CN1137607C - 镇流器 - Google Patents

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Abstract

逆变器驱动方案用于检测逆变器何时处于容性工作模式或近容性工作模式。对处于容性模式产生响应，开关频率立即增加到最大设置值。当检测到处于近容性工作模式时，开关频率以预定速率增加。在灯两端的电压处于过电压状态且同时处于近容性工作模式时，开关频率立即增加至最大设置值。

Description

镇流器
技术领域
本发明涉及一个为灯供电的镇流器，它具有一个与电容耦合、并且在工作过程中还与灯耦合的电感器，包括：
一个逆变器，包括响应于第一驱动信号以便在导通和不导通状态间振荡的第一开关装置，和响应于第二驱动信号以便在导通和不导通状态间振荡的第二开关装置，由此将能量传至灯，每一开关装置两端上的电压在其处于不导通状态时积累起来，电流流过电感器；
驱动电路，在一个开关周期内产生第一和笫二驱动信号，并且包括控制驱动信号频率的电路，该驱动信号是对第一控制信号的响应；
第一容性模式监视装置，用于检测流过电感器的电流滞后于两个开关装置之一上的端电压的相位差何时达到预定相差，并产生第一容性模式信号；
控制装置，包括产生第一控制信号的装置，该信号是对出现第一容性模式信号的响应。
背景技术
这样的镇流器例如在US 5,075,599中发表。当第一容性模式监视装置检测到流过电感器的电流滞后于两个开关装置之一上的端电压的相位差达到预定相差时，产生第一容性模式信号和第一控制信号。控制驱动信号频率的电路增加驱动信号的频率，直到第一容性模式监视装置检测到流过电感器的电流滞后于两个开关装置之一上的端电压的相位差超过预定值。设置预定相差使逆变器工作在感性工作模式而不是电容工作模式。
在感性工作模式中，负载两端的电压产生了流过负载的电流。在容性工作模式中，流过负载的电流产生负载两端的电压。当后者处于容性工作模式时，在逆变器的开关晶体管中将出现大功率损耗。损耗足够高，以至于毁坏开关元件以及逆变器中其它元件。因此非常希望把逆变器保持在感性工作模式。
容性工作模式产生的原因是负载一个或多个元件的特征在他们激活期间的改变。如果灯与负载断开或发生其它问题，也能产生容性工作模式。在很少的几个开关周期内，就能发生由容性工作模式产生的、对逆变器内的元件造成的毁坏。
在近容性工作模式中，流过负载的电流以预定的相差滞后于负载两端的电压。虽然逆变器没有工作在容性模式，但重要的是使逆变器远离它的现有开关频率以减小滑入容性工作模式的可能性。与容性工作模式相对照，对于该模式重要的是尽可能快地、尽可能远地离开现有的开关频率，而当在容性工作模式附近时，就不必要尽可能快速地改变逆变器的开关频率或尽可能远地使其远离现有开关频率。
发明内容
因而希望提供一种改进的灯镇流器，该镇流器能区分逆变器操作的容性模式和近容性模式。优选地，逆变器开关频率的增加速度和距现有开关频率的距离将反映出逆变器操作距容性模式有多近。
因而，开始段描述的镇流器的特征在于它还包括
第二容性模式监视装置，用于检测流过电感器的电流何时与两个开关装置中的一个上的端电压同相，并产生第二容性模式信号；
包括在控制装置中，用于产生响应于第二容性模式信号的第二控制信号的装置，和
包括在驱动电路中，用于控制响应于第二控制信号的驱动信号的频率的电路。
镇流器，通过区分电容和近容性工作模式，能以这样的方式调节每一种情形下的驱动信号频率，即在维持安全的镇流器操作时不会过补偿或欠补偿逆变器的开关频率。例如，如果产生第二控制信号时的驱动信号频率值高于产生第一控制信号时的驱动信号频率值，那么就能实现上述情况。当检测到容性工作模式时，例如可以把驱动信号的频率控制在最高频率，在此频率上，驱动电路能产生第一和第二驱动信号，当产生第二控制信号时。另外，当产生第二控制信号时，驱动信号频率可以等于在灯最初启动期间的驱动信号的频率。当检测到近容性模式时，可以以预定速率增加驱动信号的频率，当产生第一控制信号时。
在根据本发明的镇流器优选实施方案中，第一容性模式监视装置还包括用于检测代表在每一驱动信号的后沿期间流过电感器的电流的样本和判定在样本和两个开关装置之一上的端电压之间的相位关系的装置。与进一步优选方案类似，第二容性模式监视装置还包括用于检测代表在每一驱动信号的前沿期间流过电感器的电流的样本并根据样本的极性测定样本和两个开关装置之一上的端电压之间的相位关系的装置。可以发现第一和第二容性模式监视装置的这些实施方案是相对简单的和廉价的，并且功能可靠。
优选地，通过增加驱动电路过电压监视装置可以进一步提高电感器的安全性，该装置用于检测何时灯两端电压处于或高于预定的阈值以及产生过电压信号，控制装置产生第一控制信号作为对同时出现过电压信号和第一容性模式信号的响应。
根据发明的镇流器具有较好的结果，其中第一开关装置和第二开关装置串联在一起，构成一个推挽输出电路配置，所以逆变器包括一个桥路。
附图说明
为了更加完整地理解本发明，必须参照下列描述以及相应的附图，其中：
图一是一个示例了依照本发明的镇流器的框图；
图二是一个依照本发明的逆变器和辅助驱动控制电路的示意图；和
图三是一个作为图二中的驱动控制电路的积分电路的详细逻辑框图。
具体实施方式
在图一中示出，镇流器10由用A.C电源20代表的A.C电源线供电。镇流器10包括一个EMI滤波器30，一个全波二极管桥路40，一个预处理器50，一个逆变器60和一个驱动控制电路65。逆变器60的输出，作为镇流器10的输出，连至负载70，该负载包括与电容80和荧光灯85的并联组合串联的电感器75。EMI滤波器30滤去由预处理器50和逆变器60产生的谐波。二极管桥路40对滤波正弦电压进行整流产生具有纹波的D.C电压。预处理器50具有几个功能。二极管桥路40输出的整流峰值A.C.电压经放大后形成供给逆变器60的，基本上恒定的D.C.电压。预处理器50还改善了镇流器10的总功率因子。例如，由A.C电源20提供给EMI滤波器30的120，220和277 RMS电压分别产生供给逆变器60的、近似为250，410，490伏的D.C电压。
逆变器60，在灯85以约45kHz的开关频率进行全弧光放电期间由驱动控制电路65驱动，把D.C.电压转换成提供给负载70的方波电压波形。灯亮度水平可以分别通过减小和增加方波电压波形的频率来增加和减小。
在图2中更加详细地示出了逆变器60和驱动控制电路65。由预处理器50提供的、基本恒定的电压VDC通过后者的一对输入端61和62供电给逆变器60。逆变器60设置为半桥路并包括一个B+(轨)总线101、一个接地的返回总线102和一对串联在总线100和总线112之间的开关(例如功率MOSFETs)100和112。开关100和102一起连至结点110和通常称之为推挽输出电路配置。用作开关100和112的MOSFETs分别有一对栅G1和G2。总线101和总线102分别连至输入端61和62。电阻103和电容106一起连至结点104并串联在总线101和总线102之间。一对电容115和118一起连至结点116并串联在结点110和总线102之间。稳压二极管121和二极管123一起连至结点116并串联在结点104和总线102之间。
电感器75，电容80，电容81，灯85和电阻174一起连至结点170。一对线圈76和77耦合至线圈75用于施加在灯85上的灯丝端电压，用于在预热期间调节后者。D.C阻断电容126和电感器75串联在结点110和结点170之间。电容80和一对电阻153和177一起连至结点179。灯85和电阻153一起连至结点88并串联在结点170和179之间。电阻174和177一起连至结点175并串联在结点170和179之间。电容81和开关(例如MOSFET)82串联在结点170和179之间。电阻162连至总线102和结点179之间。二极管180和电容183一起连至结点181并串联在结点175和地之间。
集成电路(IC)109包括多个管脚。管脚RIND连至结点179。管脚RIND的输入电压反映(典型样本)流过电感器75电流的值。管脚VDD，连至结点104，提供驱动IC109的电压。管脚LI2通过电阻168连至结点88。管脚LI1通过电阻171连至结点179。输入至管脚LI1和LI2的电流之间的差值反映出流过灯85的测定电流。管脚VL的电压，通过电阻189连至结点181，反映灯85的峰值电压。管脚VL的电压，也提供给开关82的栅G3，控制何时电容81与电容80并联放置。从CRECT管脚流出、通过电阻195和电容192的并联组合而流入地的电流反映了灯85的平均功率(也就是灯电流和电压的积)。一个可选择的外部D.C偏置器198，下面将详细解释，包括能够产生通过电阻195而流入大地的D.C偏移电流的、VDD和电阻199的串联组合。
电容192用于在电阻195两端提供滤波后的D.C电压。电阻156连在管脚RREF和地之间并用于设定IC109内的参考电流。电容159，连在CF管脚和地之间，设定电流控制振荡器(CCO)的频率，这将在下面详细讨论。电容165，连在管脚CP和地之间，用于预热循环和非振荡/待机模式的定时，这在下面讨论。GND管脚直接接地。一对管脚G1和G2分别直接连至开关100和112的栅G1和G2。管脚S1，直接连至结点110，代表开关100的源极电压。管脚FVDD通过电容138连至结点110，代表IC109的浮动供给电压。管脚G2通过电容215、电阻212和二极管203的串联组合连至DIM管脚。电阻206和电容213连在DIM管脚和地之间。变压器T的次级绕组连在使电阻212连接到二极管203的结点210和地之间。微亮控制电路211连接到变压器T的初级绕组。DIM管脚上施加的电压反映了由微亮控制电路211设定的亮度值。
逆变器60和驱动控制电路65的工作过程如下。开始(也就是启动过程)，当电容106按照由电阻103和电容106决定的RC时间常数进行充电时，开关100和112分别处于不导通和导通状态。在启动阶段，流入IC109的管脚VDD的输入电流保持在低水平(小于500毫安)。电容138，连在结点110和管脚FVDD之间，充电到大约等于VDD的相对恒定的电压值并作为开关100的驱动电路的电压源。当电容106两端电压超过开通阈值电压时(例如12伏)，IC109用开关100和112进入工作(振荡/开关)状态，每一开关100和102分别在其导通和不导通状态之间以远高于由传感器75和电容器80决定的共振频率的频率反复切换。
一旦逆变器60开始振荡，IC109开始进入预热循环(也就是预热状态)。根据开关100和112的开关状态，结点110的电压在0伏和VDC之间变化。电容115和118用于减慢结点110处的电压上升和跌落速率，因此减少了开关损耗以及由逆变器60产生的EMI值。稳压二极管121在结点116建立一个通过二极管123供给到电容106的脉动电压。例如，产生供给IC109管脚VDD的、相对较大的10-15毫安操作电流。电容126用于阻断提供给灯85的D.C.电压成份。管脚VL处于使开关82导通的高电平。现在电容81与电容80并联放置。电感器75与电容80和81的并联组合构成振荡电路。
在预热循环期间，灯85处在未激活状态，即，在灯85内没有建立电弧。IC109初始操作频率，约100kHz，由电阻156、电容159和开关100和112的反向二极管导通时间设定。IC109立即以IC内部设定的速率降低操作频率。频率继续降低直到由RIND管脚测得的、电阻162两端的电压峰值等于-0.4伏(也就是负峰值电压等于0.4volts)。调节开关100和112的开关频率使得由RIND管脚测得的电压等于-0.4volts，这将在结点110产生相对稳定的、大约为80-85kHz频率(定义为预热频率)。相对稳定的RMS电流流过电感器75，该电感器通过与线圈76和77的耦合使得灯85的灯丝(即阴极)为灯85的后续激活作充分的预处理并维持灯的长寿命。预热循环的持续时间由电容165设定。当电容165的值为零时(也就是开路)，没有有效的灯丝预热，这将导至灯85的立刻启动操作。
在预热操作结束时，由电容165决定，管脚VL呈现为使开关82关断的逻辑低电平。电容81不在与电容80并联。现在，IC109开始从预热时的开关频率以IC109内部设定的速率向下移向无负载的振荡频率(也就是在激活灯85前电感器75和电容80的振荡频率，例如60kHz)。随着开关频率接近振荡频率，灯85两端的电压快速升高(例如600-800伏峰值)并通常可以激活灯85。一旦点亮灯85，流过的电流由几毫安升至几百毫安。通过电阻153的电流，等于灯电流，由管脚LI1和LI2分别根据地例地电阻168和171的电流差值来检测。灯85的电压，由电阻174和177的分压组合来度量，由在结点181处产生比例于灯峰值电压的D.C.电压的二极管180和电容183测定。结点181的电压由电阻189转变成流入管脚VL的电流。
流入管脚VL的电流在IC109内与管脚LI1和LI2之间的差值电流相乘，使得由管脚CRECT输出整流后的A.C.电流流入电容192和电阻195构成的并联组合。电容192和电阻195把A.C.整流电流转换为与灯85的功率成比例的D.C.电压。依靠IC109中包含的反馈电路/环，强制CRECT管脚的电压等于DIM管脚的电压。调节灯85的消耗功率。
灯85的期望照明值由DIM管脚的电压设定。反馈环包括灯电压检测电路和灯电流检测电路，下面将详细讨论。根据这个反馈环调节半-桥逆变器60的开关频率，由此使CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。CRECT电压在0.3和3.0伏(即1∶10)之间变化。无论何时DIM管脚电压升高到3.0伏以上或下降到0.3伏以下，电压会在内部被分别地钳制在3.0伏或0.3伏。在DIM管脚的电压是D.C.电压。用于DIM控制电路211的1-10伏微亮控制输入通过由变压器T、电阻206和212、二极管203以及电容213和215构成的组合转换为提供给DIM管脚的0.3-3.0伏信号。变压器T使D.C.控制输入信号与逆变器60内的高电压电流隔离。DIM管脚提供的信号通过不同方法产生包括，例如，相位角变暗，其中切掉A.C.输入线电压相位的一部分。这些方法将切掉的输入线电压的相位角转变为供给DIM管脚的D.C.信号。
当灯85激活时，CRECT管脚上的电压为零。随着灯电流的建立，CRECT管脚产生的电流，与灯电压和灯电流的乘积成比例，向电容192充电。逆变器60的开关频率减小或增加，直到CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。当微亮水平设定为全(100％)亮度输出时，允许电容192充电到3.0伏，因此利用反馈环CRECT管脚电压升至3.0伏。电压升高期间，反馈环，下面仔细讨论，打开。一旦CRECT管脚电压在3.0伏，反馈环闭合。相似地，当微亮水平设定为最小亮度输出时，允许电容192充电至0.3伏，因此利用反馈环CRECT管脚电压升至0.3伏。通常地，DIM管脚的0.3伏对应于全亮度输出的10％。对只有全亮度输出1％的深度微亮，可以使用否则并不需要的的外部偏置198，使得DIM管脚的0.3伏电压与全亮度输出的1％相对应。当微亮水平设定为最小亮度输出时，CRECT电容在反馈环闭合之前充电到0.3伏。
设定微亮激活的常规灯典型地具有激活闪烁。灯的闪烁，高于期望的照明值，是由于在激活后向灯提供了持续时间相对较长且不必要(例如高于几秒)的高功率而产生。用这种方法，常规镇流器激活方案确保成功地激活灯。然而，依照本发明，可以使激活闪烁最小化。对于低亮度设定，激活之后的高亮度条件的周期很短的，并使不期望的灯闪光的视觉冲击最小。利用反馈环，通过在激活之后立即降低供给灯85的功率值，可以基本上避免激活闪烁的发生。
现在转到图3，IC109包括一个功率调节和微亮控制电路250。在管脚LI1和LI2之间的差值电流供给有源整流器300。有源整流器300利用具有内部反馈的放大器而不是二极管桥路全波整流A.C波形，以避免通常与二极管有关的任何电压降。响应于有源整流器300的输出，电流源303产生表示流过灯85的电流的整流电流ILDIFF，该电流用于电流乘法器306两路输入中的一路。
在预热期间P沟道MOSFET331导通和N沟道MOSFET332关断，以便把VL管脚提升到管脚VDD的电位。在预热循环结束时(例如1秒持续时间)，P沟道MOSFET331关断和N沟道MOSFET 332导通以便进行逆变器60的功率调整和微亮控制操作。伴随预热循环，流过VL管脚和N沟道MOSFET332的电流，并由电阻333度量。响应由VL管脚测得的度量电流，电流源(即电流放大器)336产生电流信号IVL。电流钳339钳制馈入乘法器306的另一输入的电流信号IVL的最大值。响应于馈入CRECT管脚和误差放大器312的同相输入端的、乘法器306的输出，电流源309输出电流ICRECT。如图2所示，电容192和电阻195把CRECT管脚的A.C.整流电流转换为D.C.电压。
再次参照图3，在DIM管脚的D.C.电压加在电压钳位电路315上。电压钳位电路315把CRECT管脚的电压钳位在0.3和3.0伏之间。电压钳位电路315的输出供给误差放大器312的反相输入。误差放大器312的输出控制流过电流源345的电流IDIF的值。电流比较器348比较电流IDIF和参考电流IMIN、电流IMOD，并输出值最大的电流信号。IMOD电流由开关电容积分器327控制。电流比较器348输出的电流提供决定VCO318的振荡(开关)频率的控制信号。当灯激活时，CRECT管脚电压和IDIF电流为零。比较器348的输出为IMIN、IDIF和IMOD中的最大电流值，此时是IMOD。随着CRECT管脚电压增大到DIM管脚电压，IDIF电流增加。当IDIF电流超过IMOD电流时，比较器348的输出等于IDIF电流。
反馈环设定为以误差放大器312为中点，并包括任何使CRECT管脚电压等于DIM管脚电压的、IC109的内部或外部元件。当DIM管脚电压低于0.3伏时，0.3伏的D.C.电压加在误差放大器312的反相输入上。当DIM管脚电压超过3.0伏时，3.0伏加在误差放大器312上。加在DIM管脚上电压范围将在包括0.3伏到包括3.0伏的范围内，以便在灯85的最大和最小亮度水平之间获得期望的比率10∶1。乘法器306的输入由电流钳位电路钳制以便向乘法器306提供适量的电流。
响应于比较器348输出，CCO318的频率控制半桥逆变器60的开关频率。比较器348在预热和激活扫描期间向CCO318提供IMOD电流。比较器348在稳定状态操作期间向CO318供应IDIF电流。当由比较器348输出时，响应IMIN电流的比较器348限制了最小开关频率。最小开关频率由电容159和电阻156决定，它们分别外接到IC109的管脚CF和管脚RREF。当CRECT管脚电压与DIM管脚电压相同时，逆变器60实现闭环操作。误差放大器312调整比较器348输出的IDIF电流，以便使CRECT管脚电压近似等于DIM管脚电压。
共振电感器电流测量电路监视共振电感器的电流，由RIND管脚上的信号表征，决定逆变器60是否处于容性工作模式或在其附近。当流过电感器75的电流超前开关112两端的电压时，逆变器60处在容性工作模式。在近容性工作模式时，流过电感器75的电流接近但没有超前开关112两端的电压。例如，根据电感器75和电容80给出约为50kHz的共振频率，当流过电感器75的电流滞后于开关112两端的电压但滞后时间小于1微秒时，近容性工作模式存在。
电路364还检测开关100或110是否发生前向导通或体二极管导通(从基极到漏极)。由共振电感器电流测量电路364产生的信号IZEROb，就是，当开关100或112前向导通时在触发器370的Q输出端产生的信号IZEROb是在高电平，当开关100或112的体二极管体导通时该信号为低电平。信号IZEROb供给CCO318的IZEROb管脚。当IZEROb在逻辑低电平时，CF管脚379的波形基本上是恒定值。当信号IZEROb在逻辑高电平和开关100导通时，CF管脚电压上升。当信号IZEROb在逻辑高电平和开关112导通时，CF管脚电压减小或下降。
当逆变器60的开关频率在近容性工作模式时，由共振电感器电流测量电路364产生的信号CM，即，OR(或门)373产生的信号CM在逻辑高电平。根据逻辑高电平信号CM，开关电容积分器327将使电流源329输出的增加(即IMOD电流)。IMOD电流量的增加使得比较器348向VCO318供应IMOD电流，由此逆变器60开关频率增加。通过在IC109的管脚G1和G2上产生的每一栅驱动脉冲上升(升高)沿期间监视RIND管脚的电压波形的符号(+或-)，共振电感器电流测量电路364测定近容性工作模式。当在栅脉冲G1的上升沿期间RIND管脚的电压波形符号是+(正)或栅脉冲G2的是-(负)时，逆变器60在近容性工作模式。
当逆变器60操作在容性模式时，NAND门376输出逻辑高电平的CMPANIC信号。一旦检测到容性模式，响应于开关电容积分器327的输出的快速上升，IMOD电流值快速上升。利用IMOD信号、电阻156和电容159，VCO318相对瞬时地控制频率上升到逆变器60的最大开关频率。在IC109的管脚G1和G2产生的每一栅驱动脉冲的后(下降)沿期间，通过监视RIND管脚的电压波形符号(+-)来检测容性模式。当在栅脉冲G1的后沿期间RIND管脚的电压波形符号为-(负)或栅脉冲G2的为+(正)时，逆变器60在容性工作模式。
根据电容165(连在管脚CP和地之间)的值，电路379设定预热灯85的灯丝和令逆变器60进入待机操作模式的时间。预热循环期间，2个脉冲(超过1秒的持续时间)在CP管脚产生。预热循环期间逆变器60的开关频率约为80kHz。在预热循环结束时，信号IGNST呈现初始化激活启动的逻辑高电平，就是，开关频率从约80kHz到近似于但高于电感器75和电容器85构成的共振频率的激活扫描，例如，约60kHz(无负载共振频率)。激活扫描能以一定速率进行，例如，10kHz/ms。
IC109调节由RIND管脚测定的流过共振电感器75的电流放大倍数。当RIND管脚电压幅度超过0.4时，比较器448输出的信号PC呈现为逻辑高电平，使开关电容积分器327的输出用以调节IMOD电流的值。RMS开关频率的增加导至流过共振电感器75电流幅度的减小。当RIND管脚电压幅度下降到0.4以下时，信号PC呈现逻辑低电平，使开关电容积分器327的输出用以调节IMOD信号的值，因此开关频率下降。流过共振电感器75的电流增加。可以得到流过共振电感器75的、经适当调节的电流，该电流使在预热期间灯85的每一灯丝上端电压基本上为恒定电压。另外，通过增加与每一灯丝串联的电容器(没有示出)，在预热期间可以确保流过灯丝的电流基本上为恒定值。
电路379还包括点火定时器，该定时器伴随着预热循环的结束而被启动。一旦激活，1脉冲在CP管脚产生。如果在这个脉冲后检测到逆变器操作的容性模式或灯85两端的过电压情况，IC109进入待机操作模式。待机期间，VCO318停止振荡，开关112和110分别保持在导通和不导通状态。为退出待机操作模式，IC109的供给电压(即供给管脚VDD的)必须减小到至少或低于关断阈值(例如10伏)，然后再至少增加到开启阈值(例如12伏)。
预热定时器包括设定CP波形的触发点的施密特触发器400(也就是有滞后的比较器)。这些触发点表征加在施密特触发器400输入端上的电压，用于使后者开和关。开关403处在导通状态时为电容器165提供了放电路径。开关403无论何时和对由施密特触发器400产生的每一脉冲持续时间都处于导通状态。只要CP管脚电压超过由施密特触发器400设定的上触发点，电容165就放电。放电路径包括CP管脚，开关403和地。电容165由电流源388充电。当检测到容性工作模式时，由产生NAND门376的CMPANIC信号反映，开关392导通。电容165现在还由电流源391充电。当检测到容性工作模式时，给电容165充电的电流要高出10倍。CP管脚电压达到施密特触发器400的上触发点所用的时间仅为不在容性模式时的1/10。因此当检测到容性工作模式时的CP管脚的脉冲比没检测到容性工作模式时的短10倍。随后IC109将在相对短的时间周期内进入待机操作模式，开关频率上的增加都不能除去容性模式条件，。
预热定时器还包括构成计数器397的D触发器。NAND门406的输出产生在点火周期结束时呈现逻辑低电平的信号COUNT8b。只要检测到灯85两端的过电压最小阈值条件(即，由OVCLK表示)或逆变器操作的容性模式(也就是由信号CMPANIC表征)，门412就输出逻辑高电平。当门415的输出呈现逻辑高电平时，开关403导通使电容器165放电。
如上面讨论的，伴随着预热循环从VL管脚流出的输入电流通过电流源336反馈进乘法器306，用于功率调整和微亮控制。来自VL管脚的输入电流还分别通过电流源417、电流源418和电流源419流入比较器421、424和427的同相输入端。
一旦检测灯的电压超过过电压最小阈值，比较器421就激活点火定时器。当随着点火定时器定时的结束存在过电压最小阈值条件时，IC109进入待机操作模式。D型触发器430在G2产生的门脉冲的下降沿使比较器421定时输出。只要在第一点火扫描期间超过过电压最小阈值，D型触发器433、AND(与门)436和NOR(或非门)439组成的逻辑组合将使开关(N-沟道MOSFET)440打开并因此阻塞ICRECT信号。触发器433具有与内部结点385连接的D输入。当检测到过电压最小条件时，在预热循环结束时触发器433的D输入呈现高电平。响应于D输入逻辑高电平，触发器433的输出呈现为使门439的输出切换为低电平的逻辑低电平。开关440开路，由此阻断了CRECT信号到达ICRECT管脚。当CRECT信号不能到达ICRECT管脚时，电容192通过电阻195放电。如果不使用外部偏置198，发生全部放电。当如图2所示使用偏置198时，发生部分放电。在任一事件中，电容192的放电降低了CRECT管脚的电压以保证反馈环不关闭。在预热循环期间，内部结点385的IGNST信号在逻辑低电平。因此，NOR(或非门)439将在预热循环期间关断开关440。非ICRECT信号将提供给误差放大器312或流出CRECT管脚使电容192充电。
一旦紧随预热循环的完成的点火扫描开始，IGNST信号是逻辑高电平。开关440将导通并在点火扫描期间始终保持导通，除非比较器421检测到过电压最小阈值(例如在点火期间，约为加在灯85上的最大电压的1/2)。点火扫描期间，开关频率减小导至灯85的端电压和测得的灯电流增加。ICRECT信号的大小增加使电容192充电，导至CRECT管脚电压的增加。在低微亮值，CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。没有进一步的干涉，检测到在这两个电压间没有差别的误差放大器312将在灯85的成功点火之前过早地关闭反馈环。
为避免反馈环的过早关闭，点火扫描期间门439将关断开关440，并且只要比较器421能够检测到过电压最小阈值条件，就保持开关440为关断状态。通过阻塞到达CRECT管脚的ICRECT信号，CRECT管脚电压下降并因此可以防止其等于DIM管脚电压，甚至于当后者设定为深度微亮值时。相应地，在点火扫描期间反馈环不会关闭并因此不会阻止成功地点火。优选地，仅在点火扫描开始期间当灯电压达到过电压最小阈值时，开关440关断一次并一直持续到灯85激活。开关440关断的同时，电容92能通过电阻195充分地放电以保证反馈环不会在点火扫描期间过早地关闭。
为了提供成功的灯启动，常规镇流器驱动方案在不期望的长时间周期中(例如高于几秒)向灯提供了相对高的功率值。当试图以相对低的亮度值启动灯时，在向灯提供相对较高功率值的不期望的长时间周期内将产生被称为点火闪烁的情况。在这个情况下，将发生远高于预期亮度的灯的瞬时闪烁。
依照本发明，点火闪烁可以基本上消除，就是，已经最小化以至于注意不到。点火闪烁的基本消除是通过缩短向灯提供相对较高的功率值的、不希望的长时间周期来实现的。更具体地讲，在被减小到灯激活后的功率值之前，向灯85提供持续时间约为1毫秒或更短的、相对较高的功率值。通过监视过电压条件，特别是监视在允许开关440再次关闭之前灯电压何时下降到低于过电压最小阈值(由比较器421决定)，可以实现灯功率上的立即减小。一旦成功地激活灯85，就立即减小灯功率使之低于过电压最小阈值。换句话说，在点火闪烁能发生的基本微亮值，首先通过检测灯电压何时达到和/或超过过电压最小阈值，然后检测灯电压何时下降到过电压最小阈值以下，可以避免点火闪烁的发生。
当灯电压超过过电压最大阈值时(例如两倍于过电压最小阈值)，比较器424的输出呈现逻辑高电平。当比较器424的输出在逻辑高电平且没有检测到近容性模式时，根据呈现为逻辑高电平(即，处于逻辑高电平的触发器445输出的信号FI(频率增量))的D型触发器445的Q输出，开关电容积分器327以固定速率(例如扫描速率10kHz/毫秒)增加了VCO318的振荡频率，即开关频率。逆变器60的开关周期的时间间隔因此减小。当比较器424的输出在逻辑高电平和检测到近电容条件时，根据呈现为逻辑高电平(即，呈现逻辑高电平的NAND门442的输出信号FSTEP(频率步幅))的NAND门442的输出，开关电容积分器327增加VOC318的振荡频率，因此立即增加开关频率(例如，10毫秒以内)到最大值(例如100kHz)。响应于现在处于最大振荡值上的VCO318，逆变器60的开关周期减小到最小时间间隔(例如10毫秒)。
当灯电压超过过电压紧急阈值(即，高于过电压最大阈值)时，比较器427的输出呈现逻辑高电平。当比较器427的输出在逻辑高电平时，根据呈现逻辑高电平的NAND门442输出(即，呈现逻辑高电平的NAND门442输出的信号FSETP(频率步幅))，开关电容积分器327立即增加VCO318的开关频率到最大值。
栅驱动电路320在现有技术中众所周知，并且在U.S.专利No.5,373,435中有更详细的描述。在U.S.专利No.5,373,435中关于栅驱动电路的描述参考在这里引入作为参考。IC109的管脚FVDD、G1、S1和G2对应于U.S.专利No.5,373,435图1所示的结点P1、P2、P3和GL。当上部驱动DU处于U.S.专利No.5,373,435中的开态时，图3所示的的信号G1L和G2L在这里分别对应端点INL的信号和在控制器与水平移相器之间的信号。
电源调节器592包括能产生约5伏输出电压的带隙调节器595。调节器595基本上独立于大范围的温度和电源电压(VDD)变化。施密特触发器(即，有滞后的比较器)598，称为LSOUT(低供电输出)信号，表示供给电压的状态。当VDD管脚的输入电源电压超过开启阈值(例如12伏)时，LSOUT信号在逻辑低电平。当VDD管脚的输入电源电压下降到低于关断阈值(例如10伏)时，LSOUT信号在逻辑高电平。启动期间，LSOUT信号在逻辑高电平，使得锁存器601的输出，称为STOPOSC信号，设定为逻辑高电平。响应于呈现逻辑高电平的STOPOSC信号，VCO318停止振荡并设定CF管脚使其等于带隙调节器595的输出电压。
当在VDD管脚的供给电压超过开启阈值时，LSOUT信号呈现逻辑低电平。STOPOSC信号现在呈现逻辑低电平。响应于在逻辑低电平的STOPOSC信号，VCO318将驱动逆变器60，以便在开关频率上。以这里描述的、加在CF管脚上的基本呈梯形的波形振荡。只要VDD管脚电压下降到低于关断阈值以及管脚G2的门驱动呈现逻辑高电平，VCO318就停止振荡。开关100和112将分别保持导通和不导通状态。
只要NOR或非门604的输出呈现逻辑高电平时，锁存器601的输出也呈现逻辑高电平，使VCO318停止振荡并呈现待机操作模式。当点火周期结束后检测到灯85上的过电压条件或逆变器操作的容性模式时，NOR或非门604的输出，称为NOIGN信号，呈现逻辑高电平。当灯85从电路中去掉时，这些条件中的一种将发生。当灯85点火失败时，过电压条件将发生。
VL管脚用于调节灯的功率，使灯不会发生过电压条件和提供区分预热和标准调节的输出驱动。VL管脚的输入是与灯电压成比例的电流(例如峰值或调整平均)。VL管脚电流耦合到乘法器306，该乘法器产生表征灯电流和灯电压乘积的信号，如上所讨论的，用于调整灯功率。VL管脚电流还耦合到比较器421、424和427，用于检测过电压条件。然而，在预热循环期间不需调节灯功率，因为没有全弧放电存在于灯85内。在预热循环期间，逆变器60的工作频率远高于由电感器75和电容器80组成的无负载LC储能电路的共振频率。这更高的频率在预热循环期间导至相对较低的灯85端电压，这将不会毁坏镇流器10内的元件或灯85。
预热循环期间，P-沟道MOSFET331导通和N-沟道MOSFET332关断，因此VL管脚与VDD管脚有相同的电位。VL管脚因而在预热期间是逻辑高电平，在其它情况是逻辑低电平(例如点火和待机状态条件期间)。VL管脚的这两种不同电平表示逆变器60操作处于预热操作模式还是非预热操作模式。
在预热循环期间，VL管脚的逻辑高电平使N-沟道MOSFET开关82导通。电容81现在与电容80并联。电容81的加入降低了无负载谐振频率，导至预热期间加在灯85两端的电压较低。一旦预热循环结束，开关82由VL管脚的逻辑低电平关闭。电容81不再与电容80并联。无负载共振频率上升和能更容易地在点火扫描期间实现。足够的高电压能加在灯85两端使其激活。
在预热循环期间，IC109不必检测由VL管脚的电压表征的灯85的端电压。VL管脚因而在预热周期期间用于驱动开关82进入导通状态。预热循环后，需要监视过电压条件和灯功率，这需要检测由VL管脚电压反映的灯电压。在VL管脚的电压现在是允许开关82关闭的逻辑低电平，典型范围在0和800毫伏之间。因此，在VL管脚的电平，反映出IC109操作是否处于预热模式，控制共振振荡电路的配置。VL管脚也能用于控制IC109的其它外部元件进入和脱离工作过程，以便在预热状态期间或其后影响逆变器60或灯85的性能。
当流过电感器75的电流超前开关112的端电压时，逆变器60在容性模式。在近容性模式，通过电感器75的电流稍稍滞后于开关112的端电压，但滞后时间处于预定时间间隔内。换句话说，流过电感器75的电流滞后于开关112端电压的相位处于预定范围内。
为了移动逆变器60的开关频率以便防止其进入容性工作模式，如果已经处于容性工作模式内则要尽可能快地远离容性工作模式，灯电流在逆变器开关周期每个1/2循环时与两个栅电压之一比较，以决定相差。与此相反，常规容性模式保护方案不区分容性工作模式和近容性工作模式，因此当检测到模式时，或者出现过补偿现象或者出现欠补偿现象。
例如，当灯85从负载70中除去时，能很快进入容性模式条件。一旦进入容性模式，开关晶体管(例如开关100和112)就将在短时间内被毁坏，这通常是无法通过常规保护方案避免的。
依照本发明，近容性模式条件是通过在管脚G1和G2产生的每一栅脉冲驱动的前沿期间监视RIND管脚电压的波形信号来决定的。一旦检测到近容性工作模式和过电压最大阈值时，CCO318立即增加(例如在10毫秒内)到最大值。
容性模式条件通过在管脚G1和G2分别产生的每一栅脉冲驱动的后沿期间监视在RIND管脚电压波形的符号来决定的。一旦检测到容性工作模式，CCO318立即增加(例如在10毫秒内)到最大值以便保证逆变器60操作在感性模式，就是，在处于非导通状态下开关112上积累起来的端电压的相位超前于流过电感器75的电流。最大振荡(开关)频率将远高于无负载共振频率。典型地，CCO318的最大频率(即开关周期的最小时间间隔)设定得等于逆变器60的初始操作频率(例如100kHz)。
现在能容易理解，IC109限制了逆变器60在容性模式或近容性模式中长持续时间工作的可能性。依靠快速地测定逆变器何时处于那两种模式中的一种，逆变器60可以快速地远离电容和近容性工作模式。通过检测在每一开关周期内产生的至少一个驱动信号和优选地是各个驱动信号以便判定是否存在容性模式或近容性工作模式，来实现更快的反应时间。当检测到容性模式时，逆变器的开关周期立即减小到最小时间间隔，就是，最大开关频率以保证相对快速地移入感性工作模式。当检测到近容性模式，逆变器的开关周期以IC109内部设定的固定速率减小。
因而可以看到有效地实现了上面阐明的目标和那些通过上面描述而显而易见的特征，所以不离开本发明的宗旨和范围前提下可以对上面阐明的方法和结构做一定的改变，应该指出的是在上面描述中所包含的和在附图中所示出的所有都是有示例性的解释并不是严格意义上的解释。
也可以理解的是，下面的权利要求将包括在这里描述的、所有普通的和特殊的特性和本发明范围的所有声明，作为语言方面，可以说是落在中间。

Claims (9)

1.一种给灯供电的镇流器，具有与电容耦合、且在操作期间还与灯耦合的电感器，包括：
一个逆变器，包括响应于第一驱动信号而在导通和不导通状态之间振荡的第一开关装置，和响应于第二驱动信号而在导通和不导通状态之间振荡的第二开关装置，由此将能量传至灯，每一开关装置两端上的电压在其处于不导通状态时积累起来，电流流过电感器；
驱动电路，在一个开关周期内产生第一和第二驱动信号，并且包括控制驱动信号频率的电路，该驱动信号是对第一控制信号的响应；
第一容性模式监视装置，用于检测流过电感器的电流何时滞后于两个开关装置之一上的端电压一个预定的相位差，并产生第一容性模式信号；
控制装置，包括产生第一控制信号的装置，该信号是对出现第一容性模式信号的响应；其特征在于，镇流器还包括：
第二容性模式监视装置，用于检测流过电感器的电流何时在相位上超前两个开关装置之一上的端电压；
包括在控制装置内，用于产生响应于第二容性模式信号的第二控制信号的装置，和
包括在驱动电路内，用于控制响应于第二控制信号的驱动信号的频率的电路。
2.根据权利要求1的镇流器，其特征在于当第二控制信号产生时的驱动信号频率值比第一控制信号产生时的驱动信号频率值高。
3.根据权利要求1或2的镇流器，其特征在于，当第二控制信号产生时，驱动信号的频率被控制在最高频率，驱动电路能在该频率处产生第一和第二驱动信号。
4.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于第一容性模式监视装置还包括用于检测代表在每一驱动信号的后沿期间流过电感器的电流的样本和检测在样本和两个开关装置之一上的端电压之间的相位关系的装置。
5.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于第二容性模式监视装置还包括用于检测代表在每一驱动信号的前沿期间流过电感器的电流的样本并根据样本的极性测定样本和两个开关装置之一上的端电压之间的相位关系的装置。
6.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于驱动电路还包括过电压监视装置，用于测定何时灯的端电压处于或超过预先设定的阈值并产生过电压信号，和控制装置，产生对过电压信号与第一容性模式信号的组合产生响应的第一控制信号。
7.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于第一开关装置和第二开关装置串联在一起，形成了推挽输出电路配置。
8.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于第二控制信号产生时的驱动信号频率等于在灯初始启动期间的驱动信号频率。
9.根据权利要求1所述的镇流器，其特征在于当第一控制信号产生时，驱动信号的频率以预定速率增加。
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