JP3910210B2 - 誘電体バリア放電ランプ点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスを含む駆動回路を備える誘電体バリア放電ランプの点灯装置に関する。

近年、液晶技術の発達と共にテレビやモニター等の情報表示装置として液晶ディスプレイが一般的に用いられている。液晶ディスプレイは、液晶の背面に光源装置（以下「バックライト」と呼ぶ）を配置し、このバックライトからの光を液晶パネルを透過させることで画面表示を行う構造を有する。これらのバックライトの主な光源としては、細管の冷陰極蛍光ランプを多数配置したものが最も多く用いられている。

一方、液晶用バックライトへの応用を目指し、誘電体バリア放電ランプの研究開発が盛んに行われている。誘電体バリア放電ランプはランプ内部に水銀を含まず、希ガスの発光を利用するため、環境に優しく、リサイクル性に優れているなどの特長を持っている。さらに、誘電体バリア放電ランプは水銀を含まないため、従来の冷陰極蛍光ランプのようにランプ内部の水銀が暖まって充分に蒸気化するまでの光束の時間変化がほとんどなく、光の立ち上がりが早いという特長を有している。

誘電体バリア放電ランプの点灯装置の好適な例として、図１０に示すように、内部にトランスを含む構成がある（特許文献１参照）。この点灯装置は、トランスＴの二次巻線Ｌ２側において誘電体バリア放電ランプ１の外部電極と接続している。トランスＴの一次巻線は二つの巻線部Ｌ１１とＬ１２に分割されている。一次巻線Ｌ１１およびＬ１２には一方向性電流素子Ｄ１，Ｄ２を介してスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が各々接続されている。

これらのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、駆動回路４からの駆動信号により交互にオン／オフする。図１０（ａ）に示すように、駆動回路４からの駆動信号がＳ１オン、Ｓ２オフのときは一次側巻線Ｌ１１から一方向性電流素子Ｄ１を通り、スイッチング素子Ｓ１を通ってグランド（ＧＮＤ）に電流が流れる。このとき、二次巻線Ｌ２には正の矩形波高電圧が発生し、ランプ１に正のパルス電流が流れる。また、図１０（ｂ）に示すように、駆動回路４からの駆動信号がＳ１オフ、Ｓ２オンのときは一次側巻線Ｌ１２から一方向性電流素子Ｄ２を通り、スイッチング素子Ｓ２を通ってグランド（ＧＮＤ）に電流が流れる。このとき、二次巻線Ｌ２には負の矩形波高電圧が発生し、ランプ１に負のパルス電流が流れる。

以上の動作により、誘電体バリア放電ランプ１を矩形波電圧によりパルス点灯している。また、一方向性電流素子Ｄ１，Ｄ２の作用により、ランプ電流（二次巻線Ｌ２の電流）のオーバーシュートおよびアンダーシュートが抑制されるため、結果的にトランスＴに不要な脈流電流が流れなくなり、トランスＴにおける損失が抑制される効果があると推定される。

さらに、トランスＴの例として、漏れインダクタンスが２．５％以下、ランプ電圧（トランスの出力電圧）が１０００〜３０００Ｖであることが好適であることが開示されている（特許文献２参照）。それによって、同じ入力電力で点灯した場合、輝度が３０％向上することが開示されている。

さらに、図１１に示すように、トランスＴの二次側巻線の寄生容量と、ランプ１の周囲に発生する寄生容量とを共振回路の一部として用い、かつ二次側回路の共振周波数を調整
することにより、回路の小型化と高効率化が可能であることが開示されている（特許文献３参照）。図１１の回路において、トランスＴの漏れインダクタンスと、ランプ１と並列に接続される補助コンデンサ５と、トランスＴの寄生容量とランプ１の周辺に生じる寄生容量などの二次側回路に生ずる寄生容量６によって共振回路を構成している。これにより、ランプ１に高電圧を給電するとともに、力率が改善されて回路効率が向上するとされている。
特開２００４−９５３７９号公報 特開平１０−２８９７９１号公報 特開平７−６７３５７号公報

しかしながら、誘電体バリア放電ランプの点灯装置において、駆動回路における損失の大部分は、依然としてトランス損失であることが、本願発明者の実験にて明らかになった。従って、トランス損失をいかに抑制するかが点灯装置の効率を大きく左右する。

さらに、トランス損失が非常に高いと、トランス巻線の温度が高くなるため、巻線の絶縁寿命を確保するためには高耐熱の絶縁被覆を有する高価な巻線を用いざるを得なくなってしまう。その結果、コスト的にも不利となる。

また、上記の特許文献１に開示されている点灯装置では、トランスＴにおける損失が抑制される可能性はあるものの、新たに追加された一方向性電流素子Ｄ１，Ｄ２における電力損失により、回路全体の損失を抑制できるかどうかは不明である。さらに、特許文献２に開示されている好適なトランスＴの例では、漏れインダクタンスが小さく、低ランプ電圧でパルス点灯することによってランプの発光効率を向上するものである。従って、あくまでトランスＴにおける損失を抑制し、回路効率を向上するものではない。さらに、特許文献３に開示されている点灯装置では、トランスＴの漏れインダクタンスと補助コンデンサ並びに寄生容量によってフィルタを構成してしまう。このため、ランプ１に供給される電流・電圧は略正弦波となる。誘電体バリア放電ランプの場合、略正弦波で駆動した場合、略矩形波電圧でパルス状の電流で駆動した場合と比較して、ランプ１の発光効率が低下するため、特許文献３の構成をそのまま適用することはできない。さらに、誘電体バリア放電ランプのようにパルス状の電流を出力する回路においては、補助コンデンサ５などを用いて二次側回路の共振条件を変化させても力率が改善されるわけではないため、トランスＴの損失抑制効果は何ら期待できない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、トランス損失を最小限に抑えるとともに、比較的低コストでトランスを構成できる誘電体バリア放電ランプの点灯装置を提供することにある。

本発明に係る誘電体バリア放電ランプ点灯装置は、内部電極と外部電極を有する誘電体バリア放電ランプを点灯させる点灯装置である。その点灯装置は、一次巻線及び二次巻線を有し、二次巻線から前記誘電体バリア放電ランプに駆動電圧を供給するトランスと、誘電体バリア放電ランプに駆動周波数ｆｄの駆動電圧を供給するよう、トランスへの入力電圧を制御する駆動回路とを備える。トランスにおける一次巻線を開放して測定される二次巻線の自己共振周波数ｆｒは、駆動周波数ｆｄまたは駆動周波数ｆｄ近傍の周波数である。

上記誘電体バリア放電ランプ点灯装置において、自己共振周波数ｆｒは、０．９ｆｄ≦ｆｒ≦１．３ｆｄを満たすのが好ましい。または、自己共振周波数ｆｒは、０．９５ｆｄ
≦ｆｒ≦１．２５ｆｄを満たしてもよい。または、自己共振周波数ｆｒは、１．０ｆｄ≦ｆｒ≦１．２ｆｄを満たしてもよい。

上記誘電体バリア放電ランプ点灯装置において、駆動電圧は略矩形波状の電圧であってもよい。

上記誘電体バリア放電ランプ点灯装置において、駆動回路は例えばプッシュプルインバータまたはハーフブリッジインバータで構成できる。

本発明は、トランスの一次巻線を開放して測定される二次巻線の自己共振周波数を、駆動回路の駆動周波数に近づけることにより、トランスにおける損失を最小限に抑えることができる。また、トランスの温度が低減できるため、比較的安価なトランス巻線材料を用いることができ、点灯装置のコストを抑えることができる。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における誘電体バリア放電ランプ点灯装置を模式的に示す図である。

図１において、点灯装置はランプ１を点灯させる装置であって、ランプ１の駆動電圧を生成するトランスＴと、トランスＴへの入力電圧を制御するスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を駆動する駆動回路４とを含む。

ランプ１は、その長手方向の軸に沿って配設された外部電極２およびランプ１の一端に配設された内部電極３を有する誘電体バリア放電ランプであり、ソーダガラス、ホウ珪酸ガラスなどの透光性材料により形成されている。さらに、ランプ１の内部にはキセノンとアルゴンの混合ガスが１６０Ｔｏｒｒ封入されるとともに、ランプ１の内面には蛍光体皮膜が形成されている。なお、本実施の形態におけるランプ１の寸法はφ２．６ｍｍ、長さ１６０ｍｍである。

外部電極２および内部電極３は、トランスＴの二次巻線Ｌ２に各々接続されている。さらにトランスＴは、二つの一次巻線Ｌ１１およびＬ１２を有し、一次巻線Ｌ１１およびＬ１２の各々一端が直流電源Ｅに接続されるとともに、他端はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を介してそれぞれグランド（ＧＮＤ）に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は駆動回路４に各々接続され、駆動回路４で発生する制御信号に応じて交互にオン／オフする。上記構成の駆動回路方式は、一般にプッシュプル・インバータとして知られている。駆動回路４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン／オフを制御することでトランスＴの一次巻線Ｌ１１およびＬ１２への入力電圧を制御し、ランプ１の駆動電圧の電圧、周波数を制御する。

以上のように構成された誘電体バリア放電ランプ点灯装置について、図２を参照しながらその動作を説明する。

図２（ａ）に示すように、駆動回路４からスイッチング素子Ｓ１をオン、スイッチング素子Ｓ２をオフさせるための制御信号が与えられると、直流電源ＥからトランスＴの一次巻線Ｌ１１及びスイッチング素子Ｓ１を通りＧＮＤへ電流が流れる。これにより、トランスＴの二次巻線Ｌ２における内部電極２と接続された方の端子に負の電圧を生じ、内部電
極２からＧＮＤの方向へ電流が流れる。

次に、図２（ｂ）に示すように、駆動回路４からスイッチング素子Ｓ１をオフ、スイッチング素子Ｓ２をオンさせるための制御信号が与えられると、直流電源ＥからトランスＴの一次巻線Ｌ１２及びスイッチング素子Ｓ２を通りＧＮＤへ電流が供給される。すると、トランスＴの二次巻線Ｌ２における内部電極２と接続された方の端子に正の電圧を生じ、ＧＮＤから内部電極２の方向へ電流が流れる。

このように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作によって、ランプ１の電極間に交流電圧を発生し、ランプ１内部に放電プラズマを発生させる。放電プラズマが発生すると、封入ガスが励起され、基底状態に戻るときに紫外若しくは可視の発光を呈する。紫外線は、ランプ１の内面に塗布された蛍光体膜によって可視光に変換され、ランプ１の外部に放出される。

ここで、ランプ１に発生する交流電圧（トランスＴの二次巻線Ｌ２に発生する電圧）は、図３（ａ）に示すような略矩形波である。矩形波が好ましい理由は、ランプ１に流れる電流をパルス状にすることで休止期間を長く設けることができ、これにより、発光効率を高めることができるからである。なお、誘電体バリア放電ランプの場合、複数の電極間でコンデンサを形成した構成となる。従って、ランプ１のインピーダンスは容量性である。従って、ランプ１に流れる電流波形は図３（ｂ）に示すように電圧波形の微分となり、原理的にパルス状になる。なお、以上の点灯装置の構成は、従来の技術と同様である。

本実施形態において、トランスＴには、初透磁率２４００のコアを用いた。なお、コアにはギャップを設けない。これは漏れインダクタンスを極力抑えることによって、ランプ電圧波形の立ち上がりを早くするためである。なお、本実施の形態におけるトランスＴは、一次巻線Ｌ１１およびＬ１２と二次巻線Ｌ２の間の結合係数が０．９９９以上である。

トランスＴの巻線は、以下の手順でボビンに巻きつける。まず、二次巻線Ｌ２を所定の巻数で巻きつける。本実施の形態における巻線材料はφ０．０８ｍｍの単線であるが、線径は巻線仕上がり外径を考慮のうえ、φ０．０２ｍｍ〜φ０．１５ｍｍの範囲から適宜選択できる。巻き方は整列巻きや分割巻きなど種々巻き方が適用できるが、ここでは分割巻きを用いている。二次巻線Ｌ２を巻き終わったら、その上に絶縁テープを巻きつける。なお、テープの厚さは、一次巻線と二次巻線の間の絶縁を考慮のうえ決定する。絶縁テープを巻いたら、その上から一次巻線Ｌ１１およびＬ１２をバイファラ巻きにて巻きつける。ここでは、一次巻線としてφ０．１２ｍｍの単線を６本束ねたリッツ線を用いた。最後に巻き崩れを防ぐためにテープを巻きつけて巻線を固定する。

トランスＴの一次巻線Ｌ１１およびＬ１２と二次巻線Ｌ２との巻数比は、ランプ１の最適な駆動電圧と、電源Ｅの電圧との比率により決定される。本実施の形態におけるランプ１の場合、電源電圧は２０Ｖであり、巻数比は１：５３、ランプ両端に発生する電圧（電極間の電圧）は、ピーク間電圧で約４ｋＶが最も好適であった。なお、理論上は、入力電圧２０V、巻数比１：５３の場合は、トランスＴの二次側電圧はピーク間電圧で約２ｋＶとなるはずであるが、スイッチング動作の瞬間に発生する逆電圧のため、二次側電圧のピーク値は、電源電圧２０Ｖの５３倍よりも高い電圧となっている。以下、特に記載がない限り巻数比は１：５３である。

本発明者は実験を行い、上記の構成を有する誘電体バリア放電ランプ点灯装置について、各部分における電力損失を評価した。その結果、電力損失全体において、トランスＴにおける損失が支配的であることを見出した。

図４に、点灯装置に入力された電力の損失の内訳を示す。図４に示すように、点灯装置における電力損失には、トランスによる損失、スイッチング素子であるＦＥＴによる損失、駆動回路４による損失、及びコンデンサ、ノイズフィルタ等のその他の部品による損失等が含まれる。特に、図４から、電力損失の大半がトランスＴによる損失であることが分かる。従って、トランスＴの損失を極力抑えることが極めて重要である。

一方、トランスＴの巻数は、通常、トランスＴにおける飽和の有無や許容損失の観点から決定されるが、巻数比が変わらない限り任意の値を取ることが可能である。そこで、巻数比を一定とし、巻数の異なる種々のトランスＴを作成し、実際に点灯装置を動作させ、トランスＴの温度上昇を調べた。

一般に、トランスＴは、巻線における寄生容量と巻線自身の持つインダクタンスにより自己共振を発生する。図５は、トランスＴの一次巻線Ｌ１１およびＬ１２を開放とし、二次巻線Ｌ２の両端で測定したインダクタンスの周波数特性を示す。図５に示すように、インダクタンスは急峻な周波数特性（共振周波数３５．９ｋＨｚ）を持っている。

トランスＴの巻数を増やすと、インダクタンスの上昇と寄生容量がともに増加することによって、自己共振周波数は低下する傾向にある。通常、トランスＴは、自己共振を発生すると、トランスＴ内部の共振により共振電流を発生してしまい、損失の増加を招くと考えられる。従って、実際にトランスＴが動作する周波数（回路の駆動周波数）に対して、自己共振周波数が充分に高い値になるように設計するのが一般的である。

ところが、本願発明者の実験により、回路の駆動周波数とトランスＴの自己共振周波数が近い場合の方が、トランスＴにおける損失が少なく抑えられることが判明した。

図６に、トランスＴの巻線比を一定として巻数を変化させながらトランスＴの二次巻線Ｌ２が持つ自己共振周波数を変化させた場合の、自己共振周波数と、トランスＴにおける温度上昇との関係を示す。なお、自己共振周波数は、トランスＴの一次巻線Ｌ１１およびＬ１２を開放とし、二次巻線Ｌ２の両端で測定したものである。また、回路の駆動周波数は約２９ｋＨｚである。

図６から判るように、自己共振周波数が駆動周波数（約２９ｋＨｚ）を大幅に下回ると、すなわち、自己共振周波数が２６ｋＨｚを下回ると、トランス損失（巻線の温度上昇）が急激に増加する。損失の増加原因は、上述のとおり、共振電流によるトランスＴの内部損失が増えたためであると考えられる。自己共振周波数が２６ｋＨｚ〜３８ｋＨｚの周波数範囲にあるときは、巻線の温度は比較的低い温度で安定する。

一方、トランスＴの巻数を減らすことで自己共振周波数を駆動周波数（約２９ｋＨｚ）よりも充分に高い状態にすると、すなわち、自己共振周波数が３８ｋＨｚを超えると、損失が大きくなり、トランスＴにおける温度上昇が急激に増加する。

以上のように、トランスＴの損失は、回路の駆動周波数とトランスＴの二次巻線Ｌ２の自己共振周波数が極めて近い領域において極小値を持つバスタブ曲線となる。損失の極小値近傍、すなわち図６において斜線ハッチングした領域（自己共振周波数が２６ｋＨｚ〜３８ｋＨｚの周波数範囲）では、比較的広い範囲で損失が一定レベルを保っていることが判る。自己共振周波数に対する損失に一定レベルが存在することは、本実施形態の誘電体バリア放電ランプにおいて予測もしなかったことである。理由は次の通りである。誘電体バリア放電ランプは、Ｑ値が非常に大きくなる。Ｑ値が大きくなる原因は、誘電体バリア放電ランプが、ガラス等の誘電体を介して放電が生じるため、負荷に容量性の素子が接続された構成になるからである（なお、負荷に抵抗素子が接続された場合は、Ｑ値は小さくなる）。Ｑ値が非常に大きいと、供給電力の周波数特性は急峻なピークとなる。したがって、自己共振周波数に対する損失も急峻なピークになり、自己共振周波数に対する損失に一定レベルが存在するとは予測もしていなかった。

以上の本実施形態の結果から、トランスＴの自己共振周波数ｆｒは、回路の駆動周波数ｆｄと等しいか、その近傍の値に設定することが好ましいことがわかる。トランスＴの自己共振周波数としてより好適な範囲は具体的には図６より、
０．９ｆｄ≦ｆｒ≦１．３ｆｄ（図６における斜線ハッチングの領域）
と求められる。

なお、比較例として、駆動周波数２９ｋＨｚに対して自己共振周波数が充分に高いトランスＴとして、一次巻線Ｌ１１，Ｌ１２と二次巻線Ｌ２の巻数を減じ、自己共振４０．４ｋＨｚのものを試作、同様の評価をした。その結果、トランスＴにおける発熱が７．４４℃／Ｗとなり、損失が非常に高いことが確認された。

図６を参照すると、本比較例におけるトランスＴの発熱と本発明におけるトランスＴの発熱では、約２．５℃／Ｗの差が生じる。従って、例えば点灯装置への入力電力が１０Ｗの場合、トランスＴの温度差は約２５℃となる。一般に、トランスＴの温度が８℃上昇する毎に、トランス巻線の絶縁被覆の耐圧寿命がほぼ半減すると言われている。このことから、本発明のトランス巻線の絶縁被覆の耐圧寿命は本比較例の場合と比較して約１０倍も長くできると予想される。

自己共振周波数が駆動周波数よりも充分に高い場合にトランス損失が増加する原因は、以下のように推定される。

誘電体バリア放電ランプのように、駆動回路の負荷が容量性の場合、駆動回路の出力電流（すなわち、トランスＴに流れる電流）は電圧波形の微分となるから、電流波形は電圧立ち上がり期間に集中的に流れるスパイク波形となる。ところが、トランスＴが寄生容量を持つ場合、トランスＴの持つ漏れインダクタンスと寄生容量の間で共振が発生し、図３（ｂ）に示したような振動電流を発生する。この振動電流は、主にトランスＴの巻線が持つ抵抗成分により減衰する。従って、トランスＴの巻数を少なくすると、振動電流の減衰が遅くなり、損失が増加すると考えられる。

図７（ａ）に、トランスＴに抵抗負荷を接続した場合の等価回路を示す。ここでは簡単のためトランスＴの寄生容量を省略するとともに、一次側の巻線を１つのみとしている。図７（ａ）において、Ｌ１，Ｌ２は、それぞれ一次巻線と二次巻線のインダクタンス、Ｒ１，Ｒ２はそれぞれ一次巻線と二次巻線の抵抗成分、Ｍは相互インダクタンス、Ｒは負荷の抵抗値を示す。また、Ｓはスイッチである。図７（ａ）の回路において急にスイッチＳがオンの状態になったとき、二次側に流れる電流Ｉ２を求めると、以下の式のように表現される。また、次式の電流の概略波形は図７（ｂ）のようになる。

トランスＴの巻数が少ないとき、Ｌ１，Ｌ２，Ｒ１，Ｒ２がいずれも小さな値となり、その結果、図７（ｂ）に示すように二次側電流Ｉ２の減衰が非常に遅くなっていることが判る。このことから、巻数が少ないとき、振動電流が長く持続することは明らかである。

以上の結果から、自己共振周波数が駆動周波数よりも充分に高い場合にトランスの損失が増加する原因が、容量性である誘電体バリア放電ランプによって発生するスパイク電流に起因すること、および、トランスの巻数が少ないことに起因することがわかる。

なお、太陽電池用電源装置において、電源装置の効率と自己共振周波数との関係を開示した文献がある（特開２００３−３３３８６１号公報）。本文献では、トランスは自己共振周波数自身が高いことが好ましく、高い自己共振周波数を実現するためにトランスの巻線を少なくする技術が開示されている。本文献に開示されている電源装置では、トランスの巻線の「寄生容量」と「漏れインダクタンス」との共振による損失は非常に少なく、本実施形態の誘電体バリア放電ランプ点灯装置の場合と異なる。以下、本文献と本実施形態の電源装置の差異について詳細に説明する。

特開２００３−３３３８６１号公報に記載の電源装置における負荷は、バッテリあるいは抵抗負荷である抵抗性の素子であり、常時連続して負荷へ電流が流れ続ける。負荷へ電流が流れ続けるため、トランスＴの巻線における「漏れインダクタンス」に蓄積されたエネルギーも負荷へ取り出され続ける。従って、トランス内部のエネルギーが少なく、トランスに寄生容量が存在した場合でもトランスＴの巻線の「寄生容量」と「漏れインダクタンス」との共振電流が少なくなる。したがって、トランスの損失が非常に小さく、損失は主に巻線の銅損によるものとなる。一方、本実施形態の誘電体バリア放電ランプ点灯装置では、負荷は容量性であるため、上述の通り、トランスＴに電流が流れない期間が存在する。トランスＴが負荷に電流を出力しない期間では、トランスＴにおける漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは行き場がなくなる。行き場のなくなったエネルギーは、トランスＴの巻線の「寄生容量」と「漏れインダクタンス」により発生する共振電流となり、トランスＴ内部において多大なエネルギー損失を発生する。したがって、特開２００３−３３３８６１号公報に記載の電源装置と本実施形態の誘電体バリア放電ランプ点灯装置とでは、負荷が抵抗性であるか容量性であるかという点が異なり、トランスＴで発生する損失原因が大きく異なる。

さらに、特開２００３−３３３８６１号公報における太陽電池用電源装置では、トランスの巻線は少ない方が好ましいと記載しており、本実施形態において、スパイク電流を減衰させてトランスの効率を高めるにはトランスの巻線を多くすることが好ましいとしている点でも相反する。

なお、図７（ａ）では解析を簡略化するために寄生容量を省略したが、寄生容量を付与した回路の場合は、電流が上記のような減衰率を持つ正弦波振動の形になるだけで、本質的には同様である。

また、駆動周波数に対してトランスＴの自己共振周波数が非常に低い場合は、二次巻線Ｌ２のインダクタンスが見かけ上マイナスとなり、相互インダクタンスＭ（Ｍ２＝ｋ２Ｌ１Ｌ２、ｋは結合係数）が計算できない。このため、上記のような解析が行えない。詳細は不明であるが、この場合も、やはり自己共振による共振電流のために損失が増加に転じるものと推定される。

なお、トランスＴの結合係数として好適な範囲は０．９９以上である。０．９９未満になると、漏れインダクタンスの影響でランプ電圧波形の立ち上がりが急峻ではなくなり、結合係数が低下するほど正弦波に近づいていく。このため、ランプ１の発光効率が低下する。

次に、自動巻線機を用いて、同一仕様の巻線を１０個試作し、自己共振周波数のばらつきを求めた。その結果、標準偏差σは平均値の１．６６％であった。従って、自己共振周波数のばらつき３σを許容する場合、トランス損失が確実に極小値の領域になるようにするためには、回路の駆動周波数をｆｄ、自己共振周波数をｆｒとすると、
０．９５ｆｄ≦ｆｒ≦１．２５ｆｄ
とすることが好適である。さらにばらつき６σを許容するためには、
１．０ｆｄ≦ｆｒ≦１．２ｆｄ
とすることが、さらに好ましいと考えられる。

なお、トランスＴの自己共振周波数は、巻線の巻き方によってある程度変化させることが可能である。

図８に、二次巻線Ｌ２の巻線の線径を変えることにより層数を変化させた場合の自己共振周波数の変化を示す。ここでの二次巻線の巻き方は整列巻きである。図８から判るように、二次巻線Ｌ２の層数を増やすと、自己共振周波数が単調に上昇することが判る。従って、自己共振周波数を下げて回路の駆動周波数に近づけたい場合は、例えば、巻線の線径をやや細くして層数を減らしたり、コアの寸法を長くして１層当たりの巻数を増やすことによって層数を減らしたりすればよい。このようにすることで、自己共振周波数と駆動周波数が充分に近くなるように設計することが可能である。

ここで、本実施形態と、特許文献３に開示されている従来技術との差異について、以下に説明する。

図１１に、特許文献３に開示されている点灯装置の回路図を示す。図１１の回路において、トランスＴの二次側において、トランスＴの漏れインダクタンスＬ２と、補助コンデンサ５と、寄生容量６とによって共振回路を構成している。すなわち、回路の駆動周波数と二次側回路の共振周波数が極めて近い場合、二次側回路のインピーダンスはほぼ抵抗性となり、力率が向上するため、トランスＴの銅損が少なくなり回路損失が抑制できるとされている。

しかしながら、従来技術（特許文献３）のように、ランプ１が冷陰極蛍光ランプや熱陰極蛍光ランプなど、ランプ電圧・電流が略正弦波である場合には二次側回路の共振周波数の調整により力率を改善することは可能であるが、本願発明のように誘電体バリア放電ランプの場合には事情が全く異なっている。上述したとおり、誘電体バリア放電ランプの場合、ランプ１に発生する電流波形は、電流の休止期間を長く取るためにパルス形状が最も好ましく、ランプ１の発光効率を鑑みると、例えばランプ電流の導通角を広げたり、略正弦波に近づけるなどの方法は採用できない。従って、図１１に示す特許文献３の回路構成を誘電体バリア放電ランプ点灯装置として用いるには無理がある。

しかも、図１１の回路構成では、トランスＴの漏れインダクタンスによるインダクタンス成分Ｌ２と、寄生容量６及び補助コンデンサ５による容量成分とにより、フィルタを構成することが明らかである。この場合、ランプ１を略矩形波で駆動するためにトランスＴを略矩形波電圧で駆動すると、二次巻線Ｌ２から出力される電流は非常に大きな高周波成分を含むことになる。この高周波成分は、上記インダクタンス成分によりランプ１側に伝達されにくく、伝達された高周波電流は上記容量成分を容易に通過してグランドへ流れる。従って、ランプ１に供給される電流、電圧はやはり略正弦波となる。従って、トランスＴの二次巻線Ｌ２の出力電流は、漏れインダクタンスと寄生容量とを介して二次巻線Ｌ２へ還流する。従って、トランスＴの内部で大きな電力損失を発生する可能性があり、本願発明のように、トランスＴの損失を抑制することはできない。

これに対し本願発明はトランスＴを矩形波で動作させながら、上述のような寄生容量を介した還流パスがあってもトランス損失を最小限に抑制するものであり、図１１に示した従来技術とは本質的に異なっている。

上述のように、従来においては、自己共振周波数と駆動周波数が近い領域ではトランスは使用されなかった。その理由は、共振電流により損失が大きくなると考えられていたことと、図５に示したように、自己共振周波数近傍でインピーダンスが大きく変化するために、回路の特性が安定せず、点灯装置全体での消費電力が安定しなかったためである。

一方、誘電体バリア放電ランプの場合、ランプ自身が持つ容量を充電し、容量に蓄積されたエネルギーを用いてランプを発光させるというメカニズムを有している。従って、ランプの持つ容量と、その容量を充電するときの電圧とによって消費電力がほぼ決定される。

以上の理由から、共振電流による損失増大の問題がなければ、自己共振周波数と駆動周波数が近い領域でも充分に使用に耐え得る。

なお、ランプ１の封入ガスはキセノンとアルゴンの混合ガスを用いたが、キセノン、クリプトン、アルゴン、ネオン、ヘリウム、若しくはこれらの群の中から適宜選択された混合ガスを用いてもよく、本発明の効果は封入ガスの種類により限定されない。また、封入ガスの圧力により限定されない。

また、本発明の効果は、電極形状に左右されない。なぜなら、上述のトランス損失低減のメカニズムが電極形状に依存しないためである。本実施の形態では、片方の電極がランプ１の内部に位置し、他方の電極がランプ１の外部に配置された内部−外部電極構造について記載しているが、双方の電極がランプ外部に配置された外部−外部電極構造でも同様の効果が得られる。また、外部電極は一つに限定されず、複数に分割したものでもよい。また、ランプ１の両端に内部電極を配置した構造等も考えられる。いずれも、略矩形波電圧で駆動される限り、トランス損失のメカニズムが同じであるから、本願発明の範囲において良好な結果が得られる。

また、本発明の効果はトランスＴの寸法に左右されない。なぜなら、トランスＴの損失が、トランスの自己共振周波数と駆動周波数が酷似している場合に極小となる理由は、あくまでも電流波形の変化によるものであり、トランスＴのコアに発生する磁束密度などに依存しているわけではないからである。

また、本実施の形態において、トランスＴの一次巻線にはリッツ線を用い、二次巻線には単線を用いたが、一次巻線、二次巻線ともに単線を用いても良い。ただし、大電流が流れる一次巻線にはリッツ線を用いたほうが、一次巻線における銅損が少なくなるため好ま
しい。

なお、電源Ｅの電圧範囲は、液晶用のバックライトの場合、１２Ｖまたは２４Ｖが最も一般的である。しかしながら、本願発明の効果は電源電圧に左右されない。なぜなら、トランスの損失は、上述のように、電流の減衰の早さに依存している。式（１）〜（３）から明らかなように、電源電圧は電流のピーク値を決めるのみであり、減衰の早さを左右しないからである。

また、本願発明の効果は駆動周波数に左右されない。しかしながら、駆動周波数が高くなりすぎると、希ガスのエキシマ発光が充分に行われる前に電圧が反転することになり、逆電流によりエキシマ分子が破壊されて、ランプの発光効率を悪化させる。従って、駆動周波数の好適な範囲は、１０ｋＨｚから５０ｋＨｚ程度である。

また、図１０に示した従来技術における駆動回路のように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に直列にダイオードを挿入してもよい。ダイオードの有無によってトランスＴにおける損失は若干変化するものの、トランス二次巻線の自己共振周波数の好適な範囲は上述の範囲のとおりである。

また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴが一般的に用いられるが、本発明の効果はスイッチング素子の種類に左右されないことは明らかである。

（実施の形態２）
図９は、本発明の第２の実施の形態における誘電体バリア放電ランプ点灯装置を模式的に示す図である。図９において、実施の形態1の構成と異なるところは駆動回路の構成をハーフブリッジ・インバータとした点である。なお、実施形態１と同一の構成は同一の符号を記して説明を省略する。また、インバータそのものの動作は広く一般に知られているため、ここでは詳述しない。

本実施の形態のように、ハーフブリッジ・インバータを用いた場合、プッシュプル・インバータの場合と同じ電圧をランプに出力しようとする場合、プッシュプル・インバータの場合に比して巻線比が倍になる。つまり、入力電圧Ｅが同じであれば、巻線比は１：１０６となる。従って、プッシュプル・インバータのときのトランスＴの巻数に対して、二次巻線Ｌ２の巻数を二倍にするか、一次巻線Ｌ１の巻数を半減する必要がある。

二次巻線Ｌ２の巻数を二倍にした場合、二次側のインダクタンスも寄生容量も大幅に上昇し、自己共振周波数が著しく低下する。従って、実施の形態１で示したような０．９ｆｄ≦ｆｒ≦１．３ｆｄ（回路の駆動周波数：ｆｄ、自己共振周波数：ｆｒ）の条件を満たさなくなる。よって、実際には一次巻線Ｌ１の巻数を半減して用いるのが好ましい。

実施の形態１の場合と同様に、巻数比を固定し、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２の巻数を変化させて、巻数の好適な範囲を求めた。その結果、上述の実施の形態１の場合とほぼ同様に、０．９ｆｄ≦ｆｒ≦１．３ｆｄの範囲においてトランスＴの温度上昇が極小値となった。

なお、本実施の形態におけるハーフブリッジ・インバータの代わりにフルブリッジ・インバータを用いることもできる。その場合も、本実施の形態２に示したハーフブリッジ・インバータの場合と同等の効果を得ることが可能である。

本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。なお、本出願は日本国特許出願、特願２００５−１４０８８１号（２００５年５月１３日提出）に関連し、それらの内容は参照することにより本文中に組み入れられる。

本発明の誘電体バリア放電ランプ点灯装置は、トランスの損失を最小限に抑制することができ、安価な巻線材料が使用できるため、液晶用のバックライト等として有用である。

本発明の実施の形態１における誘電体バリア放電ランプ点灯装置の構成を示す図 本発明の実施の形態１における誘電体バリア放電ランプ点灯装置の動作を説明するための図 本発明の実施の形態１における誘電体バリア放電ランプ点灯装置の動作時の電圧波形、電流波形を示す図 誘電体バリア放電ランプ点灯装置の電力損失の内訳を示す図 本発明の実施の形態１におけるトランスのインダクタンスの周波数特性を示す図 本発明の実施の形態１におけるトランスの自己共振周波数と温度上昇（損失）の関係を示す図 本発明の実施の形態１におけるトランス電流を説明するための図 本発明の実施の形態１における巻線の巻き層数と自己共振周波数の関係を示す図 本発明の実施の形態２における誘電体バリア放電ランプ点灯装置の構成を示す図 従来の放電ランプ点灯装置の構成および動作を示す概略図 従来の放電ランプ点灯装置の構成を示す図

符号の説明

１ ランプ
２ 外部電極
３ 内部電極
４ 駆動回路
５ ランプ１と並列に接続される補助コンデンサ
６ トランスＴの寄生容量とランプ１の周辺に生じる寄生容量などの二次側回路に生ずる寄生容量
Ｔ トランス
Ｌ１１，Ｌ１２ 一次巻線の第一の巻線部分
Ｌ２ 二次巻線
Ｄ１，Ｄ２ 一方向性電流素子
Ｓ１，Ｓ２ スイッチング素子
Ｅ 直流電源
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ

Claims (6)

1. 内部電極と外部電極を有する誘電体バリア放電ランプを点灯させる点灯装置であって、
   一次巻線及び二次巻線を有し、前記二次巻線から前記誘電体バリア放電ランプに駆動電圧を供給するトランスと、
   前記誘電体バリア放電ランプに駆動周波数ｆｄの駆動電圧を供給するよう、前記トランスへの入力電圧を制御する駆動回路とを備え、
   前記トランスにおける一次巻線を開放して測定される二次巻線の自己共振周波数ｆｒが０．９ｆｄ≦ｆｒ≦１．３ｆｄを満たす、ことを特徴とする誘電体バリア放電ランプ点灯装置。
2. 前記自己共振周波数ｆｒが、０．９５ｆｄ≦ｆｒ≦１．２５ｆｄを満たすことを特徴とする請求項１記載の誘電体バリア放電ランプ点灯装置。
3. 前記自己共振周波数ｆｒが、１．０ｆｄ≦ｆｒ≦１．２ｆｄを満たすことを特徴とする請求項１記載の誘電体バリア放電ランプ点灯装置。
4. 前記駆動電圧は略矩形波状の電圧であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の誘電体バリア放電ランプ点灯装置。
5. 前記駆動回路が、プッシュプルインバータからなることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の誘電体バリア放電ランプ点灯装置。
6. 前記駆動回路が、ハーフブリッジインバータからなることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の誘電体バリア放電ランプ点灯装置。

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