JP3812335B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3812335B2 JP3812335B2 JP2000392390A JP2000392390A JP3812335B2 JP 3812335 B2 JP3812335 B2 JP 3812335B2 JP 2000392390 A JP2000392390 A JP 2000392390A JP 2000392390 A JP2000392390 A JP 2000392390A JP 3812335 B2 JP3812335 B2 JP 3812335B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- drive
- switching element
- drive transformer
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波で駆動されるスイッチング素子とその駆動トランスとを有する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置（特開平１０−２１５５８３号）の回路構成を図７に示す。本回路は無電極放電灯点灯装置の電源装置であり、透明な球状のガラスバルブ、あるいは内壁に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に、不活性ガス、金属蒸気等の放電ガス（例えば水銀及び希ガス）を封入した無電極放電灯１と、その外周に沿って近接配置された高周波電力供給用コイル２と、高周波電力供給用コイル２に高周波電力を供給する高周波電源３と、高周波電力供給用コイル２と高周波電源３との両方のマッチングをとって反射をなくし、無電極放電灯１に効率よく高周波電力を供給するマッチング回路４とを備えて構成される。そして、高周波電源３から高周波電力供給用コイル２に、数百ｋＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより高周波電力供給用コイル２に高周波磁界を発生させ、無電極放電灯１に高周波電力を供給し、無電極放電灯１に高周波プラズマを発生させ、紫外線もしくは可視光を発生させる。
【０００３】
高周波電源３は、水晶振動子Ｘを用いた発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する、トランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓとを含む所謂Ｃ級増幅回路により構成されたプリアンプ６と、電界効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ１、Ｑ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２とを含む、所謂Ｄ級増幅回路で構成されたメインアンプ７と、１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２１，ｎ２２及び磁気コアを有し、プリアンプ６からの出力をメインアンプ７へ伝達するための駆動トランスＴとから構成される。また、発振回路５とプリアンプ６とで駆動回路９を構成する。
【０００４】
駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の両端には、容量可変コンデンサＶＣ（以下、バリコンＶＣと呼ぶ。）が並列接続されており、バリコンＶＣの容量を変化させることにより、メインアンプ７を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSが調整され、高周波電源３の出力制御が可能となる。例えば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２としてＩＲ社製のＩＲＦ７１０を用いた場合、制御電圧（以下、ゲート・ソース間電圧と呼ぶ）ＶGSは略正弦波状の電圧波形となり、そのピーク値は１０〜１５Ｖに設定される。ここで、メインアンプ７の電源には第１の直流電源Ｅ１、駆動回路９の電源には第２の直流電源Ｅ２を用いている。
【０００５】
図８に、バリコンＶＣの容量を変化させた時のゲート・ソース間電圧ＶGSの振幅変化の特性図を示す。図８より、バリコンＶＣの容量変化に対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化し、バリコンＶＣの容量値がＶＣｐの時にピーク値ＶGSP を有する。これはトランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓ、バリコンＶＣと駆動トランスＴにより、ある固有共振周波数ｆ０での共振が生じていることを示している。
【０００６】
駆動トランスＴにおける磁気コアの透磁率は、例えば図９（Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトコア）のように温度特性を持ち、その温度係数γは正が一般的である。従って駆動トランスＴの（磁気コアの温度を反映する）周囲温度Ｔｃｔが変化すると、駆動トランスＴの１次、２次巻線の両端のインダクタンスも変化してしまう。その結果、周囲温度Ｔｃｔ増加［減少］→透磁率増加［減少］→駆動トランスＴの１，２次巻線インダクタ増加［減少］→固有共振周波数ｆ０減少［増加］により、固有共振周波数ｆ０が変化する。このため、図１０のように駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔに対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化する。
【０００７】
いま、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定する、即ちゲート・ソース間電圧ＶGSを最大値付近（図１０のＰ点）に設定する場合を考えると、駆動トランスＴの周囲温度がＴｃｔ＝Ｔｃｔｏから変化した場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSは低減するが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスレッショルド電圧Ｖｔｈ付近までに接近し、その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するために充分な電圧を下回りドライブ不足が生じることがあれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作が停止したり、それらのスイッチング損失が増大し素子が熱破壊してしまう、という問題があった。一方、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が減少するように設定された場合（図１１のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＞Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易く、同様に、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が増加するように設定された場合（図１２のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＜Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易い、という問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のような点に鑑みてなされたものであり、電源装置において周囲温度変化が生じ、駆動トランスＴに特性変化が起こっても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を生じない回路構成を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、少なくとも１つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、直流電源Ｅ１からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路７と、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に接続された２次巻線ｎ２１，ｎ２２と１次巻線ｎ１及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスＴと、前記駆動トランスＴとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスＴの１次巻線ｎ１に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する駆動回路９とから構成され、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧ＶGSは、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、前記共振手段は、前記駆動電圧ＶGSが最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度が増加すると、前記固有共振周波数ｆ０を高くし、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度が減少すると、前記固有共振周波数ｆ０を低くすることを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路構成を図１に示す。従来の技術と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。従来の技術との相違点は、バリコンＶＣの代わりにコンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０のいずれかをスイッチＳにより切り替え可能としたことであり、さらに駆動トランスＴの（磁気コアの温度を反映する）周囲温度Ｔｃｔを検出する温度検出部２１を設け、その検出結果により、切替制御部２０にてスイッチＳを切り替え可能としたことである。ここでコンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０の各容量間にはＣ１０＜Ｃ２０＜Ｃ３０の関係が有り、コンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０１，ｆ０２及びｆ０３とすれば、ｆ０１＞ｆ０２＞ｆ０３の関係が有る。
【００１１】
いま、駆動トランスの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく（図２のＰ点、ゲート・ソース間電圧ＶGSの最大値付近に）設定する場合を考えると、その状態ではコンデンサＣ２０が選択され、固有共振周波数はｆ０２となっている。温度検出部２１で検出した駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化する場合、スイッチＳによりコンデンサＣ１０に切り替え、固有共振周波数をｆ０１に減少させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図２のように低温側に移動する。また、駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化する場合、スイッチＳによりコンデンサＣ３０に切り替え、固有共振周波数をｆ０３に増加させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図２のように高温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。なお温度検出部２１の配置場所は、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔを反映した温度が得られる場所であればどこでも良い。またメインアンプ７の負荷は抵抗負荷でも良く、同様の効果が得られる。
【００１２】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路構成を図３に示す。実施形態１と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態１との相違点は、従来の技術のようにバリコンＶＣを採用し、駆動トランスＴの１次巻線ｎ１にタップａ，ｂを設け、スイッチＳにより切り替え可能としたことである。ここでタップａ，ｂに接続した時の１次巻線ｎ１の実質的なインダクタンスをそれぞれＬａ，ＬｂとするとＬａ＜Ｌｂであり、バリコンＶＣ、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０ａ，ｆ０ｂとすればｆ０ａ＞ｆ０ｂの関係が有る。
【００１３】
駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が減少するように設定された場合（図４のＰ点）、その状態ではタップｂが選択され、固有共振周波数はｆ０ｂとなっている。駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化した場合、その温度変化を温度検出部２１で検出してスイッチＳによりタップａに切り替え、固有共振周波数をｆ０ａに増加させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図４のように高温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。また特に高温時でのドライブ不足を抑制することでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が熱破壊しにくくなるという効果がある。なお駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定しても良く、その場合でも同様の効果がある。
【００１４】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路構成を図５に示す。実施形態２と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態２との相違点は、駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の代わりに２次巻線ｎ２にタップｃ，ｄを設け、スイッチＳ１，Ｓ２により切り替え可能としたことである。ここでタップｃ，ｄに接続した時の２次巻線ｎ２の実質的なインダクタンスをそれぞれＬｃ，ＬｂとするとＬｃ＜Ｌｄであり、バリコンＶＣ、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０ｃ，ｆ０ｄとすればｆ０ｃ＞ｆ０ｄの関係が有る。
【００１５】
駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が増加するように設定された場合（図６のＰ点）、その状態ではタップｃが選択され、固有共振周波数はｆ０ｃとなっている。駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化した場合、その温度変化を温度検出部２１で検出してスイッチＳ１，Ｓ２によりタップｄに切り替え、固有共振周波数をｆ０ｄに減少させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図４のように低温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。なお駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定しても良く、その場合でも同様の効果がある。
【００１６】
【発明の効果】
請求項１〜１１の発明によれば、駆動トランスの磁気コアの温度が変化して、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧が低下するような環境であっても、駆動トランス周辺の固有共振周波数を切り替えることによりスイッチング素子のゲート・ソース間電圧が増加するので、スイッチング素子はドライブ不足を生じないという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の動作説明図である。
【図５】本発明の実施形態３の回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の動作説明図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と可変容量コンデンサの容量の関係を示す動作説明図である。
【図９】従来例における駆動トランスのコアの透磁率と周囲温度の関係を示す特性図である。
【図１０】従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と周囲温度の関係を示す動作説明図である。
【図１１】従来例における周囲温度が高い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【図１２】従来例における周囲温度が低い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【符号の説明】
２０ 切替制御部
２１ 温度検出部
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ 駆動トランス
ｎ１ １次巻線
ｎ２１ ２次巻線
ｎ２２ ２次巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波で駆動されるスイッチング素子とその駆動トランスとを有する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置（特開平１０−２１５５８３号）の回路構成を図７に示す。本回路は無電極放電灯点灯装置の電源装置であり、透明な球状のガラスバルブ、あるいは内壁に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に、不活性ガス、金属蒸気等の放電ガス（例えば水銀及び希ガス）を封入した無電極放電灯１と、その外周に沿って近接配置された高周波電力供給用コイル２と、高周波電力供給用コイル２に高周波電力を供給する高周波電源３と、高周波電力供給用コイル２と高周波電源３との両方のマッチングをとって反射をなくし、無電極放電灯１に効率よく高周波電力を供給するマッチング回路４とを備えて構成される。そして、高周波電源３から高周波電力供給用コイル２に、数百ｋＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより高周波電力供給用コイル２に高周波磁界を発生させ、無電極放電灯１に高周波電力を供給し、無電極放電灯１に高周波プラズマを発生させ、紫外線もしくは可視光を発生させる。
【０００３】
高周波電源３は、水晶振動子Ｘを用いた発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する、トランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓとを含む所謂Ｃ級増幅回路により構成されたプリアンプ６と、電界効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ１、Ｑ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２とを含む、所謂Ｄ級増幅回路で構成されたメインアンプ７と、１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２１，ｎ２２及び磁気コアを有し、プリアンプ６からの出力をメインアンプ７へ伝達するための駆動トランスＴとから構成される。また、発振回路５とプリアンプ６とで駆動回路９を構成する。
【０００４】
駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の両端には、容量可変コンデンサＶＣ（以下、バリコンＶＣと呼ぶ。）が並列接続されており、バリコンＶＣの容量を変化させることにより、メインアンプ７を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSが調整され、高周波電源３の出力制御が可能となる。例えば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２としてＩＲ社製のＩＲＦ７１０を用いた場合、制御電圧（以下、ゲート・ソース間電圧と呼ぶ）ＶGSは略正弦波状の電圧波形となり、そのピーク値は１０〜１５Ｖに設定される。ここで、メインアンプ７の電源には第１の直流電源Ｅ１、駆動回路９の電源には第２の直流電源Ｅ２を用いている。
【０００５】
図８に、バリコンＶＣの容量を変化させた時のゲート・ソース間電圧ＶGSの振幅変化の特性図を示す。図８より、バリコンＶＣの容量変化に対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化し、バリコンＶＣの容量値がＶＣｐの時にピーク値ＶGSP を有する。これはトランジスタＱ３、インダクタＬ３、コンデンサＣｐ，Ｃｓ、バリコンＶＣと駆動トランスＴにより、ある固有共振周波数ｆ０での共振が生じていることを示している。
【０００６】
駆動トランスＴにおける磁気コアの透磁率は、例えば図９（Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトコア）のように温度特性を持ち、その温度係数γは正が一般的である。従って駆動トランスＴの（磁気コアの温度を反映する）周囲温度Ｔｃｔが変化すると、駆動トランスＴの１次、２次巻線の両端のインダクタンスも変化してしまう。その結果、周囲温度Ｔｃｔ増加［減少］→透磁率増加［減少］→駆動トランスＴの１，２次巻線インダクタ増加［減少］→固有共振周波数ｆ０減少［増加］により、固有共振周波数ｆ０が変化する。このため、図１０のように駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔに対してゲート・ソース間電圧ＶGSは略放物線状に変化する。
【０００７】
いま、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定する、即ちゲート・ソース間電圧ＶGSを最大値付近（図１０のＰ点）に設定する場合を考えると、駆動トランスＴの周囲温度がＴｃｔ＝Ｔｃｔｏから変化した場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSは低減するが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスレッショルド電圧Ｖｔｈ付近までに接近し、その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するために充分な電圧を下回りドライブ不足が生じることがあれば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作が停止したり、それらのスイッチング損失が増大し素子が熱破壊してしまう、という問題があった。一方、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が減少するように設定された場合（図１１のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＞Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易く、同様に、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が増加するように設定された場合（図１２のＰ点）、特に周囲温度Ｔｃｔ＜Ｔｃｔｏとなる場合にドライブ不足がさらに生じ易い、という問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のような点に鑑みてなされたものであり、電源装置において周囲温度変化が生じ、駆動トランスＴに特性変化が起こっても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を生じない回路構成を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、少なくとも１つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、直流電源Ｅ１からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路７と、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子に接続された２次巻線ｎ２１，ｎ２２と１次巻線ｎ１及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスＴと、前記駆動トランスＴとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスＴの１次巻線ｎ１に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する駆動回路９とから構成され、前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧ＶGSは、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、前記共振手段は、前記駆動電圧ＶGSが最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度が増加すると、前記固有共振周波数ｆ０を高くし、前記駆動トランスＴの磁気コアの温度が減少すると、前記固有共振周波数ｆ０を低くすることを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路構成を図１に示す。従来の技術と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。従来の技術との相違点は、バリコンＶＣの代わりにコンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０のいずれかをスイッチＳにより切り替え可能としたことであり、さらに駆動トランスＴの（磁気コアの温度を反映する）周囲温度Ｔｃｔを検出する温度検出部２１を設け、その検出結果により、切替制御部２０にてスイッチＳを切り替え可能としたことである。ここでコンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０の各容量間にはＣ１０＜Ｃ２０＜Ｃ３０の関係が有り、コンデンサＣ１０，Ｃ２０及びＣ３０、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０１，ｆ０２及びｆ０３とすれば、ｆ０１＞ｆ０２＞ｆ０３の関係が有る。
【００１１】
いま、駆動トランスの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく（図２のＰ点、ゲート・ソース間電圧ＶGSの最大値付近に）設定する場合を考えると、その状態ではコンデンサＣ２０が選択され、固有共振周波数はｆ０２となっている。温度検出部２１で検出した駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化する場合、スイッチＳによりコンデンサＣ１０に切り替え、固有共振周波数をｆ０１に減少させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図２のように低温側に移動する。また、駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化する場合、スイッチＳによりコンデンサＣ３０に切り替え、固有共振周波数をｆ０３に増加させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図２のように高温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。なお温度検出部２１の配置場所は、駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔを反映した温度が得られる場所であればどこでも良い。またメインアンプ７の負荷は抵抗負荷でも良く、同様の効果が得られる。
【００１２】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路構成を図３に示す。実施形態１と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態１との相違点は、従来の技術のようにバリコンＶＣを採用し、駆動トランスＴの１次巻線ｎ１にタップａ，ｂを設け、スイッチＳにより切り替え可能としたことである。ここでタップａ，ｂに接続した時の１次巻線ｎ１の実質的なインダクタンスをそれぞれＬａ，ＬｂとするとＬａ＜Ｌｂであり、バリコンＶＣ、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０ａ，ｆ０ｂとすればｆ０ａ＞ｆ０ｂの関係が有る。
【００１３】
駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が減少するように設定された場合（図４のＰ点）、その状態ではタップｂが選択され、固有共振周波数はｆ０ｂとなっている。駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＞Ｔｃｔｏと変化した場合、その温度変化を温度検出部２１で検出してスイッチＳによりタップａに切り替え、固有共振周波数をｆ０ａに増加させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図４のように高温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。また特に高温時でのドライブ不足を抑制することでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が熱破壊しにくくなるという効果がある。なお駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定しても良く、その場合でも同様の効果がある。
【００１４】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路構成を図５に示す。実施形態２と同一の構成、動作及び効果については説明を省略する。実施形態２との相違点は、駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の代わりに２次巻線ｎ２にタップｃ，ｄを設け、スイッチＳ１，Ｓ２により切り替え可能としたことである。ここでタップｃ，ｄに接続した時の２次巻線ｎ２の実質的なインダクタンスをそれぞれＬｃ，ＬｂとするとＬｃ＜Ｌｄであり、バリコンＶＣ、駆動回路９内のＣ級増幅回路及び駆動トランスＴによって決まる固有共振周波数をそれぞれｆ０ｃ，ｆ０ｄとすればｆ０ｃ＞ｆ０ｄの関係が有る。
【００１５】
駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、駆動トランスＴの周囲温度が増加した時に駆動電圧が増加するように設定された場合（図６のＰ点）、その状態ではタップｃが選択され、固有共振周波数はｆ０ｃとなっている。駆動トランスＴの周囲温度ＴｃｔがＴｃｔ＜Ｔｃｔｏと変化した場合、その温度変化を温度検出部２１で検出してスイッチＳ１，Ｓ２によりタップｄに切り替え、固有共振周波数をｆ０ｄに減少させ、その結果、ゲート・ソース間電圧ＶGSは図４のように低温側に移動する。したがって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶGSも増加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はドライブ不足を起こしにくくなるという効果がある。なお駆動トランスＴの周囲温度Ｔｃｔ＝Ｔｃｔｏにおいて、固有共振周波数ｆ０を高周波電源３の動作周波数ｆに略等しく設定しても良く、その場合でも同様の効果がある。
【００１６】
【発明の効果】
請求項１〜１１の発明によれば、駆動トランスの磁気コアの温度が変化して、スイッチング素子のゲート・ソース間電圧が低下するような環境であっても、駆動トランス周辺の固有共振周波数を切り替えることによりスイッチング素子のゲート・ソース間電圧が増加するので、スイッチング素子はドライブ不足を生じないという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の動作説明図である。
【図５】本発明の実施形態３の回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の動作説明図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と可変容量コンデンサの容量の関係を示す動作説明図である。
【図９】従来例における駆動トランスのコアの透磁率と周囲温度の関係を示す特性図である。
【図１０】従来例におけるスイッチング素子の駆動電圧と周囲温度の関係を示す動作説明図である。
【図１１】従来例における周囲温度が高い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【図１２】従来例における周囲温度が低い場合のスイッチング素子の駆動電圧を示す動作説明図である。
【符号の説明】
２０ 切替制御部
２１ 温度検出部
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ 駆動トランス
ｎ１ １次巻線
ｎ２１ ２次巻線
ｎ２２ ２次巻線
Claims (11)
- 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動電圧が最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスの磁気コアの温度が増加すると、前記固有共振周波数ｆ０を高くすることを特徴とする電源装置。 - 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動電圧が最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスの磁気コアの温度が減少すると、前記固有共振周波数ｆ０を低くすることを特徴とする電源装置。 - 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動電圧が最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスの磁気コアの温度が増加すると、前記固有共振周波数ｆ０を高くし、前記駆動トランスの磁気コアの温度が減少すると、前記固有共振周波数ｆ０を低くすることを特徴とする電源装置。 - 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動トランスの駆動電圧が負の温度係数を持つように設定されると共に、前記駆動トランスの磁気コアの温度が増加すると、前記固有共振周波数ｆ０を大きくすることを特徴とする電源装置。 - 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動トランスの駆動電圧が正の温度係数を持つように設定されると共に、前記駆動トランスの磁気コアの温度が減少すると、前記固有共振周波数ｆ０を小さくすることを特徴とする電源装置。 - 前記共振手段により固有共振周波数ｆ０を変化させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
- 前記共振手段には、前記駆動トランスの１次巻線に並列接続されたコンデンサがあり、固有共振周波数ｆ０を大きくする時は該コンデンサの容量を小さく、固有共振周波数ｆ０を小さくする時は該コンデンサの容量を大きくすることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
- 固有共振周波数ｆ０を大きくする時は前記駆動トランスの１次巻線のインダクタンスを小さく、固有共振周波数ｆ０を小さくする時は前記駆動トランスの１次巻線のインダクタンスを大きくすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
- 固有共振周波数ｆ０を大きくする時は前記駆動トランスの２次巻線のインダクタンスを小さく、固有共振周波数ｆ０を小さくする時は前記駆動トランスの２次巻線のインダクタンスを大きくすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
- 前記負荷に無電極放電灯を含むことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電源装置。
- 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に供給する高周波増幅回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された２次巻線と１次巻線及び磁気コアを有すると共に各巻線のインダクタンスは正の温度係数を有する駆動トランスと、
前記駆動トランスとの固有共振周波数がｆ０となる共振手段を含み、前記駆動トランスの１次巻線に高周波電圧を印加することにより前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とから構成され、
前記スイッチング素子の駆動電圧は、前記駆動トランスの磁気コアの温度の変化に対して最大値を持つような電源装置において、
前記共振手段は、前記駆動電圧が最大値付近となるよう設定されると共に、前記駆動トランスの１次巻線に並列接続されたコンデンサがあり、前記駆動トランスの磁気コアの温度が増加すると、該コンデンサの容量を小さくして前記固有共振周波数ｆ０を高くし、前記駆動トランスの磁気コアの温度が減少すると、該コンデンサの容量を大きくして前記固有共振周波数ｆ０を低くすることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000392390A JP3812335B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000392390A JP3812335B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002198193A JP2002198193A (ja) | 2002-07-12 |
| JP3812335B2 true JP3812335B2 (ja) | 2006-08-23 |
Family
ID=18858390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000392390A Expired - Fee Related JP3812335B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3812335B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT413811B (de) | 2004-07-15 | 2006-06-15 | Schiebel Ind Ag | Unbemannter hubschrauber |
| JP6441573B2 (ja) * | 2014-01-21 | 2018-12-19 | 株式会社ダイヘン | 高周波電源装置 |
-
2000
- 2000-12-25 JP JP2000392390A patent/JP3812335B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002198193A (ja) | 2002-07-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3910210B2 (ja) | 誘電体バリア放電ランプ点灯装置 | |
| US5446350A (en) | Impedance matching circuit for an electrodeless fluorescent lamp ballast | |
| JPH05206750A (ja) | Ｄ級電力増幅器回路の二重フィードバック制御システム | |
| EP0577105B1 (en) | Inverter circuit and electrodeless discharge lamp lighting apparatus using the same | |
| JPH059194U (ja) | 無電極蛍光ランプ用の安定器回路 | |
| US6107753A (en) | Radio frequency electronic ballast with integrated power factor correction stage | |
| JP3812335B2 (ja) | 電源装置 | |
| KR101114490B1 (ko) | 방전 램프용 전자 밸러스트 | |
| US5945785A (en) | Power source device with minimized variation in circuit efficiency due to variation in applied voltage to driving transformer | |
| JP3812336B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP4186788B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置 | |
| JP2010123522A (ja) | 無電極放電灯点灯装置及び照明器具 | |
| US6043613A (en) | Starting system for electrodeless metal halide discharge lamps | |
| JP3487113B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP4066798B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置及び照明装置 | |
| JP3487114B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3988341B2 (ja) | 希ガス蛍光ランプ点灯装置 | |
| JP2004524669A (ja) | Ｅ級駆動回路により駆動される共振ハーフブリッジ変換器を有する放電ランプ用回路配置 | |
| JP2005063862A (ja) | 無電極放電灯点灯装置及び照明装置 | |
| JP4788613B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置および照明器具 | |
| JP4697114B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置及びその照明器具 | |
| JP4608804B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置 | |
| JP3341595B2 (ja) | 無電極放電灯点灯装置 | |
| JPH1070887A (ja) | 電源装置 | |
| JP2000068086A (ja) | 無電極放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060207 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060407 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060509 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060522 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090609 Year of fee payment: 3 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090609 Year of fee payment: 3 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100609 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100609 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110609 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120609 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |