JP3954641B2 - 差動伝送線路 - Google Patents

Description

本発明は、差動伝送線路に関し、特に、マイクロ波帯およびミリ波帯のアナログ高周波信号、またはデジタル信号を伝送する差動伝送線路に関する。

差動信号伝送は、従来用いられてきたシングルエンドの信号伝送に比べて輻射が少なく、ノイズにも強いため、高速信号伝送に用いられつつある。図２１（ａ）は、差動伝送線路の伝送線路構造を示す上面図であり、図２１（ｂ）および図２１（ｃ）は、いずれも、図２１（ａ）のＡ−Ｂ線断面図である。

図示されている構造は、回路基板１０１と、回路基板１０１の内層面または裏面に形成された接地導体層１０５とを備え、回路基板１０１の内層面または表面には、二本の信号導体１０２ａ、１０２ｂが形成されている。二本の信号導体１０２ａ、１０２ｂには、逆符号の高周波信号が与えられ、差動伝送線路として機能する。

信号導体１０２ａおよび接地導体層１０５により、第一の伝送線路（マイクロストリップ線路）が構成されており、信号導体１０２ｂおよび接地導体層１０５により、第二の伝送線路（マイクロストリップ線路）が構成されている。差動伝送線路は、これら一対の伝送線路によって構成されている。

２本のマイクロストリップ線路を平行に隣接配置して結合させると、これら２本のマイクロストリップ線路に同じ向きの信号が伝送する偶モードと、逆向きの信号が伝送する奇モードの二つのモードが発生する。差動伝送線路では、奇モードを利用することにより、信号を伝送する。

図２１（ｂ）は、奇モードでの電界ベクトルの向きを矢印で模式的に示しており、図２１（ｃ）は、偶モードでの電界ベクトルの向きを矢印で模式的に示している。

奇モードでは、図２１（ｂ）に示されるように、電界ベクトルが一方の信号導体１０２ａから他方の信号導体１０２ｂに向かい、信号導体１０２ａから接地導体１０５へと向かう電界ベクトルの大きさは小さい。このため、奇モードの差動伝送では、接地導体１０５の構造の変化は伝送特性に大きな影響を与えにくい。奇モードでの差動伝送では、二つの信号導体１０２ａ、１０２ｂの対称面に仮想的な接地面が形成される。

一方、図２１（ｃ）に示す偶モードは、差動伝送においては不要な同相モードに相当する。同相モード伝送では、差動モード（奇モード）伝送に比較して不要輻射が飛躍的に増大するため、同相モードは抑圧されなければならない。差動伝送線路対における２つの伝送線路間の結合は、信号線路１０２ａと信号線路１０２ｂとの距離が短縮するほど強くなる。従って、偶モードを抑圧するためには、信号線路１０２ａと信号線路１０２ｂとの間隙を狭くすることが効果的である。

しかし、線路の間隙を小さくすることには製造プロセス上の限界があるため、偶モードを完全に抑圧することは不可能である。よって、差動伝送線路を設計するとき、入力された差動信号を同相信号に変換させないような回路設計が不可欠となる。例えば、逆位相等振幅で入力された二信号が、その逆位相等振幅の関係を保つためには、それぞれの信号が伝送する二つの信号線路１０２ａ、１０２ｂの回路的な対称性を保つ必要がある。すなわち、差動伝送線路を構成する二つの信号線路１０２ａ、１０２ｂは、振幅特性も位相特性も等しい二線路である必要がある。

しかし、差動伝送線路の曲げ領域（すなわち、２本の信号線路１０２ａ、１０２ｂの曲線領域）においては、差動信号から同相信号への不要モード変換が生じやすい。

特許文献１は、差動伝送線路に重畳されてしまった不要な同相信号を除去する方策を開示している。図２２を参照して、特許文献１が開示している構成を説明する。

図２２に示される例では、差動伝送線路１０２ｃ直下の接地導体層に複数のスロット１２１が形成されている。スロット１２１は、差動信号の伝送方向１２５に直交する方向に延びている。このような構成を採用することにより、同相信号に対するインピーダンスを選択的に増大させ、同相信号を反射させる。

差動モード伝送では、差動伝送線路１０２ｃを構成する二つの信号導体１０２ａ、１０２ｂの間に仮想的な高周波接地面が形成されるため、接地導体層１０５にスロット１２１を形成しても伝送特性への影響は小さい。よって、特許文献１に示された差動伝送線路においては、差動モードの伝送特性には悪影響を与えず、同相信号通過強度を低減することが可能である。

特許文献１は、差動伝送線路の曲げ領域において同相信号の除去を行う方法も開示している。すなわち、特許文献１は、差動伝送線路が曲げ形状を有している場合も直線形状の場合と同様に、信号の局所的な伝送方向１２７に直交する方向にスロット１２３を形成することが同相信号の除去に効果的であると記載している。また、非特許文献１は、接地導体にスロットを形成して同相モードを除去できることの原理を開示している。

しかしながら、上記の従来技術によれば、同相信号が入力された場合に差動伝送線路を通過する同相信号の強度を低減できるが、差動信号が入力された場合に同相信号が出力される不要モード変換強度についての技術ではない。

非特許文献２は、図２３に示すように、シングルエンド伝送線路の曲げ領域において、信号導体１０２ｄの角１２９を除去することにより、通過特性が改善されることを開示している。一般に、伝送線路の曲げ領域では、直線領域に比べ、信号導体と接地導体との間で生じる接地キャパシタンスが増加する傾向にある。このため、曲げ領域において信号導体１０２ｄの面積を低減すると、通過特性が改善される。この手法は、現在の高周波回路設計に広く利用されている。回路図からレイアウト図を作成するソフトウェアなどでも、信号導体の曲げ領域の角部除去を自動的に行う設定がなされていることが多い。

非特許文献３は、シングルエンド伝送線路の曲げ領域における高周波帯での通過特性として良好な値を示す回路構造の高周波特性を報告している。なお、非特許文献２の構成では、伝送信号の反射が高い周波数帯で生じるおそれがあるが、非特許文献３の構成では、伝送線路の曲げ領域における曲率中心を仮定し、信号導体をなだらかに曲げて配置することにより、高周波特性を改善している。このような構成も、特に高い周波数の信号を伝送する高周波回路において一般的に使用されている。

特許文献１の開示内容を基にして、図２４（ａ）に示す差動伝送線路の曲げ領域を実現することが可能である。図２４（ａ）に示す曲げ領域の回路構造は、図２２に示す曲げ領域の回路構造から、スロット１２３を除去したものに相当する。

非特許文献３の開示内容を基にして、図２４（ｂ）に示す差動伝送線路の曲げ領域を実現することも可能である。この場合、曲げ領域において、曲率中心を仮定し、なだらかに曲げて配置した信号導体１０２ａ、１０２ｂを二本平行に配置している。
特開２００４−４８７５０号公報 "Ｒｏｕｔｉｎｇ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｉ／Ｏ ｓｉｇｎａｌｓ ａｃｒｏｓｓ ｓｐｌｉｔ ｇｒｏｕｎｄ ｐｌａｎｅｓ ａｔ ｔｈｅ ｃｏｎｎｅｃｔｏｒ ｆｏｒ ＥＭＩ ｃｏｎｔｒｏｌ"， ２０００ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ， Ａｕｇ．２０００ ｐｐ．２１−２５ "Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ａｎｄ ｃｏｍｐｕｔｅｒ−ａｉｄｅｄ ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｉｅｓ ｂｙ ａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｍｅｔｈｏｄ"， １９８３ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ， Ｍａｙ １９８３， ｐｐ．４９５−４９７ "Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ｒａｄｉａｌ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ ｂｅｎｄｓ"， １９９０ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ， Ｍａｙ １９９０， ｐｐ．１０５１−１０５４

特許文献１や非特許文献１の構成では、曲げ領域における差動信号（＝奇モード）から同相信号（＝偶モード）への不要モード変換を抑圧する効果は得られない。差動伝送線路の曲げ領域においては、伝送周波数が増すにつれ、不要モード変換が顕著に生じるようになるため、接地導体層にスロットを設けるだけでは、良好な差動モード伝送を実現することができない。

また、非特許文献２、３がシングルエンド信号伝送における高周波特性を改善するために提案している構造を、それぞれ、差動伝送線路の曲げ領域に適用しても、不要モード変換を充分に抑圧することはできない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、曲げ領域における不要モード変換が抑制される差動伝送線路を提供することにある。

本発明の差動伝送線路は、基板と、前記基板の裏側に形成された接地導体層と、前記基板の表側に並行に配置された第一信号導体および第二信号導体とを備え、前記第一信号導体および前記接地導体層が第一の伝送線路を形成し、かつ、前記第二信号導体および前記接地導体層が第二の伝送線路を形成する差動伝送線路であって、前記差動伝送線路は、前記第一および第二の伝送線路が直線的に延びる２つの直線領域と、前記２つの直線領域を接続する曲げ領域とを有しており、前記曲げ領域の曲率中心に相対的に近い位置に前記第一信号導体が配置され、前記曲率中心から相対的に遠い位置に前記第二信号導体が配置されており、前記曲げ領域において、局所的な信号伝送方向に直交する複数のスロットが前記接地導体層に設けられており、前記複数のスロットが前記第一信号導体と交差し、前記複数のスロットが前記曲げ領域の曲率中心側で接続されている。

好ましい実施形態において、前記接地導体層には、前記曲げ領域の曲率中心側で前記複数のスロットのうちのいずれか１つに接続された少なくとも１つの第二スロットが設けられている。

好ましい実施形態において、前記第二スロットは、前記曲率中心に対して前記第一信号導体から離れる方向に延長している。

好ましい実施形態において、前記第二スロットは、前記直線領域における信号伝送方向と交差していない。

好ましい実施形態において、前記第二スロットは複数である。

好ましい実施形態において、前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第一の信号導体の線路幅Ｗｂ１が前記直線領域における前記第一の信号導体の線路幅Ｗｓ１よりも小さく、前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第二の信号導体の線路幅Ｗｂ２が前記直線領域における前記第二の信号導体の線路幅Ｗｓ２よりも小さく、前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第一の信号導体と前記第二の信号導体間の間隙幅Ｇｂが、前記直線領域における前記第一の信号導体と前記第二の信号導体間の間隙幅Ｇｓ以下となるよう設定され、前記曲げ領域における前記第一の信号導体の曲率中心側の線縁の曲率半径の最小値Ｒｂ１が前記曲率中心から前記直線領域の前記第一の信号導体の曲率中心側の線縁の延長直線までの垂線距離Ｒｓ１よりも大きく設定されている。

好ましい実施形態において、前記曲げ領域における前記第二の信号導体の曲率中心側から離れた線縁の曲率半径Ｒｂ２が、前記曲率中心から前記直線領域の前記第二の信号導体の曲率中心から離れた線縁の延長直線までの垂線距離Ｒｓ２に等しく設定されている。

本発明の差動伝送線路は、基板と、前記基板の裏側に形成された接地導体層と、前記基板に表側に並行に似配置された第一信号導体および第二信号導体とを備え、前記第一信号導体および前記接地導体層が第一の伝送線路を形成し、かつ、前記第二信号導体および前記接地導体層が第二の伝送線路を形成する差動伝送線路であって、前記差動伝送線路は、前記第一および第二の伝送線路が直線的に延びる２つの直線領域と、前記２つの直線領域を接続する曲げ領域とを有しており、前記曲げ領域の曲率中心に相対的に近い位置に前記第一信号導体が配置され、前記曲率中心から相対的に遠い位置に前記第二信号導体が配置されており、前記曲げ領域において、局所的な信号伝送方向に直交し、かつ、前記第一信号導体と交差する少なくとも１つの第一スロットが前記接地導体層に設けられており、前記接地導体層には、更に、前記曲げ領域の曲率中心側で前記第一スロットに接続された少なくとも１つの第二スロットが設けられており、前記第二スロットは、前記曲率中心に対して前記第一信号導体から離れる方向に延長している。

好ましい実施形態において、前記第二スロットは複数である。

好ましい実施形態において、前記第一スロットは複数である。

本発明の差動伝送線路によれば、従来の差動伝送線路の曲げ領域において生じていた不要モード変換を抑圧することができるため、不要輻射量の低減が可能となる。また、従来の差動伝送線路において、不要同相モード除去目的で挿入していた同相モード除去フィルタが不要となるため、コスト削減、回路占有面積の低減、同相モードフィルタ挿入により劣化していた差動モード通過信号強度改善が可能となる。

（実施形態１）
まず、図１から図５を参照しつつ本発明による差動伝送線路の第１の実施形態を説明する。図１は、本実施形態の差動伝送線路の上面透視図であり、図２は、本実施形態の差動伝送線路の断面図である。図３は、本実施形態の差動伝送線路の上面図、図４は、回路基板１０１の最下面を上面側から透視した図である。図５は下面側から接地導体層１０５を見た底面図であり、図４と鏡面対称の関係にある。なお、図２の断面図は、図３および図４のＡ−Ｂ線を含む面で回路基板１０１を切断した断面を示している。

本実施形態の差動伝送線路は、回路基板１０１と、回路基板１０１の裏側に形成された接地導体層１０５と、回路基板１０１の表側に並行に配置された第一信号導体１０２ａおよび第二信号導体１０２ｂとを備えている。本実施形態における回路基板１０１は、誘電体から形成されているが、半導体から形成されていてもよい。

なお、本明細書において、「基板の裏側」とは、基板自体の裏面のみならず、基板の裏面に他の層が形成されている場合は、その層の表面を含むものとする。また、接地導体層１０５は、他の層によって覆われていてもよい。同様に、「基板の表側」とは、基板自体の表面のみならず、基板の表面に他の層が形成されている場合は、その層の表面を含むものとする。また、第一信号導体１０２ａおよび第二信号導体１０２ｂ接地導体層１０５は、他の層によって覆われていても良い。

第一信号導体１０２ａは接地導体層１０５と第一の伝送線路を構成し、第二信号導体１０２ｂは接地導体層１０５と第二の伝送線路を構成している。第一の伝送線路および第二の伝送線路からなる伝送線路対が差動伝送線路１０２ｃを形成している。

差動伝送線路１０２ｃは、曲げ領域１０４ａを含んでおり、曲げ領域１０４ａの両端には直線領域１０４ｂが接続されている。曲げ領域１０４ａでは、２本の信号導体１０２ａ、１０２ｂは平行な曲線を形成している。

本実施形態では、曲げ領域１０４ａの接地導体層１０５に複数のスロット１０６ａを形成している。各スロット１０６ａは、曲げ領域１０４ａにおける信号の局所的な伝送方向に対して直交する方向に細長く延びている。図示されている例では、４本のスロット１０６ａの一端が曲率中心側で接続され、スロット複合体１０６を形成しているが、本発明の効果を得るには、複数のスロット１０６ａのうちの少なくとも２本が曲げ領域１０４ａの曲率中心側において接続されていればよい。

スロット複合体１０６は、接地導体層１０５の一部を除去して得られる高周波回路要素である。このようなスロット複合体１０６は、例えば、次のようにして容易に形成され得る。すなわち、接地導体層１０５を回路基板１０１の裏面全体に堆積した後、スロット１０６ａのパターンを規定する開口部を有するマスク（例えばレジストマスク）で接地導体層１０５の表面を覆う。次に、接地導体層１０５のうちマスクの開口部を介して露出している部分をウェットエッチング法によって除去すれば、接地導体層１０５の任意の位置に所望の形状を有するスロット群１０６を形成することができる。なお、接地導体層１０５を形成する際に、リフトオフ法により、スロット複合体１０６に相当する開口パターンを備える接地導体層１０５を形成してもよい。

本明細書における「スロット」は、接地導体層１０５の一部をその厚さ方向に完全に除去した部分である。すなわち、接地導体層１０５の表層の一部だけ除去して形成される溝は、「スロット」に含まれない。

回路基板１０１の表側に形成される信号導体１０２ａ、１０２ｂは、例えば、回路基板１０１の表面の全体に導体層を堆積した後、導体層の一部を選択的に除去することによって形成され得る。

比較のため、特許文献１に開示されているスロット１０６ｃを差動伝送線路１０２ｃの曲げ領域１０４ａに形成した構造を図６に示す。図６に示される曲げ領域１０４ａにおいては、複数のスロット１０６ｃが、それぞれ、差動伝送線路１０２ｃの局所的な信号伝送方向に対して直交して設けられているが、各スロット１０６ｃは、接地導体層１０５の導体部分によって分離されており、互いに接続されていない。

図６と図１とを対比すると明らかなように、本実施形態におけるスロット１０６ａは、曲げ領域１０４ａの曲率中心側で接続され、スロット複合体１０６を形成している点で、図６のスロット１０６ｃとは大きく異なっている。

曲げ領域１０４ａでは、外側に位置する第一の伝送線路の長さが、内側に位置する第二の伝送線路の長さよりも短いため、高周波電流の経路長差に起因する電気長差が発生している。差動モードから同相モードへの不要モード変換を抑圧するには、差動伝送線路を形成する二線路を回路的に対称化することが好ましく、曲げ領域１０４ａにおける電気長差を補償することが必要になる。

図６に示される複数のスロット１０６ｃには、曲げ領域１０４ａにおける伝送線路間の電気長差を補償する機能はない。これに対し、本実施形態におけるスロット複合体１０６は、上記電気長差の補償に寄与することができる。以下、本実施形態において、曲げ領域１０４ａにおける電気長差がどのようにして補償され得るかを説明する。

図１に示す構成および図６に示す構成のいずれにおいても、曲げ領域１０４ａ内の第一信号導体１０２ａ上の一点１０８の直下の接地導体層１０５が、高周波伝送の接地導体として機能する。同様に、第一信号導体１０２ａ上の他の一点１１２の直下の接地導体層１０５が、高周波伝送の接地導体として機能する。

しかし、図１の構成では、信号が第一信号導体１０２ａ上を点１０８から点１１２へと移動する場合、この信号伝送に対応した接地導体層１０５内の高周波電流の経路が、スロット複合体１０６により、点１０８と点１１２との間で遮断される。このため、信号伝送に対応した接地導体層１０５内の高周波電流は、図１の矢印で示すように、スロット複合体１０６の縁部を辿りながら、迂回することになる。スロット複合体１０６は、曲率中心側で接地導体上の電流経路を遮断するため、接地導体層１０５における高周波電流経路の迂回効果は、第二の伝送線路よりも第一の伝送線路において強くなる。その結果、電気長が相対的に短い第一の伝送線路において、接地導体層１０５で電気長が相対的に延長され、その分、信号導体１０２ａ、１０２ｂの間で発生する電気長差が補償される。

これに対して、図６の構造では、信号が第一信号導体１０２ａ上を点１０８から点１１２へと移動する際に、接地導体１０２での高周波電流は直線的に点１０８から点１１２へと進行することが禁じられてはいるものの、曲率中心側へと逃げる経路が禁じられていない。よって、図６の矢印で示すように、曲げ領域１０４ａの曲率中心側で電気長の短い経路を辿ることが可能である。この経路が禁止されないと、第一の伝送線路では接地導体層１０５における高周波電流の移動経路で迂回構造が実現されず、信号導体１０２ａ、１０２ｂの間で発生する電気長差を補償することができない。

本発明の目的を達成するには、複数のスロット１０６ａを形成することだけでなく、それらのうちの少なくとも２つのスロット１０６ａを曲げ領域１０４ａの曲率中心側において接続することが必要になる。

なお、スロット複合体１０６を形成するスロット１０６ａは、図１の例では、第二信号導体１０２ｂの幅方向の中央箇所までしか延びていないが、第二信号導体１０２ｂを横切るように形成されていてもよい。スロット長が延びると、第二の伝送線路においても接地導体層１０５での電流経路に迂回効果が生じる。しかし、生じた迂回の電気長だけ、第一の伝送線路における接地導体層１０５での電流経路の迂回の電気長も増大する。このため、２つの伝送線路間の電気長差補償効果は損なわれない。従って、スロット１０６ａは、第二信号導体１０２ｂを一切横切らなくてもかまわないし、完全に横切る長さを有してもよい。

なお、スロット複合体１０６の共振周波数は、伝送周波数よりも高い値に設定される必要がある。

以上説明してきたように、本実施形態によれば、差動伝送線路を構成する二線路の曲げ領域における電気長差が低減されるため、不要モード変換が抑圧される。

（実施形態２）
次に、本発明による差動伝送線路の第２の実施形態を説明する。

まず、図７（ａ）および（ｂ）を参照する。図７（ａ）は、本実施形態における差動伝送線路の上面透視図であり、図７（ｂ）には、比較のため、第１の実施形態における差動伝送線路の上面透視図が示されている。

本実施形態では、前述した実施形態と同様に、回路基板１０１の裏側に接地導体層１０５が形成されており、回路基板１０１の表側には第一信号導体１０２ａおよび第二信号導体１０２ｂが並行配置されている。第一信号導体１０２ａは接地導体層１０５と第一の伝送線路を構成し、第二信号導体１０２ｂは接地導体層１０５と第二の伝送線路を構成している。そして、第一の伝送線路と第二の伝送線路からなる伝送線路対が差動伝送線路１０２ｃを形成している。

図８は、本実施形態における差動伝送線路１０２ｃの断面図である。図９は、本実施形態の差動伝送線路の上面図、図１０は、回路基板１０１の最下面を上面側から透視した図である。一方、図１１は下面側から接地導体層１０５を見た底面図であり、図１０と鏡面対称の関係にある。なお、図８の断面図は、図９および図１０のＡ−Ｂ線を含む面で回路基板１０１を切断した断面を示している。

本実施形態における差動伝送線路１０２ｃも、曲げ領域１０４ａを含んでおり、曲げ領域１０４ａの両端には直線領域１０４ｂが接続されている。接地導体層１０５の曲げ領域１０４ａには、第一スロット１０６ａが形成されている。第一スロット１０６ａは、曲げ領域１０４ａにおける信号の局所的な伝送方向に対して直交する方向に細長く延びている。

本実施形態では、接地導体層１０５の直線領域１０４ｂの近傍に２本の第二スロット１０６ｂが形成されている。第二スロット１０６ｂは、曲げ領域１０４ａの曲率中心側において、好ましくは第一信号導体１０２ａと交差しない位置に設けられる。本実施形態における第二スロット１０６ｂは、それぞれ、隣接する直線領域１０４ｂの信号伝送方向と略平行に延びているが、第二スロット１０６ｂは、信号伝送方向に平行である必要はなく、傾斜していても良い。ただし、第二スロット１０６ｂが隣接する直線領域１０４ｂの信号伝送方向と直交しない方向に延びていることが好ましい。なお、第二スロット１０６ｂは、曲げ領域１０４ａの曲率中心に対して第一信号線路１０２ａから遠ざかる方向に延長していれば、以下に説明する効果を発揮することができ、第二スロット１０６ｂも２本に限定されず、少なくとも１本あればよい。

第一スロット１０６ａおよび第二スロット１０６ｂは、曲げ領域１０４ａの曲率中心側で接続され、スロット複合体１０６を形成する。本実施形態におけるスロット複合体１０６は、第一の伝送線路における接地導体層１０５における高周波電流経路を選択的に迂回させる機能を有する。よって、信号導体１０２における電気長が第二の伝送線路より短い第一の伝送線路では、接地導体層１０５における高周波電流の移動経路に余分な電気長を追加することが可能となり、この追加された電気長分だけ、信号導体１０２の配置により生じていた電気長差を補償（低減）することができる。

スロット複合体１０６は、接地導体層１０５の一部領域の導体を厚み方向に完全に除去することによって得られ、実施形態１について説明した方法と同様の方法により容易に作製可能である。

図７（ｂ）の矢印で示すように、実施形態１においては、第一の伝送線路による高周波電流は、直線領域１０４ｂから徐々に第一信号導体１０２ａの直下を進行する経路から離れ、曲げ領域１０４ａの曲率中心付近１１３を通ってなだらかに曲がる経路で進行する可能性がある。この経路によれば、第一の伝送線路に対する接地導体層１０５での信号遅延効果を充分に得ることはできない。これに対して本実施形態では、図７（ａ）に示すように、第二スロット１０６ｂを導入し、第一スロット１０６ａと接続することにより、上記の信号遅延効果を充分に発揮させることができる。

信号伝送方向と直交して接地導体層１０５に第二スロット１０６ｂが形成されれば、信号の伝送特性に何らかの影響を与えることになるが、第二スロット１０６ｂは、直線領域１０４ｂでの良好な差動モード特性に悪影響を与えることを意図しない。

第二スロット１０６ｂの導入目的は、曲げ領域１０４ａで接地導体層１０５を流れる高周波電流が最短経路（図７（ｂ）の径路）を通れないよう制限することにある。よって、第二スロット１０６ｂは、第一スロット１０６ａと接続される必要がある。従って、図１２（ａ）に示すように、第一スロット１０６ａと第二スロット１０６ｂとが接続されていない場合は、第二スロット１０６ｂを導入した効果が得られない。また、図１２（ｂ）に示すように、第一スロット１０６ａを形成することなく第二スロット１０６ｂのみを形成した場合は、第一スロット１０６ａが存在しないために、第一の伝送線路による高周波電流が接地導体層を流れる経路に迂回が発生しないため、特性の改善効果が得られない。

なお、図７（ａ）に示す例では、複数の第一スロット１０６ａを形成しているが、本実施形態では、第一スロット１０６ａの本数は複数である必要はなく、単数でもよい。実施形態１では、第一スロット１０６ａが一本であれば、接地導体層１０５における高周波電流の迂回を実現できないのに対して、本実施形態では、第一スロット１０６ａが一本であっても、第二スロット１０６ｂと接続することにより、接地導体層１０５での高周波電流の迂回を実現できる。

しかしながら、第二スロット１０６ｂは、図７（ａ）に示すように、曲げ領域１０４ａと接続される二つの直線領域１０４ｂのそれぞれの近傍に形成され、少なくとも１つの第一スロット１０６ａに接続されることが好ましい。各直線領域１０４ｂの近傍に第二スロット１０６ｂを形成することにより、同相モードへの不要モード変換をより効果的に抑圧することができる。なお、第二スロット１０６ｂが両方の直線領域１０４ｂに形成される場合、二つのスロット１０６ｂは同一形状を有している必要はない。なお、スロット複合体１０６は、伝送信号周波数において共振現象を発現しないサイズに設定される。

本実施形態によれば、差動伝送線路を構成する二つの伝送線路の曲げ領域における電気長差が実質的に低減されるため、同相モードへの不要モード変換を抑圧できる。

（実施形態３）
次に、本発明による差動伝送線路の第３の実施形態を説明する。

まず、図１３〜図１５を参照する。図１３は、本実施形態の差動伝送線路の上面図である。図１４は、図１３の点線ＡＢにおける本実施形態の切断面を示す断面図であり、図１５は、本実施形態の底面図である。

本実施形態では、前述した実施形態と同様に、回路基板１０１の裏側に接地導体層１０５が形成されており、回路基板１０１の表側には第一信号導体１０２ａおよび第二信号導体１０２ｂが並行配置されている。第一信号導体１０２ａは接地導体層１０５と第一の伝送線路を構成し、第二信号導体１０２ｂは接地導体層１０５と第二の伝送線路を構成している。そして、第一の伝送線路と第二の伝送線路からなる伝送線路対が差動伝送線路１０２ｃを形成している。

差動伝送線路１０２ｃは、曲げ領域１０４ａを含んでおり、曲げ領域１０４ａの両端には直線領域１０４ｂが接続されている。図１５に示すように、本実施形態の回路基板１０１の裏面は全て接地導体層１０５で覆われている。

本明細書では、曲げ領域１０４ａにおける第一信号導体１０２ａの線路幅をＷｂ１、第二信号導体１０２ｂの線路幅をＷｂ２、第一信号導体１０２ａと第二信号導体１０２ｂとの間の間隙幅をＧｂ、直線領域１０４ｂにおける第一信号導体１０２ａの線路幅をＷｓ１、第二信号導体１０２ｂの線路幅をＷｓ２、第一信号導体１０２ａと第二信号導体１０２ｂとの間の間隙幅をＧｓ、曲げ領域の曲率中心１１５から曲げ領域の第一信号導体１０２ａの曲率中心側の線縁までの最短距離をＲｂ１、曲げ領域の曲率中心１１５から直線領域の第一信号導体１０２ａの曲率中心側の線縁の延長直線までの垂線距離をＲｓ１、曲げ領域の曲率中心１１５から曲げ領域の第二信号導体１０２ｂの曲率外周側の線縁までの最短距離をＲｂ２、曲げ領域の曲率中心１１５から直線領域の第二信号導体１０２ｂの曲率外周側の線縁の延長直線までの垂線距離をＲｓ２とする。

本実施形態では、Ｗｂ１はＷｓ１よりも狭く、Ｗｂ２はＷｓ２よりも狭く、ＧｂはＧｓよりも狭く、Ｒｂ１はＲｓ１よりも大きな値に設定される。

曲げ領域１０４ａと直線領域１０４ｂの接続部では、各信号導体１０２の線路幅や、間隙幅は必ずしも一定の値で統一されなくてもよいが、上記条件は曲げ領域１０４ａの中央部を含む領域で設定されていれば、実施形態３に該当しているものとする。

非特許文献２に開示されているように、シングルエンド線路の曲げ領域で生じる接地キャパシタンスは伝送特性を劣化させるため、図２３に示されるように、信号導体１０２ｄの曲げ領域の一部分１２９をカットし、曲げ領域の面積を減らすことが有効である。シングルエンド信号伝送では、接地キャパシタンスの増加は、特性インピーダンスの一時的な減少として回路特性に影響するだけであるため、図２３に示すような構成によっても特性を充分に改善することが可能である。しかし、差動信号伝送においては、曲げ領域における接地キャパシタンス増加は致命的な悪影響を及ぼす。その理由は、差動伝送線路における差動モードは、図２１（ｂ）に示すように、二本の信号導体１０２ａ、１０２ｂの間に電界が集中する伝送モードであるが、接地キャパシタンスが増加すると、各信号導体１０２から別々に電界ベクトルが接地導体層１０５へ向かう同相モードが誘起されるからである。

本実施形態では、第一および第二信号導体１０２ａ、１０２ｂの線路幅を減じることにより、曲げ領域１０４ａでの接地キャパシタンスを低減している。しかし、第一信号導体１０２ａおよび第二信号導体１０２ｂの線路幅を減じるだけでは、伝送特性が改善されるどころか、劣化する場合もある。例えば、図１６（ａ）に示す比較例では、Ｗｂ１およびＷｂ２が、それぞれ、Ｗｓ１およびＷｓ２よりも小さく設計されているが、このような構成では、同相モードへの不要モード変換強度が増大してしまう。

これに対して、本実施形態では、ＧｂをＧｓよりも小さな値に設定することにより、差動伝送線路を構成する二線路間の結合を強めている。信号導体間の結合が強くなると、曲げ領域の差動伝送線路では偶モードよりも奇モードが生じやすくなるため、不要モード変換が抑圧されやすくなる。

しかし、曲げ領域１０４ａで線路幅および線路間の間隙幅を狭める場合でも、図１６（ｂ）に示す構成では、同相モードへの不要モード変換が抑圧されない。また、線路間の間隙幅を狭めることは有効であるものの、現実的な製造プロセスを用いる限り、狭める条件にも限界がある。

本実施形態では、Ｒｂ１＞Ｒｓ１の条件を付加することにより、曲げ領域１０４ａでの信号導体１０２ａ、１０２ｂ間の電気長差を補償する条件を成立させ、不要モード変換抑圧効果を発現する。すなわち、曲げ領域１０４ａで内側に配置されている第一信号導体１０２ａの曲率中心側の線縁は、曲げ領域１０４ａの少なくとも一部において、曲率半径が増大する方向へシフトしている。

回路占有面積の増大を回避するためには、Ｒｂ２≦Ｒｓ２という条件を付加することが好ましい。したがって、図１３に示すように、Ｒｂ２はＲｓ２に等しく、両信号導体１０２ａ、１０２ｂの線路幅を縮小量と、両信号導体１０２の間の間隙幅の縮小量との総和分だけ、第一信号導体１０２ａを第二信号導体１０２ｂに近づけることが好ましい。

こうして本実施形態では、差動伝送線路の曲げ領域１０４ａにおける電気長差を、信号導体１０２の配置構成を変化させるだけで低減し、不要モード変換を抑圧することができる。

実施形態１や実施形態２の差動伝送線路が備えるスロット複合体１０６を、本実施形態の接地導体層１０５に追加的に設けてもよい。そうすることにより、不要モード変換の抑圧効果が増強される。図１７は、実施形態２のスロット複合体１０６を、本実施形態の差動伝送線路の接地導体層１０５に設けた構成を示しており、この差動伝送線路によれば、特に優れた伝送特性を実現できる。

（実施例）
誘電率３．８、総厚さ２００ミクロンの誘電体基板を回路基板として用い、本発明による差動伝送線路の実施例および従来例を作製した。回路基板の裏面には、厚さ４０ミクロンの銅層を堆積し、接地導体層を形成した。

回路基板の表面にも、厚さ４０ミクロンの銅層を堆積した後、ウェットエッチングにより、銅層の所望領域を部分的に除去することにより、配線導体のパターンを形成した。具体的には、奇モードの特性インピーダンスが５０オームに相当する条件として、線路幅が２３０ミクロンのマイクロストリップ線路を、線路間間隙幅２００ミクロンの設定で二本並列に配置して、それぞれを差動伝送線路の第一信号導体と第二信号導体とした。作製した回路構造は、両端に３ｃｍの直線領域を接続した９０度の曲げ領域を一回含む。

次に、高周波プローブを用いて伝送特性の評価を行った。２５ＧＨｚまでの周波数帯域で４端子の高周波測定を行い、２本のシングルエンド伝送線路対の特性として得た高周波特性の測定結果を得た。そして、この測定結果に基づいて二端子の差動伝送線路特性を求めた（データ変換）。このデータ変換により、不要モード変換強度を得ることができる。なお、「不要モード変換強度」は、差動信号を差動ポートに入力した場合に、どれだけの強度の同相信号がもう一方の差動ポートから出力されるかを示している。これらの測定やデータ処理は、差動伝送特性を評価する際に行われている一般的な手法である。

従来例１は、図２４（ａ）に示す構造を有し、従来例２は、図２４（ｂ）に示す構造を有している。Ｒｓ１は３２０ミクロン、Ｗｓ１、Ｗｓ２、およびＧｓは、それぞれ、Ｗｂ１、Ｗｂ２、およびＧｂと等しく設定した。

従来例３は、図６に示す構造を有している。従来例３では、従来例２の回路構造に加えて、接地導体層に４本のスロットを設けた。各スロットは曲げ領域に等角度間隔で配置され、信号伝送方向にそれぞれ直交している。スロット幅は８０ミクロン、Ｌｓ１は２５０ミクロン、Ｌｓ２は８５０ミクロン、スロット長さは６００ミクロンとした。なお、Ｌｓ１は曲げ領域の曲率中心１１５からスロット１０６ｃ領域までの最短距離であり、Ｌｓ２は曲率中心１１５からスロット１０６ｃ領域の中で最も離れた点までの距離であり、その差はスロット長に相当する。

１０ＧＨｚでの各従来例の特性を比較すると、従来例１ではマイナス１６．２ｄＢ、従来例２と従来例３ではそれぞれマイナス１８．５ｄＢとマイナス１８．４ｄＢの不要モード変換が起こった。２０ＧＨｚでは、従来例１ではマイナス１０．２ｄＢ、従来例２と従来例３ではマイナス１２．６ｄＢの不要モード変換が計測された。

表１に、従来例１から従来例３の不要モード変換特性をまとめた。

以上の結果からわかるように、従来例１は、従来例２および従来例３よりも不要モード変換が強く生じた。また、従来例２および従来例３は、他の周波数帯でも特性にほとんど変化が見られなかった。

以下、本発明の実施例を従来例２または従来例３と比較しつつ、説明する。

実施例１として、曲げ領域が図１に示す構造を有する差動伝送線路を作製した。実施例１では、従来例３と異なり、Ｌｓ２がスロット長に相当するが、Ｌｓ２の値は従来例３と等しい設定の８５０ミクロンとした。他の設定パラメータも従来例３と同一条件とした。

実施例１では、１０ＧＨｚでマイナス１９．５ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１３．４ｄＢの不要モード変換特性を計測した。測定した他の周波数帯域も含めて、実施例１の特性は従来例３と比較して常に１ｄＢ程度の改善が見られ、本発明の有利な効果が証明された。

次に、本発明の実施例２として、図７に示す構造を有する差動伝送線路を作製した。実施例２では、実施例１と同じ回路要素の設定パラメータは同一の値とし、第二スロット１０６ｂの長さをそれぞれ１．５ミリとした。なお、第二スロットのスロット幅は第一スロットと同じ設定とした。

実施例２では、１０ＧＨｚでマイナス２２．２ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１８．４ｄＢの不要モード変換特性を得た。従来例３と比較すると、１０ＧＨｚでは３．７ｄＢ、２０ＧＨｚでは５．８ｄＢもの不要モード変換の抑圧が得られたことになる。

表２に、実施例１、実施例２、および従来例３についての不要モード変換特性をまとめた。

図１８は、実施例２および従来例３について得られる不要モード変換強度の周波数依存性を示すグラフである。図１８から明らかなように、測定した全周波数帯域で、実施例２は従来例３よりも良好な特性を示した。

次に、図１２（ａ）に示す構造を有する比較例２ａを作製した。比較例２ａは、実施例２とほぼ同一の構造を有しているが、実施例２においては、第一スロット１０６ａと接続されていた第二スロット１０６ｂが、比較例２ａでは、幅１００ミクロンの接地導体により分離され、第二スロットのスロット長は９００ミクロンであった。

比較例２ａでは、１０ＧＨｚでマイナス１９．６ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１３．３ｄＢの不要モード変換特性を計測した。測定された比較例２ａの特性は、実施例１の特性とほぼ同等の結果であり、測定した全周波数帯域において実施例１との差異は±０．２ｄＢ以内でしかなかった。

実施例２と比較例２ａの特性から、実施形態２において、第二スロットが第一スロットと接続されることの重要性が証明された。

次に、図１２（ｂ）に示す構造を有する比較例２ｂを作製した。比較例２ｂは、実施例２から第一スロット１０６ａを削除した構造を備えている。第二スロットを含む他の設計パラメータは、実施例２の設計パラメータと同一である。

比較例２ｂでは、１０ＧＨｚでマイナス１８．６ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１２．５ｄＢの不要モード変換特性を計測した。測定された特性は、従来例２と従来例３とほとんど同等の結果であり、測定した全周波数帯域において、従来例２や従来例３との差異は±０．２ｄＢ以内と測定誤差の範囲でしかなかった。

以上の結果から、第二スロットは、単体では不要モード変換抑圧効果を奏しないことがわかった。

次に、本発明の実施例３として、図１３に示す構造を有する差動伝送線路を作製した。

実施例３は、従来例２と類似した構造を有しているが、Ｗｂ１およびＷｂ２の値を従来例２において設定されていた２３０ミクロンから１５０ミクロンへと減じ、Ｇｂの値も従来例２で設定された２００ミクロンから１５０ミクロンへと減じ、逆にＲｂ１の値は従来例２での３２０ミクロンの設定から５３０ミクロンへと変更した。Ｒｂ２は、従来例２と同様に９８０ミクロンのままである。

実施例３では、１０ＧＨｚでマイナス２２．７ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１６．６ｄＢの不要モード変換特性を計測した。

上記結果を従来例２の結果と比較すると、１０ＧＨｚでは４．２ｄＢ、２０ＧＨｚでは４ｄＢの不要モード抑圧に相当する。

表３には、実施例３と従来例２の不要モード変換特性の比較をまとめた。

また、図１９に、実施例３と従来例２の不要モード変換強度の周波数依存性比較を示す。図１９から明らかなように、測定した全周波数帯域で、実施例３は従来例２よりも良好な特性を示している。

一方、図１６（ａ）に示す構造を有する比較例３ａを作製した。比較例３ａは、曲げ領域におけるＷｂ１とＷｂ２の設定が実施例３と同一条件であるが、Ｇｂが１５０ミクロンから３６０ミクロンへと増大している。逆にＲｂ１は、実施例３での５３０ミクロン設定から従来例２と同等の３２０ミクロン設定へと戻した。Ｒｂ２は従来例２と同様に９８０ミクロンのままである。

比較例３ａでは、１０ＧＨｚでマイナス１７．２ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１１．１ｄＢの不要モード変換特性を計測した。この結果は、従来例２の結果と比較すると、１０ＧＨｚでは１．３ｄＢ、２０ＧＨｚでは１．５ｄＢの不要モード変換特性の劣化に相当する。測定した全周波数帯域で、比較例３ａは、従来例２の特性よりも劣化した特性を示し、比較例３ａでは本発明の効果は得られないことがわかった。

また、図１６（ｂ）に示す構造を有する比較例３ｂを作製した。比較例３ｂでは、曲げ領域におけるＷｂ１とＷｂ２の設定、およびＲｂ１の設定が比較例３ａと同一条件であるが、Ｇｂを再び１５０ミクロンへと減じている。この設定変化に伴い、Ｒｂ２は、比較例３ａでの９８０ミクロン設定から７７０ミクロンへとパラメータを減じた。

比較例３ｂでは、１０ＧＨｚでマイナス１８．６ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス１２．４ｄＢの不要モード変換特性を計測した。従来例２の結果と比較すると、いずれも±０．２ｄＢの範囲に収まっており、全測定周波数帯域でも顕著な差異は見られなかった。この結果、比較例３ｂの構造では本発明の有利な効果を得ることができないことがわかった。

以上、比較例３ａ、３ｂの結果と実施例３の結果を比較して、実施形態３の構成が不要モード変換抑圧の効果をもつことが証明された。

次に、図１７に示す構造を有する実施例４を作製した。実施例４は、実施例２および実施例３の組み合わせであり、回路要素の各設定パラメータは実施例２および実施例３における設定パラメータと同一である。

実施例４では、１０ＧＨｚでマイナス２８．６ｄＢ、２０ＧＨｚでマイナス２５．６ｄＢの不要モード変換特性を計測した。上記結果を従来例２の結果と比較すると、１０ＧＨｚでは１０．１ｄＢ、２０ＧＨｚでは１３ｄＢもの不要モード抑圧に相当する。

表４に、実施例４と従来例２、さらには実施例２、３の不要モード変換特性を比較した。

また、図２０に、実施例４と従来例２の不要モード変換強度の周波数依存性比較を示した。図２０から明らかなように、測定した全周波数帯域で、実施例４は、従来例２の特性よりも１０ｄＢ前後の特性改善を示し、実施形態２と実施形態３の組み合わせによる飛躍的な特性改善効果が証明された。

本発明の差動伝送線路は、従来の差動伝送線路の曲げ領域において生じていた不要モード変換を抑圧することができるため、電子機器からの不要輻射量の低減が可能となる。

従来の差動伝送線路において不要モード除去を目的として導入されていた同相モード除去フィルタが不要となるため、コスト削減、回路占有面積の低減、同相モードフィルタ挿入により劣化していた差動モード通過信号強度が改善するなどの効果が得られる。

データ伝送だけでなく、フィルタ、アンテナ、移相器、スイッチ、発振器等の通信分野の機器、デバイスにおいて用いられる回路構造として広く応用でき、電力伝送やＩＤタグなどの無線技術を使用する各分野においても使用され得る。

実施形態１の差動伝送線路の上面透視図 実施形態１の差動伝送線路の断面図 実施形態１の差動伝送線路の上面図 実施形態１の差動伝送線路の回路基板１０１の最下面の上面透視図 実施形態１の厳密な意味での下面から見た底面図（図４の鏡面対称図） 特許文献１の技術を用いた、従来の差動伝送線路の一例の上面透視図 （ａ）本発明の第二の実施形態の差動伝送線路の上面透視図、（ｂ）本発明の第一の実施形態の差動伝送線路の上面透視図 実施形態２の差動伝送線路の断面図 実施形態２の差動伝送線路の上面図 実施形態２の差動伝送線路の回路基板１０１の最下面の上面透視図 実施形態２の厳密な意味での下面から見た底面図（図１０の鏡面対称図） （ａ）および（ｂ）は、本発明の第二の実施形態の差動伝送線路とは異なる差動伝送線路の上面透視図 実施形態３の差動伝送線路の上面図 図１３において点線ＡＢで示した箇所での回路断面図 実施形態３に係る差動伝送線路の底面図 （ａ）および（ｂ）は、いずれも、実施形態３の差動伝送線路とは異なる差動伝送線路（比較例）の上面図 実施形態２と実施形態３を組み合わせて得られる差動伝送線路の上面透視図 本発明の実施例２と従来例３の不要モード変換特性の周波数依存性比較グラフ 本発明の実施例３と従来例２の不要モード変換特性の周波数依存性比較グラフ 本発明の実施例４と従来例２の不要モード変換特性の周波数依存性比較グラフ （ａ）従来の差動伝送線路の上面図、（ｂ）従来の差動伝送線路の断面構造と、差動モードでの電界ベクトルを示す図、（ｃ）従来の差動伝送線路の断面構造と、同相モードでの電界ベクトルを示す図 特許文献１に開示された差動伝送線路の上面透視図 非特許文献２に開示されたシングルエンド伝送線路の上面模式図 （ａ）特許文献１の技術を用いて実現される差動伝送線路の上面図、（ｂ）非特許文献３の技術を用いて実現される差動伝送線路の上面図

符号の説明

１０１ 回路基板
１０２ａ 第一信号導体
１０２ｂ 第二信号導体
１０２ｃ 第一信号導体と第二信号導体から構成される差動伝送線路
１０２ｄ シングルエンド伝送線路の信号導体
１０４ａ 差動伝送線路の曲げ領域
１０４ｂ 差動伝送線路の直線領域
１０５ 接地導体層
１０６ａ 第一スロット
１０６ｂ 第二スロット
１０６ｃ スロット
１０６ スロット複合体
１０８ １１２ 曲げ領域での第一信号導体上の任意の点
１１３ 曲げ領域の曲率中心付近の接地導体
１１５ 曲げ領域の曲率中心
１２１、１２３ スロット
１２５、１２７ 局所的な信号伝送方向
１２９ シングルエンド伝送線路の曲げ領域で削除される角部
Ｗｓ１ 直線領域での第一信号導体の線路幅
Ｗｓ２ 直線領域での第二信号導体の線路幅
Ｗｂ１ 曲げ領域での第一信号導体の線路幅
Ｗｂ２ 曲げ領域での第二信号導体の線路幅
Ｇｓ 直線領域での第一信号導体と第二信号導体間の間隙幅
Ｇｂ 曲げ領域での第一信号導体と第二信号導体間の間隙幅
Ｒｓ１ 曲げ領域の曲率中心と、直線領域の第一信号導体の曲率中心側の線縁の延長直線との垂線距離
Ｒｂ１ 曲げ領域の曲率中心と、曲げ領域の第一信号導体の曲率中心側の線縁との最短距離
Ｒｓ２ 曲げ領域の曲率中心と、直線領域の第二信号導体の曲率中心とは逆側の線縁の延長直線との垂線距離
Ｒｂ２ 曲げ領域の曲率中心と、曲げ領域の第二信号導体の曲率中心と逆側の線縁との最短距離
Ｌｓ１ 曲げ領域の曲率中心から、曲げ領域に形成された第一スロットの曲率中心側の端部までの最短距離
Ｌｓ２ 曲げ領域の曲率中心から、曲げ領域に形成された第一スロットの曲率中心とは逆側の端部までの最短距離

Claims (10)

1. 基板と、
   前記基板の裏側に形成された接地導体層と、
   前記基板の表側に並行に配置された第一信号導体および第二信号導体と、
   を備え、
   前記第一信号導体および前記接地導体層が第一の伝送線路を形成し、かつ、前記第二信号導体および前記接地導体層が第二の伝送線路を形成する差動伝送線路であって、
   前記差動伝送線路は、前記第一および第二の伝送線路が直線的に延びる２つの直線領域と、前記２つの直線領域を接続する曲げ領域とを有しており、
   前記曲げ領域の曲率中心に相対的に近い位置に前記第一信号導体が配置され、前記曲率中心から相対的に遠い位置に前記第二信号導体が配置されており、
   前記曲げ領域において、局所的な信号伝送方向に直交する複数のスロットが前記接地導体層に設けられており、
   前記複数のスロットが前記第一信号導体と交差し、前記複数のスロットが前記曲げ領域の曲率中心側で接続されている差動伝送線路。
2. 前記接地導体層には、前記曲げ領域の曲率中心側で前記複数のスロットのうちのいずれか１つに接続された少なくとも１つの第二スロットが設けられている請求項１に記載の差動伝送線路。
3. 前記第二スロットは、前記曲率中心に対して前記第一信号導体から離れる方向に延長している請求項２に記載の差動伝送線路。
4. 前記第二スロットは、前記直線領域における信号伝送方向と交差していない請求項２に記載の差動伝送線路。
5. 前記第二スロットは複数である請求項２に記載の差動伝送線路。
6. 前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第一の信号導体の線路幅Ｗｂ１が前記直線領域における前記第一の信号導体の線路幅Ｗｓ１よりも小さく、
   前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第二の信号導体の線路幅Ｗｂ２が前記直線領域における前記第二の信号導体の線路幅Ｗｓ２よりも小さく、
   前記曲げ領域の少なくとも一部における前記第一の信号導体と前記第二の信号導体間の間隙幅Ｇｂが、前記直線領域における前記第一の信号導体と前記第二の信号導体間の間隙幅Ｇｓ以下となるよう設定され、
   前記曲げ領域における前記第一の信号導体の曲率中心側の線縁の曲率半径の最小値Ｒｂ１が前記曲率中心から前記直線領域の前記第一の信号導体の曲率中心側の線縁の延長直線までの垂線距離Ｒｓ１よりも大きく設定されている、請求項１に記載の差動伝送線路。
7. 前記曲げ領域における前記第二の信号導体の曲率中心側から離れた線縁の曲率半径Ｒｂ２が、前記曲率中心から前記直線領域の前記第二の信号導体の曲率中心から離れた線縁の延長直線までの垂線距離Ｒｓ２に等しく設定されている請求項６に記載の差動伝送線路。
8. 基板と、
   前記基板の裏側に形成された接地導体層と、
   前記基板に表側に並行に似配置された第一信号導体および第二信号導体と、
   を備え、
   前記第一信号導体および前記接地導体層が第一の伝送線路を形成し、かつ、前記第二信号導体および前記接地導体層が第二の伝送線路を形成する差動伝送線路であって、
   前記差動伝送線路は、前記第一および第二の伝送線路が直線的に延びる２つの直線領域と、前記２つの直線領域を接続する曲げ領域とを有しており、
   前記曲げ領域の曲率中心に相対的に近い位置に前記第一信号導体が配置され、前記曲率中心から相対的に遠い位置に前記第二信号導体が配置されており、
   前記曲げ領域において、局所的な信号伝送方向に直交し、かつ、前記第一信号導体と交差する少なくとも１つの第一スロットが前記接地導体層に設けられており、
   前記接地導体層には、更に、前記曲げ領域の曲率中心側で前記第一スロットに接続された少なくとも１つの第二スロットが設けられており、前記第二スロットは、前記曲率中心に対して前記第一信号導体から離れる方向に延長している差動伝送線路。
9. 前記第二スロットは複数である請求項８に記載の差動伝送線路。
10. 前記第一スロットは複数である請求項８に記載の差動伝送線路。

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