子の間にそれらの非導通状態において電圧が生成され、電流がコイルを通じて流れ、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とは、トーテムポール構成を形成するように互いに直列に接続されているインバータと;
スイッチング期間の間に、前記第1と第2の駆動信号を生成するための駆動回路であって、第1の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路を含む、駆動回路と;
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧より所定の位相差の範囲内で遅れる近容量性モードを検出し、第1の容量性モード信号を生成するための第1の容量性モード監視手段と;
前記第1の容量性モード信号の存在に応答して前記第1の制御信号を生成するための手段を含む制御手段と;
を備え、特徴として、この安定器がさらに
前記コイルを流れる電流が、前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧よりも位相において先行することを検出し、このとき、第2の容量性モード信号を生成するための第2の容量性モード監視手段と;
前記制御手段内に含まれ、前記第2の容量性モード信号の存在に応答して第2の制御信号を生成するための手段と;
前記駆動回路内に含まれ、前記第2の制御信号に応答して前記駆動信号の周波数を制御するための回路と、を備えたことを特徴とする安定器。 - 前記駆動信号の周波数の値は、前記第2の制御信号が生成された場合の方が、前記第1の制御信号が生成された場合よりも高いことを特徴とする請求の範囲1に記載の安定器。
- 前記駆動信号の周波数は、前記第2の制御信号が生成された場合に、前記駆動回路が前記第1および第2の駆動信号を生成することができる周波数のうちで最高の周波数に制御されることを特徴とする請求の範囲1あるいは2に記載の安定器。
- 前記第1の容量性モード監視手段は、各駆動信号の立上がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べ、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧との間の位相関係を決定するための手段をさらに含むことを特徴とする請求の範囲1、2、あるいは3に記載の安定器。
- 前記第2の容量性モード監視手段は、各駆動信号の立下がりエッジの際に前記コイルを流れる電流を表すサンプルを調べることで、前記サンプルと前記二つのスイッチング素子のいずれかに印加される電圧との間の位相関係を、前記サンプルの極性に基づいて決定するための手段をさらに含むことを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
- 前記駆動回路は、前記ランプに印加される電圧が所定の閾値以上であることを検出し、過電圧信号を生成するための過電圧監視手段をさらに含み、前記制御手段は、前記過電圧信号と前記第1の容量性モード信号の両方の存在に応答して前記第2の制御信号を生成することを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
- 前記駆動信号の周波数は、前記第2の制御信号が生成された場合に、前記ランプの初期始動の際の前記駆動信号の周波数に等しくされることを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
- 前記駆動信号の周波数は、前記第1の制御信号が生成された場合に、あらかじめ定められた速度にて増加されることを特徴とする上記のいずれかの請求の範囲において記載の安定器。
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JPH10284266A (ja) * | 1997-04-03 | 1998-10-23 | Mitsubishi Electric Corp | 発光制御装置 |
US6020689A (en) * | 1997-04-10 | 2000-02-01 | Philips Electronics North America Corporation | Anti-flicker scheme for a fluorescent lamp ballast driver |
US5869937A (en) * | 1997-12-17 | 1999-02-09 | Motorola Inc. | High efficiency electronic ballast |
AU1755699A (en) * | 1997-12-23 | 1999-07-19 | Tridonic Bauelemente Gmbh | Electronic lamp ballast |
EP1047287A4 (en) * | 1998-05-11 | 2001-04-25 | Mitsubishi Electric Corp | DIMMER FOR FLUORESCENT LAMPS |
US6191966B1 (en) * | 1999-12-20 | 2001-02-20 | Texas Instruments Incorporated | Phase current sensor using inverter leg shunt resistor |
DE60111625T2 (de) | 2000-04-10 | 2006-05-04 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Leistungswandler mit einer steuerschaltung |
ATE309690T1 (de) | 2000-04-10 | 2005-11-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Evg mit spitzendetektion |
WO2001098853A1 (en) * | 2000-06-19 | 2001-12-27 | International Rectifier Corporation | Ballast control ic with minimal internal and external components |
US6362575B1 (en) | 2000-11-16 | 2002-03-26 | Philips Electronics North America Corporation | Voltage regulated electronic ballast for multiple discharge lamps |
US6724602B2 (en) | 2001-03-27 | 2004-04-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Panic protection from fault conditions in power converters |
JP2005515589A (ja) * | 2001-12-21 | 2005-05-26 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 点弧及び動作制御がある電子バラスト |
DE10200047A1 (de) * | 2002-01-02 | 2003-07-17 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Vorschaltgerät für eine Lampe und Verfahren zum betreiben eines Vorschaltgeräts für eine Lampe |
US6720741B2 (en) * | 2002-02-01 | 2004-04-13 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Electronic ballast having open circuit in output |
DE10225881A1 (de) * | 2002-06-11 | 2004-01-08 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Entladungslampenbetriebsschaltung mit Schaltung zur Detektion der Nähe zu einem kapazitiven Betrieb |
DE10225880A1 (de) * | 2002-06-11 | 2003-12-24 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Entladungslampenbetriebsschaltung mit einer Stromregelschaltung und einer Schaltung zur Detektion der Nähe zu einem kapazitiven Betrieb |
JP3919624B2 (ja) * | 2002-07-24 | 2007-05-30 | 三菱電機株式会社 | パワーデバイス駆動回路 |
US6762569B1 (en) * | 2003-01-10 | 2004-07-13 | Henkel Corporation | Constant light output circuit and electrical components based thereon |
DK1622630T3 (da) * | 2003-05-07 | 2012-12-17 | Osteologix As | P009368epdk1 |
ES2275218T3 (es) * | 2003-05-07 | 2007-06-01 | Osteologix A/S | Sales de estroncio hidrosolubles para el tratamiento de afecciones de cartilagos y/o huesos. |
CN1806383B (zh) * | 2003-06-19 | 2011-09-28 | Nxp股份有限公司 | 用于确定开关电路中反射功率的方法和开关电路 |
ATE385624T1 (de) * | 2003-06-19 | 2008-02-15 | Nxp Bv | Schaltnetzteil |
US7443113B2 (en) * | 2003-12-02 | 2008-10-28 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Software controlled electronic dimming ballast |
WO2007044948A2 (en) * | 2005-10-12 | 2007-04-19 | International Rectifier Corporation | Dimmable ballast control integrated circuit |
US7414372B2 (en) * | 2005-10-24 | 2008-08-19 | International Rectifier Corporation | Dimming ballast control circuit |
JP4916711B2 (ja) * | 2005-12-09 | 2012-04-18 | ローム株式会社 | Dc/dcコンバータの制御回路、制御方法、およびそれを用いた発光装置ならびに電子機器 |
US7489531B2 (en) * | 2006-09-28 | 2009-02-10 | Osram Sylvania, Inc. | Inverter with improved overcurrent protection circuit, and power supply and electronic ballast therefor |
KR101386975B1 (ko) * | 2007-07-03 | 2014-04-21 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법 |
US8143763B2 (en) * | 2009-05-29 | 2012-03-27 | Rhk Technology, Inc. | Linear piezoelectric nano-positioner |
EP2285192A1 (en) * | 2009-07-13 | 2011-02-16 | Nxp B.V. | Preheat cycle control circuit for a fluorescent lamp |
CN102468763B (zh) * | 2010-11-17 | 2014-07-16 | 光宝电子(广州)有限公司 | 不对称直流对直流变换器的控制方法及控制模块 |
JP5828106B2 (ja) * | 2011-04-13 | 2015-12-02 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具 |
US9837913B1 (en) | 2016-04-20 | 2017-12-05 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Control method to avoid capacitive mode switching for resonant converters |
US11297698B1 (en) | 2017-07-28 | 2022-04-05 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Constant current led driver with light output modulation |
US11297697B1 (en) | 2017-07-28 | 2022-04-05 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Light modulating control method for dimming analog constant current LED driver |
US10952299B1 (en) | 2019-04-11 | 2021-03-16 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Power control method during input line voltage fluctuation |
US10743382B1 (en) | 2019-04-11 | 2020-08-11 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Closed loop frequency control method for a self-oscillating circuit |
US10945322B1 (en) | 2019-04-11 | 2021-03-09 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Lighting circuit and method for negative feedback control recovery in overload conditions |
US11122668B1 (en) | 2019-09-06 | 2021-09-14 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Power supply and power clamping method at high ambient temperatures |
US11381153B1 (en) | 2019-09-06 | 2022-07-05 | Universal Douglas Lighting America | Method to balance the secondary winding current to improve the current control stability |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1333408C (en) * | 1984-10-16 | 1994-12-06 | Calvin E. Grubbs | Electronic ballast circuit for fluorescent lamps |
JPH01218364A (ja) * | 1988-02-24 | 1989-08-31 | Matsushita Electric Works Ltd | インバータ装置 |
ATE103458T1 (de) * | 1988-04-20 | 1994-04-15 | Zumtobel Ag | Vorschaltgeraet fuer eine entladungslampe. |
US4952849A (en) * | 1988-07-15 | 1990-08-28 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controllers |
US5111118A (en) * | 1988-07-15 | 1992-05-05 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controllers |
JPH02199797A (ja) * | 1989-01-26 | 1990-08-08 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置 |
US5225741A (en) * | 1989-03-10 | 1993-07-06 | Bruce Industries, Inc. | Electronic ballast and power controller |
US5003230A (en) * | 1989-05-26 | 1991-03-26 | North American Philips Corporation | Fluorescent lamp controllers with dimming control |
JPH03169265A (ja) * | 1989-11-27 | 1991-07-22 | Matsushita Electric Works Ltd | インバータ装置 |
US5075599A (en) * | 1989-11-29 | 1991-12-24 | U.S. Philips Corporation | Circuit arrangement |
US5075602A (en) * | 1989-11-29 | 1991-12-24 | U.S. Philips Corporation | Discharge lamp control circuit arrangement |
JPH0473893A (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-09 | Hitachi Lighting Ltd | 放電灯点灯装置 |
JPH06111967A (ja) * | 1992-09-25 | 1994-04-22 | Toshiba Lighting & Technol Corp | 無電極ランプ点灯装置 |
US5373435A (en) * | 1993-05-07 | 1994-12-13 | Philips Electronics North America Corporation | High voltage integrated circuit driver for half-bridge circuit employing a bootstrap diode emulator |
JP3321997B2 (ja) * | 1994-07-12 | 2002-09-09 | 富士電機株式会社 | 放電灯点灯装置およびその保護停止回路 |
JPH08102389A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-04-16 | Toshiba Lighting & Technol Corp | 放電灯点灯装置および照明装置 |
US5559395A (en) * | 1995-03-31 | 1996-09-24 | Philips Electronics North America Corporation | Electronic ballast with interface circuitry for phase angle dimming control |
US5604411A (en) * | 1995-03-31 | 1997-02-18 | Philips Electronics North America Corporation | Electronic ballast having a triac dimming filter with preconditioner offset control |
US5550437A (en) * | 1995-04-06 | 1996-08-27 | France/Scott Fetzer Company | Electronic dimmable gas tube power supply with overvoltage protection |
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