JP3939058B2

JP3939058B2 - 無線受信システムおよび検波方法

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Publication number: JP3939058B2
Application number: JP32081399A
Authority: JP
Inventors: 義晴土居; 健雄宮田
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1999-11-11
Filing date: 1999-11-11
Publication date: 2007-06-27
Anticipated expiration: 2019-11-11
Also published as: JP2001144825A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線受信システムおよび検波方法に関し、特に、移動通信システムの基地局において、移動端末装置から受信した信号を復調するための無線受信システムおよび検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、急速に発達しつつある携帯型電話機（たとえば、Personal Handyphone System：以下、ＰＨＳ）では、基地局（Cell Station：以下、ＣＳ）と移動端末装置（Personal Station：以下、ＰＳ）との間の通信に際し、送信側で変調されて送信された変調波を、受信側で復調する復調方式としてさまざまな方式が採用されている。
【０００３】
これらの復調方式は、送信側における変調方式、通信用途、コストなどのさまざまな要因に応じて適宜採用されている。
【０００４】
以下に、代表的な復調方式について説明する。
一般に、復調方式は、基準信号を用いる方式と、基準信号を用いない方式とに大別される。
【０００５】
後者の方式としては、信号の振幅の大きさで識別する包絡線検波方式や周波数で識別する周波数検波方式等があるが、ノイズに対する耐性、変調方式等の制限により、ＰＨＳのような現在の移動通信システムでは採用されていない。したがって、後者の方式の説明は省略し、前者の方式について、以下により詳細に説明する。
【０００６】
前者の方式の代表例としては、受信信号から搬送波を再生して基準信号とする同期検波方式と、受信信号から１シンボル遅延した信号を基準信号とする遅延検波方式とがあり、これらの方式が現状のＰＨＳで採用されている。
【０００７】
図７は、同期検波方式の原理を説明するための概略ブロック図である。図７を参照して、受信フィルタ１を介して抽出された受信信号Ａ（ｔ）ｃｏｓωｔは、乗算器２の一方入力に与えられるとともに、搬送波再生回路３に与えられる。搬送波再生回路３は、受信信号Ａ（ｔ）ｃｏｓωｔから搬送波ｃｏｓωｔを再生し、乗算器２の他方入力に与える。
【０００８】
乗算器２は、これらの入力を受け、以下の演算を行なう：
Ａ（ｔ）ｃｏｓωｔ×ｃｏｓωｔ＝（Ａ（ｔ）＋Ａ（ｔ）ｃｏｓ２ωｔ）／２この乗算結果がローパスフィルタ（ＬＰＦ）４に与えられ、復調出力としてＡ（ｔ）／２が出力される。
【０００９】
この同期検波方式では、搬送波再生回路３で搬送波と同一位相、同一周波数を検出しているため、最も精度の高い復調方式であるということができる。この同期検波方式は、たとえばＰＨＳのＣＳで採用されている。
【００１０】
図８は、遅延検波方式の原理を説明するための概略ブロック図である。図８を参照して、受信フィルタ１を介して抽出された受信信号は、乗算器２の一方の入力に与えられるとともに、遅延回路５に与えられて、１シンボルだけ遅延される。１シンボル遅延回路５によって１シンボル遅延された受信信号は、乗算器２の他方の入力に与えられる。
【００１１】
乗算器２は、前後する２シンボルの乗算を行ない、その出力はＬＰＦ４を介して出力される。すなわち、受信信号と１シンボル遅延信号の乗積の低周波成分より前後のシンボル位相差を１データとして伝送することになる。たとえば、この前後のシンボルの位相差情報に変化がない場合はデータ“０”、位相差情報に変化がある場合はデータ“１”が復調されて伝送されることになる。この遅延検波方式は、たとえばＰＨＳのＰＳで採用されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図７に示した同期検波方式では、先に延べたように非常に精度の高い復調が可能であるが、その反面、ハードウェアの構成が大型化かつ複雑化するという問題がある。
【００１３】
より詳細に説明すると、図７に示した搬送波再生回路３を実現するためには、受信信号の逓倍回路とＰＬＬ回路との組合せが必要となり、あるいはコスタスループ、逆変調法等の手法を実現するための回路構成が必要となる。このため、同期検波方式では、回路規模およびコストの増大を招来することになる。
【００１４】
一方、図８に示した遅延検波方式では、遅延させた受信信号をそのまま基準信号として使用しているので、上述の同期検波方式のような複雑なハードウェア構成は必要ではない。また、乗算器２で遅延信号１シンボルと受信信号１シンボルとの乗算を行なっているので、それぞれの信号に含まれるノイズも乗算され、ノイズは全体としてある程度減少することになる。
【００１５】
しかしながら、ある程度のノイズの影響は残存し、復調の精度において遅延検波方式は同期検波方式に及ばない。
【００１６】
それゆえに、この発明の目的は、複雑なハードウェア構成を必要とすることなく、同期検波方式に準じる高い精度で受信信号を復調することができる無線受信システムおよび検波方法を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信システムは、受信した前記信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出する信号抽出手段と、抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうちユークリッド距離が最短となる最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる強制位相同期手段と、位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出する位相変化検出手段と、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段とを備える。
【００１８】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の無線受信システムにおいて、移動端末装置からの信号は、所定の区間ごとに所定の参照信号を有し、信号抽出手段は、受信した信号のウェイトベクトルを計算する手段と、計算されたウェイトベクトルと受信した信号との積和演算を行ない、その結果を所望の移動端末装置からの信号として出力する手段と、所定の参照信号を記憶した手段とを含み、ウェイトベクトルを計算する手段は、積和演算の結果と記憶されている参照信号との誤差の２乗を減少させるようにウェイトベクトルを更新する。
【００１９】
請求項３に記載の発明によれば、請求項２に記載の無線受信システムにおいて、ウェイトベクトルを計算する手段は、受信した信号のうち参照信号あり（既知）の区間では、記憶されている参照信号に基づいて、ＲＬＳアルゴリズムまたはＬＭＳアルゴリズムを用いてウェイトベクトルの更新を行ない、受信した信号のうち参照信号なし（未知）の区間では、先行して計算されたウェイトベクトルから逆算した参照信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを用いてウェイトベクトルの更新を行なう。
【００２０】
請求項４に記載の発明によれば、請求項１から３のいずれかに記載の無線受信システムにおいて、所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である。
【００２１】
請求項５に記載の発明によれば、請求項１から４のいずれかに記載の無線受信システムにおいて、位相差とデータとの所定の対応関係は、（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）である。
【００２２】
請求項６に記載の発明によれば、複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信システムにおける検波方法は、受信した信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出するステップと、抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうちユークリッド距離が最短となる最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させるステップと、位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出するステップと、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップとを備える。
【００２３】
請求項７に記載の発明によれば、請求項６に記載の検波方法において、移動端末装置からの信号は、所定の区間ごとに所定の参照信号を有し、信号を抽出するステップは、受信した信号のウェイトベクトルを計算するステップと、計算されたウェイトベクトルと受信した信号との積和演算を行ない、その結果を所望の移動端末装置からの信号として出力するステップと、所定の参照信号を記憶するステップとを含み、ウェイトベクトルを計算するステップは、積和演算の結果と記憶されている参照信号との誤差の２乗を減少させるようにウェイトベクトルを更新する。
【００２４】
請求項８に記載の発明によれば、請求項７に記載の検波方法において、ウェイトベクトルを計算するステップは、受信した信号のうち参照信号あり（既知）の区間では、記憶されている参照信号に基づいて、ＲＬＳアルゴリズムまたはＬＭＳアルゴリズムを用いてウェイトベクトルの更新を行ない、受信した信号のうち参照信号なし（未知）の区間では、先行して計算されたウェイトベクトルから逆算した参照信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを用いてウェイトベクトルの更新を行なう。
【００２５】
請求項９に記載の発明によれば、請求項６から８のいずれかに記載の検波方法において、所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である。
【００２６】
請求項１０に記載の発明によれば、請求項６から９のいずれかに記載の検波方法において、位相差とデータとの所定の対応関係は、（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
この発明は、ＣＳの受信機において、アダプティブアレイ処理により所望のＰＳからの受信信号を抽出し、抽出した信号を所定の信号基準点に強制位相同期させた後、２シンボル間の位相変化情報を検出して差動復号を行ない、復調データを得るようにしたものである。
【００２８】
図１は、この発明によるＣＳの受信機のハードウェア構成を概略的に示すブロック図である。
【００２９】
図１を参照して、複数本、たとえば４本のアンテナＡＮＴ₁，ＡＮＴ₂，ＡＮＴ₃，ＡＮＴ₄で受信されたＰＳからの信号は、対応するＲＦ回路ＲＦ₁，ＲＦ₂，ＲＦ₃，ＲＦ₄で増幅された後、対応するＡ／Ｄ変換器ＡＤ₁，ＡＤ₂，ＡＤ₃，ＡＤ₄でデジタル信号に変換される。
【００３０】
Ａ／Ｄ変換器ＡＤ₁，ＡＤ₂，ＡＤ₃，ＡＤ₄の出力は、デジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰ）１０に与えられ、この発明の実施の形態の動作は、このＤＳＰ１０によりソフトウェア的に実現される。
【００３１】
図１のＤＳＰ１０内には、このＤＳＰがソフトウェアで実行する主たる処理である「アダプティブアレイ処理」、「強制位相同期処理」、「差動復号」、および「復調データの再生」が経時的に列挙されている。これらの処理については、以下に詳細に説明する。
【００３２】
図１のＤＳＰ１０からは最終的に、所望のＰＳからのデータが復調されて外部へ出力されることになる。
【００３３】
図２は、この発明の実施の形態によるＤＳＰ１０の全体的な処理の流れおよびその原理を説明するための図である。
【００３４】
図２においては、図１の４個のＡ／Ｄ変換器からの４本の受信信号線を、説明の便宜上、１本の信号線で示し、「受信信号」と表記している。
【００３５】
この受信信号は、図１のハードウェア構成図では図示省略した受信フィルタ１１を介してＤＳＰ１０に入力される。
【００３６】
一般に、ＰＨＳ等で通信に用いられる信号は、各シンボル点で常にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadriphase Phase Shift Keying）の信号基準点のいずれかに真の信号点を有している（図２の各（Ｉ，Ｑ）座標における〇で示した８点）。しかしながら、実際にＣＳで受信した信号電波のＩ，Ｑ位相は、図２の▲１▼で示す（Ｉ，Ｑ）座標のコンスタレーションで描かれているようにπ／４シフトＱＰＳＫの信号基準点には収束していない。
【００３７】
このような状態の受信信号に対し、ＤＳＰ１０によってまずアダプティブアレイ処理が施される。
【００３８】
アダプティブアレイ処理は、受信信号に基づいてアンテナごとの受信係数（ウェイト）からなるウェイトベクトルを計算して適応制御することによって、所望のＰＳからの信号を正確に抽出する処理である。
【００３９】
図３は、ＤＳＰ１０によるアダプティブアレイ処理を機能的に説明するための機能ブロック図である。
【００４０】
図３を参照して、ウェイト計算回路２０は、後述するアルゴリズムによりアンテナごとのウェイトからなるウェイトベクトルＷ（ｔ）を算出し、乗算器ＭＰ₁，ＭＰ₂，ＭＰ₃，ＭＰ₄によって対応するアンテナからの受信信号Ｘ（ｔ）とそれぞれ複素乗算する。加算器２１によりその乗算結果の総和Ｙ（ｔ）が得られ、このＹ（ｔ）は以下のように複素乗算和として表わされる：
Ｙ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）^HＸ（ｔ）
ここで、Ｗ（ｔ）^HはウェイトベクトルＷ（ｔ）の複素共役の転置を表わしている。
【００４１】
上述のような複素乗算和の結果Ｙ（ｔ）は、減算器２２の一方入力に与えられ、ＣＳのメモリに予め記憶されている既知の参照信号ｄ（ｔ）との誤差が求められる。この参照信号ｄ（ｔ）は、ＰＳからの受信信号が含むすべてのユーザに共通の既知の信号であり、たとえばＰＨＳでは、受信信号のうち、既知のビット列で構成されたプリアンブル区間が用いられる。
【００４２】
ウェイト計算回路２０は、減算器２２で算出された誤差の２乗を減少させるようウェイト係数を更新させる処理を実行する。アダプティブアレイ処理では、このようなウェイトベクトルの更新（ウェイト学習）を、時間や信号電波の伝搬路特性の変動に応じて適応的に行ない、受信信号Ｘ（ｔ）中から干渉波成分やノイズを除去し、所望のＰＳからの信号Ｙ（ｔ）を抽出している。
【００４３】
この発明の実施の形態によるウェイト計算回路２０では、上述のように誤差の２乗に基づいた最急降下法（Minimum Mean Square Error：以下、ＭＭＳＥ）によりウェイトベクトルの更新すなわちウェイト学習を行なっている。より特定的には、ウェイト計算回路２０は、後述するようにＭＭＳＥによるＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズムやＬＭＳ（Least Mean Squares）アルゴリズムを使用している。
【００４４】
このようなＭＭＳＥによるアダプティブアレイの処理技術、およびＭＭＳＥによるＲＬＳアルゴリズムやＬＭＳアルゴリズムは周知の技術であり、たとえば菊間信良著の「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）の第３５頁〜第４９頁の「第３章ＭＭＳＥアダプティブアレー」に詳細に説明されている。
【００４５】
図４は、図３に示したアダプティブアレイの機能ブロック図の動作をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【００４６】
先に説明したように、アダプティブアレイ処理では、複素乗算和Ｙ（ｔ）と、所定の参照信号ｄ（ｔ）（プリアンブルユニークワード等の既知の信号値）との誤差を求めているが、受信信号の全区間に参照信号値が存在するわけではないので、受信信号が参照信号が既知の区間にあるか否かで、異なる処理を行なっている。
【００４７】
図４を参照して、アダプティブアレイ処理が開始されると、ステップＳ１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。なお、たとえばＰＨＳの受信信号の１フレームは１〜１２０シンボルで構成され、そのうち前半部に信号既知の区間がある。
【００４８】
次に、ステップＳ２において、相関行列Ｐ、忘却係数λ、ウェイトベクトルＷ、ステップサイズμの初期設定が行なわれる。
【００４９】
次に、ステップＳ３において、シンボルｔ＝１が参照信号既知の区間内か否かが判断され、参照信号既知の区間内であるので、ステップＳ４〜Ｓ８においてＲＬＳアルゴリズムが実行される（ＲＬＳアルゴリズムの詳細については上記文献を参照）。
【００５０】
まず、ステップＳ４において、時刻ｔのカルマンゲインベクトルＫ（ｔ）を算出する。カルマンゲインベクトルは、
Ｋ（ｔ）＝Ｔ（ｔ）／（１＋Ｘ^H（ｔ）Ｔ（ｔ））で定義され、ここで
Ｔ（ｔ）＝λＰ（ｔ−１）Ｘ（ｔ）である。
【００５１】
次に、ステップＳ５において、ＣＳ内のメモリから既知の参照信号ｄ（ｔ）が読出される。
【００５２】
次に、ステップＳ６において、以下のように時刻ｔでの参照信号と複素乗算和との誤差ｅ（ｔ）が算出される：
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−Ｗ^H（ｔ−１）Ｘ（ｔ）
そして、ステップＳ７において、カルマンゲインベクトルＫ（ｔ）を用いて、以下のように時刻ｔでのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出される：
Ｗ（ｔ）＝Ｗ（ｔ−１）＋ｅ^*（ｔ）Ｋ（ｔ）
（ただし＊は複素共役を表わす）
さらに、ステップＳ８において、以下のように時刻ｔでの相関行列Ｐ（ｔ）の更新を行なっておく：
Ｐ（ｔ）＝λＰ（ｔ）−Ｋ（ｔ）^HＴ（ｔ）
以上で、ＲＬＳアルゴリズムは終了し、ステップＳ９において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをインクリメントしてステップＳ３に戻る。そしてシンボルｔが参照信号既知の区間内にあることがステップＳ３で判断される限り、ステップＳ４〜Ｓ８のＲＬＳアルゴリズムが繰返し実行され、各シンボルｔごとにステップＳ７においてそのときのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出されることになる。
【００５３】
一方、ステップＳ３において、シンボルｔが参照信号が未知の区間であると判断されると、ステップＳ１０〜Ｓ１２においてＬＭＳアルゴリズムが実行される（ＬＭＳアルゴリズムの詳細については上記文献を参照）。
【００５４】
前述のステップＳ４〜Ｓ８の処理では、受信信号のうち参照信号が存在する区間であったため、受信信号Ｘ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）とによりウェイト学習を行なっていたが、以下に説明するステップＳ１０〜Ｓ１２の処理では、受信信号のうち参照信号が存在しない区間であるため、１シンボル前に算出したウェイトベクトルと受信信号との複素乗算和と、π／４シフトＱＰＳＫの信号基準点との位相差を誤差としてウェイト学習を行なう。
【００５５】
まず、ステップＳ１０において、１シンボル前のウェイトベクトルＷ（ｔ−１）から参照信号ｄ（ｔ）を逆算する。すなわち、ｄ（ｔ）＝Ｄｅｔ［Ｗ（ｔ−１）^HＸ（ｔ）］とおき、その信号点のＩ，Ｑ信号からユークリッド距離が最短の４／πシフトＱＰＳＫの信号基準点を選出し、その信号基準点に信号ｄ（ｔ）をもっていく。
【００５６】
次に、ステップＳ１１において、前述のステップＳ６と同様に、時刻ｔでの参照信号と複素乗算和との誤差ｅ（ｔ）が算出される：
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−Ｗ^H（ｔ−１）Ｘ（ｔ）
そして、ステップＳ１２において、以下のように時刻ｔでのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出される：
Ｗ（ｔ）＝Ｗ（ｔ−１）＋μｅ^*（ｔ）Ｘ（ｔ）
以上で、ＬＭＳアルゴリズムは終了し、ステップＳ９においてシンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをインクリメントしてステップＳ３に戻る。そして、シンボルｔが参照信号既知の区間の外にあることがステップＳ３で判断される限り、ステップＳ１０〜Ｓ１２のＬＭＳアルゴリズムが繰返し実行され、各シンボルｔごとにステップＳ１２においてそのときのウェイトベクトルＷ（ｔ）が算出されることになる。
【００５７】
そして、ステップＳ９において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルであるｔ＝１２０に到達したことが判断されれば、アダプティブアレイ処理は終了する。
【００５８】
ここで、アダプティブアレイ処理前の受信信号をＸ（ｔ）とすれば、処理後の受信信号Ｘ′（ｔ）は、Ｘ′（ｔ）＝Ｗ（ｔ）^HＸ（ｔ）と表わされる。
【００５９】
なお、図４のフロー図から理解されるように、ステップＳ４〜Ｓ８のＲＬＳアルゴリズムは処理が複雑なためウェイト学習に時間を要するが、収束が速いという利点を有する（たとえば１０シンボル程度でウェイトが収束する）。これに対し、ステップＳ１０〜Ｓ１２のＬＭＳアルゴリズムは処理が簡略化されているため、ウェイト学習に時間を要しないが、収束が遅いという欠点を有している（ウェイト学習に多くのシンボル数が必要となる）。
【００６０】
このように、ＲＬＳアルゴリズムとＬＭＳアルゴリズムとは、互いに一長一短であり、実現しようとする受信機の性能に合わせて両者を適宜組合せてアダプティブアレイ処理を実現すればよい。すなわち、図４のフロー図は例示であって、参照信号がある場合に、ＲＬＳアルゴリズムの代わりにＬＭＳアルゴリズムを用いてもよく、参照信号が未知の場合に、ＬＭＳアルゴリズムの代わりにＲＬＳアルゴリズムを用いてもよい。
【００６１】
以上のように、既知の参照信号に基づいたウェイト学習を行なうアダプティブアレイ処理により生成される信号においては、周波数オフセット等の影響がかなり解消されている。これは、メモリに予め記憶されている参照信号にはそのようなオフセットやノイズはなく、この参照信号に基づいたウェイト学習により生成される信号自体の精度も向上されているからである。
【００６２】
図２に戻ると、▲２▼で示す（Ｉ，Ｑ）座標は、アダプティブアレイ処理後の抽出された所望の信号の信号点（●）が、真の信号基準点（○）の付近に集中する。
【００６３】
前述のように、ＰＨＳの真の信号点は、常に４／πシフトＱＰＳＫの８点の信号基準点（○）のいずれかにあるが、アダプティブアレイ処理では抑制しきれなかった残留干渉波成分やノイズ、ウェイト学習の精度上の問題等の要因により、抽出されたシンボルの信号点（●）が８点の信号基準点（○）には完全に一致していないデータもある。
【００６４】
このため、ＤＳＰ１０により、アダプティブアレイ処理の次に、強制位相同期処理が実行される。この処理は、アダプティブアレイで抽出された信号点のＩ，Ｑ位相（●）を、π／４シフトＱＰＳＫの信号基準点（○）のうち最も近い基準点のＩ，Ｑ位相に強制的に同期させるものである。すなわち、図２の▲２▼で示す（Ｉ，Ｑ）座標が、▲３▼で示す（Ｉ，Ｑ）座標になるように、抽出された信号点のＩ，Ｑ位相が４／πシフトＱＰＳＫ信号基準点の位相に一致した状態にする処理を実行する。
【００６５】
図５は、このような強制位相同期処理をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【００６６】
図５を参照して、強制位相同期処理が開始されると、ステップＳ２１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。
【００６７】
そして、ステップＳ２２において、アダプティブアレイ処理後の信号のＩ，Ｑ信号をそれぞれ（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））と設定する。
【００６８】
次に、ステップＳ２３において、シンボルｔが偶数か奇数かが判別される。
なお、ＰＨＳの真の信号点は、４／πシフトＱＰＳＫの８個の信号基準点のいずれかにあることは先に述べたが、より正確には、これらの８個の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セットが４つの基準点からなる２セットで構成されている。
【００６９】
より特定的には、シンボルｔが偶数のときには、ステップＳ２４に示すようにπ／４シフトＱＰＳＫの信号点は、（１，０）、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）の４点と設定する。
【００７０】
一方、シンボルｔが奇数のときには、ステップＳ２５に示すように、π／４シフトＱＰＳＫの信号点は、（１，１）／２^1/2、（−１，１）／２^1/2、（−１，−１）／２^1/2、（１，−１）／２^1/2の４点と設定する。
【００７１】
そして、ステップＳ２６において、シンボルｔが偶数のときも奇数のときも、アダプティブアレイ処理後の信号のＩ，Ｑ信号座標（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））とのユークリッド距離が最短となる信号基準点を、その時刻ｔに対応するいずれかのセットの４つの信号基準点の中から選び、（Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ））をその信号基準点のＩ，Ｑ信号に強制的に同期させる。
【００７２】
そして、ステップＳ２７において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、ステップＳ２８においてシンボルｔをインクリメントしてステップＳ２３に戻る。そして、アダプティブアレイ処理された信号の各シンボルごとの強制位相同期処理を、当該フレームのシンボルが終了するまで（ｔ＝１２０に達するまで）、繰返し実行する。
【００７３】
図２に戻ると、ＤＳＰ１０により、強制位相同期処理の次に、差動復号処理が実行される。
【００７４】
この処理は、強制位相同期された信号の時系列上の連続する２つのシンボル間の位相変化を検出し、予め規定されている位相差と復調データとの対応関係に基づいて、検出された位相変化に対応した２ビットデータを復調データとして出力するものである。すなわち、位相差が４パターンあれば、００、０１、１０、１１の４つの２ビットデータを出力することが可能である。
【００７５】
図２の例示では、２つのシンボル間の位相差Δθが３π／４のとき０１の復調データが出力されることになる。
【００７６】
図６は、このような差動復号処理をＤＳＰ１０がソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【００７７】
図６を参照して、図５の強制位相同期処理の終了後、差動復号処理が開始され、まず、ステップＳ３１において、時刻ｔが１シンボル目に設定される。
【００７８】
次に、ステップＳ３２において、ｔ＝１のシンボルの信号と、その１シンボル後の信号との位相差Δθを次式により算出する：
Δθ＝ａｔａｎ（Ｙ（ｔ＋１）／Ｘ（ｔ＋１））−ａｔａｎ（Ｙ（ｔ）／Ｘ（ｔ））
（なお、ａｔａｎはアークタンジェントを意味する）
次に、ステップＳ３３において、位相差とデータとの変換表である（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）に基づいて、ステップＳ３２で検出された位相差から復調データを生成する。
【００７９】
ステップＳ３４において、シンボルｔが当該フレームの最終シンボルに到達していなければ、シンボルｔをステップＳ３５においてインクリメントしてステップＳ３２に戻る。そして信号の各シンボルごとの差動復号処理を当該フレームのシンボルが終了するまで（ｔ＝１２０に達するまで）、繰返し実行する。
【００８０】
以上のように、この発明の実施の形態では、まず参照信号に基づいたアダプティブアレイ処理を行なっているため、アレイ処理後に非常に高い精度の抽出信号を得ることができる。これは、アダプティブアレイ処理により、所望の信号波自体のアンテナごとの位相ずれがウェイトベクトルとの乗算によって補正され、各アンテナとも同位相とした上で信号を合成して出力しているからであり、同時に干渉波成分については各アンテナの位相ずれがウェイトベクトルと乗算されることによって干渉電力が相殺されているからである。
【００８１】
このようなアダプティブアレイ処理後の信号に対しさらに、基準信号点への強制位相同期および差動復号の処理を行なっているので、従来の同期検波方式のように搬送波再生回路等の複雑なハードウェア構成を設けることなく、同期検波時と同様に精度の高い復調信号が得られる。
【００８２】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００８３】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、従来の同期検波方式で必要とされた複雑なハードウェア構成を設けることなく、従来の遅延検波方式以上で同期検波方式に準じる精度で、受信信号の復調を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるＣＳの受信機のハードウェア構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態によるＤＳＰの全体的な処理を説明するための図である。
【図３】この発明の実施の形態によるＤＳＰによるアダプティブアレイ処理を機能的に説明するための機能ブロック図である。
【図４】図３に示したアダプティブアレイの機能ブロック図の動作をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図５】この発明の実施の形態による強制位相同期処理をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図６】この発明の実施の形態による差動復号処理をＤＳＰがソフトウェアで実行する際の処理を示したフロー図である。
【図７】従来の同期検波方式の原理を説明するための概略ブロック図である。
【図８】従来の遅延検波方式の原理を説明するための概略ブロック図である。
【符号の説明】
１受信フィルタ、２乗算器、３搬送波生成回路、４ＬＰＦ、５１ビット遅延回路、１０デジタルシグナルプロセッサ、１１受信フィルタ、２０ウェイト計算回路、２１加算器、２２減算器。

Claims

複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信システムであって、
受信した前記信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出する信号抽出手段と、
前記抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうちユークリッド距離が最短となる最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させる強制位相同期手段と、
前記位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出する位相変化検出手段と、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力する復調データ出力手段とを備えた、無線受信システム。
前記移動端末装置からの信号は、所定の区間ごとに所定の参照信号を有し、
前記信号抽出手段は、
前記受信した信号のウェイトベクトルを計算する手段と、
計算された前記ウェイトベクトルと前記受信した信号との積和演算を行ない、その結果を前記所望の移動端末装置からの信号として出力する手段と、
前記所定の参照信号を記憶した手段とを含み、前記ウェイトベクトルを計算する手段は、前記積和演算の結果と前記記憶されている参照信号との誤差の２乗を減少させるように前記ウェイトベクトルを更新する、請求項１に記載の無線受信システム。
前記ウェイトベクトルを計算する手段は、
前記受信した信号のうち前記参照信号ありの区間では、前記記憶されている参照信号に基づいて、ＲＬＳアルゴリズムまたはＬＭＳアルゴリズムを用いて前記ウェイトベクトルの更新を行ない、
前記受信した信号のうち前記参照信号なしの区間では、先行して計算されたウェイトベクトルから逆算した参照信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウェイトベクトルの更新を行なう、請求項２に記載の無線受信システム。
前記所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である、請求項１から３のいずれかに記載の無線受信システム。
前記位相差とデータとの所定の対応関係は、（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）である、請求項１から４のいずれかに記載の無線受信システム。
複数のアンテナを用いて移動端末装置からの信号を受信する無線受信システムにおける検波方法であって、
受信した前記信号にアダプティブアレイ処理を施して所望の移動端末装置からの信号を抽出するステップと、
前記抽出された信号の各シンボル点の位相を所定の信号基準点のうちユークリッド距離が最短となる最も近い信号基準点の位相に強制的に同期させるステップと、
前記位相同期させられた信号の２シンボル間の位相変化を検出するステップと、位相差とデータとの所定の対応関係に基づいて、前記検出された位相変化に対応するデータを復調データとして出力するステップとを備えた、検波方法。
前記移動端末装置からの信号は、所定の区間ごとに所定の参照信号を有し、
前記信号を抽出するステップは、前記受信した信号のウェイトベクトルを計算するステップと、
計算された前記ウェイトベクトルと前記受信した信号との積和演算を行ない、その結果を前記所望の移動端末装置からの信号として出力するステップと、
前記所定の参照信号を記憶するステップとを含み、
前記ウェイトベクトルを計算するステップは、前記積和演算の結果と前記記憶されている参照信号との誤差の２乗を減少させるように前記ウェイトベクトルを更新する、請求項６に記載の検波方法。
前記ウェイトベクトルを計算するステップは、
前記受信した信号のうち前記参照信号ありの区間では、前記記憶されている参照信号に基づいて、ＲＬＳアルゴリズムまたはＬＭＳアルゴリズムを用いて前記ウェイトベクトルの更新を行ない、
前記受信した信号のうち前記参照信号なしの区間では、先行して計算されたウェイトベクトルから逆算した参照信号に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウェイトベクトルの更新を行なう、請求項７に記載の検波方法。
前記所定の信号基準点は、シンボルごとに交互に交代する１セット４点の２セットで構成される、π／４シフトＱＰＳＫの８点の基準点である、請求項６から８のいずれかに記載の検波方法。
前記位相差とデータとの所定の対応関係は、（−３π／４，１１）、（３π／４，０１）、（π／４，００）、（−π／４，１０）である、請求項６から９のいずれかに記載の検波方法。