JP3487113B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP3487113B2 JP3487113B2 JP01369697A JP1369697A JP3487113B2 JP 3487113 B2 JP3487113 B2 JP 3487113B2 JP 01369697 A JP01369697 A JP 01369697A JP 1369697 A JP1369697 A JP 1369697A JP 3487113 B2 JP3487113 B2 JP 3487113B2
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- Coils Of Transformers For General Uses (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明に係る回路図を図６に示す。
【０００３】 本回路は、透明なあるいは内壁に蛍光休
が塗布された、球状のガラスバルブ内に、不活性ガス、
金属蒸気等の放電ガズ（例えば水銀及ぴ希ガス）を封入
した無電極放電灯１と、その外周に沿って近接配置され
た高周波電力供給用コイル２と、高周波電力供給用コイ
ル２に高周波電力を供給する高周波電源３と、高周波電
力供給用コイル２と高周波電源３との両方のマッチング
をとって反射をなくし、無電極放電灯１に効率よく高周
波電力を供給するマッチング回路４とを備えて構成され
る。そして、高周波電源３から高周波電力供給用コイル
２に、数ＭＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すこと
により高周波電力供給用コイル２に高周波磁界を発生さ
せ、無電極放電灯１に高周波電力を供給し、無電極放電
灯１に高周波プラズマを発生させ、紫外線もしくは可視
光を発生させる。また、高周波電源３は、水晶振動子Ｘ
を用いた発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する、
所謂Ｃ級増幅回路により構成されたプリアンプ６と、電
解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１、Ｑ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２と
を含む、所謂Ｄ級増幅回路で構成されたメインアンプ７
と、１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２１、ｎ２２及び磁気
コアを有し、プリアンプ６からの出力をメインアンプ７
へ伝達するための駆動トランスＴとから構成される。ま
た、発振回路５とブリアンプ６とでドライブ装置９を構
成する。駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の両端には、容
量可変コンデンサＶＣ（以下、バリコンＶＣと呼ぶ。）
が並列接続されており、バリコンＶＣを変化するとによ
り、メインアンプ７を構成するスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳが調整され、高周波
電源３の出力制御が可能となる。例えば、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２としてＩＲ社製のＩＲＦ７１０を用いた
場合、制御電圧（以下、ゲート・ソース間電圧と呼ぶ）
ＶＧＳは略正弦波状の電圧波形となり、そのピーク値は
１０〜１５Ｖに設定される。ここで、メインアンプ７の
電源には直流電源Ｅ１、ドライブ装置９の電源には直流
電源Ｅ２を用いている。
が塗布された、球状のガラスバルブ内に、不活性ガス、
金属蒸気等の放電ガズ（例えば水銀及ぴ希ガス）を封入
した無電極放電灯１と、その外周に沿って近接配置され
た高周波電力供給用コイル２と、高周波電力供給用コイ
ル２に高周波電力を供給する高周波電源３と、高周波電
力供給用コイル２と高周波電源３との両方のマッチング
をとって反射をなくし、無電極放電灯１に効率よく高周
波電力を供給するマッチング回路４とを備えて構成され
る。そして、高周波電源３から高周波電力供給用コイル
２に、数ＭＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すこと
により高周波電力供給用コイル２に高周波磁界を発生さ
せ、無電極放電灯１に高周波電力を供給し、無電極放電
灯１に高周波プラズマを発生させ、紫外線もしくは可視
光を発生させる。また、高周波電源３は、水晶振動子Ｘ
を用いた発振回路５と、発振回路５の出力を増幅する、
所謂Ｃ級増幅回路により構成されたプリアンプ６と、電
解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１、Ｑ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２と
を含む、所謂Ｄ級増幅回路で構成されたメインアンプ７
と、１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２１、ｎ２２及び磁気
コアを有し、プリアンプ６からの出力をメインアンプ７
へ伝達するための駆動トランスＴとから構成される。ま
た、発振回路５とブリアンプ６とでドライブ装置９を構
成する。駆動トランスＴの１次巻線ｎ１の両端には、容
量可変コンデンサＶＣ（以下、バリコンＶＣと呼ぶ。）
が並列接続されており、バリコンＶＣを変化するとによ
り、メインアンプ７を構成するスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳが調整され、高周波
電源３の出力制御が可能となる。例えば、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２としてＩＲ社製のＩＲＦ７１０を用いた
場合、制御電圧（以下、ゲート・ソース間電圧と呼ぶ）
ＶＧＳは略正弦波状の電圧波形となり、そのピーク値は
１０〜１５Ｖに設定される。ここで、メインアンプ７の
電源には直流電源Ｅ１、ドライブ装置９の電源には直流
電源Ｅ２を用いている。
【０００４】図７に、本発明に係る従来例である、駆動
トランスＴの模式的な斜視図を示す。
トランスＴの模式的な斜視図を示す。
【０００５】駆動トランスＴは、磁気コア１０として例
えばトロイダルコアを用い、トロイダルコア１０に１次
巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１、ｎ２２とを巻くと共に、２
次巻線ｎ２１と２次巻線ｎ２２とを一対にし、互いに隣
り合う２次巻線ｎ２１、ｎ２２が交差しないと共に密接
させてバイファイラ巻きとして構成されている。
えばトロイダルコアを用い、トロイダルコア１０に１次
巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１、ｎ２２とを巻くと共に、２
次巻線ｎ２１と２次巻線ｎ２２とを一対にし、互いに隣
り合う２次巻線ｎ２１、ｎ２２が交差しないと共に密接
させてバイファイラ巻きとして構成されている。
【０００６】図８に、バリコンＶＣを変化させた時のゲ
ート・ソース間電圧ＶＧＳの振幅変化の特性図を示す。
ここで、図８に示すゲート・ソース間電圧ＶＧＳは直流
電源Ｅ２のみ投入した場合のものであり、これは、直流
電源Ｅ１投入直後には、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳに
高周波リップルが重畳されてしまうので、バリコンＶＣ
変化時のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの振幅を読み取る
ことが困難であるためである。図８より、バリコンＶＣ
の変化に対してゲート・ソース間電圧ＶＧＳは略放物線
状に変化し、バリコンＶＣの容量値がＶＣｐの時にピー
ク値ＶＧＳｐを有する。これはバリコンＶＣと駆動トラ
ンスＴとの共振が生じていることを示している。
ート・ソース間電圧ＶＧＳの振幅変化の特性図を示す。
ここで、図８に示すゲート・ソース間電圧ＶＧＳは直流
電源Ｅ２のみ投入した場合のものであり、これは、直流
電源Ｅ１投入直後には、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳに
高周波リップルが重畳されてしまうので、バリコンＶＣ
変化時のゲート・ソース間電圧ＶＧＳの振幅を読み取る
ことが困難であるためである。図８より、バリコンＶＣ
の変化に対してゲート・ソース間電圧ＶＧＳは略放物線
状に変化し、バリコンＶＣの容量値がＶＣｐの時にピー
ク値ＶＧＳｐを有する。これはバリコンＶＣと駆動トラ
ンスＴとの共振が生じていることを示している。
【０００７】次に、無電極放電灯１及びマッチング回路
４の合成インピーダンスと等価なインピーダンスを有す
るダミーロードＲｏをメインアンプ７の出力端に接続
し、この状態で直流電源Ｅ１及び直流電源Ｅ２の両方を
オンした場合の、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソー
ス間電圧ＶＧＳ波形を図９に、高周波電源３の回路効率
ηの変化の特性図を図１０に示す。図１０より、回路効
率ηは容量値ＶＣｐ付近で最小となる曲線となってい
る。なお、高周波電源３の動作周波数は１３．５６ＭＨ
ｚに設定した。
４の合成インピーダンスと等価なインピーダンスを有す
るダミーロードＲｏをメインアンプ７の出力端に接続
し、この状態で直流電源Ｅ１及び直流電源Ｅ２の両方を
オンした場合の、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソー
ス間電圧ＶＧＳ波形を図９に、高周波電源３の回路効率
ηの変化の特性図を図１０に示す。図１０より、回路効
率ηは容量値ＶＣｐ付近で最小となる曲線となってい
る。なお、高周波電源３の動作周波数は１３．５６ＭＨ
ｚに設定した。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来例で
は、例えば図１０に示す様に、回路効率ηは最大で約８
４％あったものが、容量値ＶＣｐ付近で約７７％にまで
減少し、回路効率ηのバリコンＶＣの値に対する変化率
も大きくなっている。従って、最初、回路効率ηが最大
になるようバリコンＶＣを設定していたとしても、１次
巻線ｎ１の周辺回路における構成部品の特性の経時変化
等により、１次巻線ｎ１に印加される電圧が変化してし
まい、回路効率ηが大きく低下してしまうという問題点
が生じてしまう。
は、例えば図１０に示す様に、回路効率ηは最大で約８
４％あったものが、容量値ＶＣｐ付近で約７７％にまで
減少し、回路効率ηのバリコンＶＣの値に対する変化率
も大きくなっている。従って、最初、回路効率ηが最大
になるようバリコンＶＣを設定していたとしても、１次
巻線ｎ１の周辺回路における構成部品の特性の経時変化
等により、１次巻線ｎ１に印加される電圧が変化してし
まい、回路効率ηが大きく低下してしまうという問題点
が生じてしまう。
【０００９】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、構成部品の特性
変化等によって駆動トランスの１次側に印加される電圧
が変化しても、回路効率ηの変化率を小さくできる電源
装置を低コストで提供することである。
ものであり、その目的とするところは、構成部品の特性
変化等によって駆動トランスの１次側に印加される電圧
が変化しても、回路効率ηの変化率を小さくできる電源
装置を低コストで提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、直列接続された２
つのスイッチング素子を有し、直流電圧を交流の高周波
電圧に変換して負荷に供給する高周波電源と、１次巻線
と２つのスイッチング素子の各々の制御端子に直列接続
された２つの２次巻線と１次巻線及び２つの２次巻線が
巻かれた磁気コアとを有する駆動トランスと、駆動トラ
ンスの１次巻線に電圧を印加することにより２つのスイ
ッチング素子を駆動するドライブ装置とを備え、２つの
２次巻線を、スイッチング素子のオン時間の変動率を小
さくするように１ターン毎に間隔を空けて磁気コアにバ
イファイラ巻きしたことを特徴とする。
めに、請求項１記載の発明によれば、直列接続された２
つのスイッチング素子を有し、直流電圧を交流の高周波
電圧に変換して負荷に供給する高周波電源と、１次巻線
と２つのスイッチング素子の各々の制御端子に直列接続
された２つの２次巻線と１次巻線及び２つの２次巻線が
巻かれた磁気コアとを有する駆動トランスと、駆動トラ
ンスの１次巻線に電圧を印加することにより２つのスイ
ッチング素子を駆動するドライブ装置とを備え、２つの
２次巻線を、スイッチング素子のオン時間の変動率を小
さくするように１ターン毎に間隔を空けて磁気コアにバ
イファイラ巻きしたことを特徴とする。
【００１１】請求項２記載の発明によれば、２つの２次
巻線は、１ターン毎に等間隔で巻くことを特徴とする。
巻線は、１ターン毎に等間隔で巻くことを特徴とする。
【００１２】請求項３記載の発明によれば、２つの２次
巻線は、全ての２次巻線間を等間隔で巻くことを特徴と
する。
巻線は、全ての２次巻線間を等間隔で巻くことを特徴と
する。
【００１３】
【００１４】
【００１５】 請求項４記載の発明によれば、駆動トラ
ンスは、１次巻線と２次巻線とを互いに遠ざける方向に
巻いたものであることを特徴とする。
ンスは、１次巻線と２次巻線とを互いに遠ざける方向に
巻いたものであることを特徴とする。
【００１６】 請求項５記載の発明によれば、１次巻線
は、少なくとも磁気コアの内側面側で各ターン毎に密接
して巻くことを特徴とする。
は、少なくとも磁気コアの内側面側で各ターン毎に密接
して巻くことを特徴とする。
【００１７】 請求項６記載の発明によれば、磁気コア
は、トロイダルコアであることを特徴とする。
は、トロイダルコアであることを特徴とする。
【００１８】 請求項７記載の発明によれば、磁気コア
は、カーボニル鉄系コアであることを特徴とする。
は、カーボニル鉄系コアであることを特徴とする。
【００１９】 請求項８記載の発明によれば、磁気コア
は、Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトコアであることを特徴とす
る。
は、Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトコアであることを特徴とす
る。
【００２０】 請求項９記載の発明によれば、ドライブ
装置は、スイッチング素子を他励駆動するものであるこ
とを特徴とする。
装置は、スイッチング素子を他励駆動するものであるこ
とを特徴とする。
【００２１】 請求項１０記載の発明によれば、高周波
電源は、Ｄ級増幅回路であることを特徴とする。
電源は、Ｄ級増幅回路であることを特徴とする。
【００２２】 請求項１１記載の発明によれば、高周波
電源の動作周波数は、０．５ＭＨｚ以上であることを特
徴とする請求項１または請求項１２に記載の電源装置。
電源の動作周波数は、０．５ＭＨｚ以上であることを特
徴とする請求項１または請求項１２に記載の電源装置。
【００２３】 請求項１２記載の発明によれば、負荷
は、少なくとも無電極放電灯を含んでなることを特徴と
する。
は、少なくとも無電極放電灯を含んでなることを特徴と
する。
【００２４】
【実施の形態】
（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の模式
的な斜視図を図１に示す。
的な斜視図を図１に示す。
【００２５】図７に示した従来例と異なる点は、２次巻
線ｎ２１、ｎ２２を互いに等間隔に且つ互いに密接しな
いように、つまり１ターン毎にお互いに距離を隔てて巻
いたことであり、その他の従来例と同一構成は同一符号
を付すことにより説明を省略する。
線ｎ２１、ｎ２２を互いに等間隔に且つ互いに密接しな
いように、つまり１ターン毎にお互いに距離を隔てて巻
いたことであり、その他の従来例と同一構成は同一符号
を付すことにより説明を省略する。
【００２６】次に、動作を簡単に説明する。直流電源Ｅ
１及び直流電源Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチ
ング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形を図２
に、高周波電源３の回路効率ηのバリコンＶＣに対する
特性図を図３に示す。図３より、バリコンＶＣ（或はゲ
ート・ソース間電圧ＶＧＳ）の値が変化しても回路効率
ηは約８４％を保持しており、従来例の様に容量値ＶＣ
ｐ付近での回路効率ηの顕著な低下は見られない。つま
り、バリコンＶＣの値の変化によって駆動トランスＴの
１次巻線ｎ１に印加される電圧が変化しても、回路効率
ηは顕著には変化しない。
１及び直流電源Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチ
ング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形を図２
に、高周波電源３の回路効率ηのバリコンＶＣに対する
特性図を図３に示す。図３より、バリコンＶＣ（或はゲ
ート・ソース間電圧ＶＧＳ）の値が変化しても回路効率
ηは約８４％を保持しており、従来例の様に容量値ＶＣ
ｐ付近での回路効率ηの顕著な低下は見られない。つま
り、バリコンＶＣの値の変化によって駆動トランスＴの
１次巻線ｎ１に印加される電圧が変化しても、回路効率
ηは顕著には変化しない。
【００２７】以下、回路効率ηは顕著には変化しない点
について述べる。ここで、図９に示す従来例と図２に示
す本実施の形態とにおけるスイッチング素子Ｑ２のゲー
ト・ソース間電圧ＶＧＳ波形を比較すると、図２に示す
本実施の形態のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形は、負
電位からの立ち上がり時に零Ｖ近傍で波形が歪んでいる
ことがわかる。これは、図１に示す様に、２次巻線ｎ２
１と２次巻線ｎ２２とをお互いに距離を隔てて巻いたこ
とで磁気的結合が弱まり、この様な波形の歪みが発生し
たが、バリコンＶＣの値が変化しても波形歪みが作用し
てスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン幅やデッドオフタ
イムは大きくは変化しないと考えられる。よって、デッ
ドオフタイムとスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２での損失と
は相関が有ることからも鑑みて、バリコンＶＣの値の変
化によって駆動トランスＴの１次巻線ｎ１に印加される
電圧が変化しても、回路効率ηは顕著には変化しない、
と考えられる。
について述べる。ここで、図９に示す従来例と図２に示
す本実施の形態とにおけるスイッチング素子Ｑ２のゲー
ト・ソース間電圧ＶＧＳ波形を比較すると、図２に示す
本実施の形態のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形は、負
電位からの立ち上がり時に零Ｖ近傍で波形が歪んでいる
ことがわかる。これは、図１に示す様に、２次巻線ｎ２
１と２次巻線ｎ２２とをお互いに距離を隔てて巻いたこ
とで磁気的結合が弱まり、この様な波形の歪みが発生し
たが、バリコンＶＣの値が変化しても波形歪みが作用し
てスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン幅やデッドオフタ
イムは大きくは変化しないと考えられる。よって、デッ
ドオフタイムとスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２での損失と
は相関が有ることからも鑑みて、バリコンＶＣの値の変
化によって駆動トランスＴの１次巻線ｎ１に印加される
電圧が変化しても、回路効率ηは顕著には変化しない、
と考えられる。
【００２８】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の模式的な斜視図を図４に示す。
の形態の模式的な斜視図を図４に示す。
【００２９】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、２次巻線ｎ２１、ｎ２２を互いに接近させると共に
非接触となる様に巻いていることであり、その他の第１
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。
は、２次巻線ｎ２１、ｎ２２を互いに接近させると共に
非接触となる様に巻いていることであり、その他の第１
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。
【００３０】次に、動作を簡単に説明する。直流電源Ｅ
１及び直流電源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率
ηのバリコンＶＣに対する特性図を図５に示す。図３に
示す第１の実施の形態と比較して、容量値ＶＣｐ近傍で
やや回路効率ηは低下している（＝最小値約８２％）
が、図１０に示す従来例と比較すれば回路効率ηの低下
は少なくなっている。これは、２次巻線ｎ２１、ｎ２２
を互いに接近させることにより、ゲート・ソース間電圧
ＶＧＳ波形の歪みが小さくなり、その分、第１の実施の
形態と比較してバリコンＶＣ或はゲート・ソース間電圧
ＶＧＳの値に対するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン
幅の変化が大きくなった為と考えられる。
１及び直流電源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率
ηのバリコンＶＣに対する特性図を図５に示す。図３に
示す第１の実施の形態と比較して、容量値ＶＣｐ近傍で
やや回路効率ηは低下している（＝最小値約８２％）
が、図１０に示す従来例と比較すれば回路効率ηの低下
は少なくなっている。これは、２次巻線ｎ２１、ｎ２２
を互いに接近させることにより、ゲート・ソース間電圧
ＶＧＳ波形の歪みが小さくなり、その分、第１の実施の
形態と比較してバリコンＶＣ或はゲート・ソース間電圧
ＶＧＳの値に対するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン
幅の変化が大きくなった為と考えられる。
【００３１】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態を以下に示す。
の形態を以下に示す。
【００３２】本実施の形態は、上記第１及び第２の実施
の形態における１次巻線ｎ１を、トロイダルコア１０に
対する巻線の占有面積が最小になる様に高密度に巻いた
ものである。１次巻線ｎ１を高密度に巻くことより１次
巻線ｎ１での磁束の漏れを少なくできるため、電力を効
率的に２次巻線ｎ２１、ｎ２２に伝えることができる。
特に、無電極放電灯１を負荷に用いた場合、無電極放電
灯１の始動時に多大な高周波電力を高周波電力供給用コ
イル２に供給しなければならないが、１次巻線ｎ１を高
密度に巻くことにより、プリアンプ６の出力を効率的に
メインアンプ７に伝達することができ、よって無電極放
電灯１の始動性が向上する。
の形態における１次巻線ｎ１を、トロイダルコア１０に
対する巻線の占有面積が最小になる様に高密度に巻いた
ものである。１次巻線ｎ１を高密度に巻くことより１次
巻線ｎ１での磁束の漏れを少なくできるため、電力を効
率的に２次巻線ｎ２１、ｎ２２に伝えることができる。
特に、無電極放電灯１を負荷に用いた場合、無電極放電
灯１の始動時に多大な高周波電力を高周波電力供給用コ
イル２に供給しなければならないが、１次巻線ｎ１を高
密度に巻くことにより、プリアンプ６の出力を効率的に
メインアンプ７に伝達することができ、よって無電極放
電灯１の始動性が向上する。
【００３３】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態を以下に示す。
の形態を以下に示す。
【００３４】本実施の形態は、上記第１及び第２の実施
の形態において、トロイダルコア１０の中心部を軸とし
て、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１または２次巻線ｎ２
２の少なくとも一方とを互いに略対称に配置することに
より、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１または２次巻線ｎ
２２の少なくとも一方との距離を最大としたものであ
る。
の形態において、トロイダルコア１０の中心部を軸とし
て、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１または２次巻線ｎ２
２の少なくとも一方とを互いに略対称に配置することに
より、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１または２次巻線ｎ
２２の少なくとも一方との距離を最大としたものであ
る。
【００３５】この様に、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２１
または２次巻線ｎ２２の少なくとも一方との距離を最大
とすることにより、それらの間に発生する寄生容量が小
さくなり、寄生容量を介して１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ
２１または２次巻線ｎ２２の少なくとも一方との間に相
互誘導電流が流れることによる、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２でのスイッチング損失の増大も抑えられる。
または２次巻線ｎ２２の少なくとも一方との距離を最大
とすることにより、それらの間に発生する寄生容量が小
さくなり、寄生容量を介して１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ
２１または２次巻線ｎ２２の少なくとも一方との間に相
互誘導電流が流れることによる、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２でのスイッチング損失の増大も抑えられる。
【００３６】なお、上記全ての実施の形態では、ゲート
・ソース間電圧ＶＧＳをスイッチング素子Ｑ２のゲート
・ソース間電圧としたが、スイッチング素子Ｑ１のゲー
ト・ソース間電圧としてもよい。また、トロイダルコア
の代わりに他の磁気コアを用いてもよく、磁気コアは、
例えばカーボニル鉄系コアであっても、Ｎｉ−Ｚｎ系フ
ェライトコアであってもよい。
・ソース間電圧ＶＧＳをスイッチング素子Ｑ２のゲート
・ソース間電圧としたが、スイッチング素子Ｑ１のゲー
ト・ソース間電圧としてもよい。また、トロイダルコア
の代わりに他の磁気コアを用いてもよく、磁気コアは、
例えばカーボニル鉄系コアであっても、Ｎｉ−Ｚｎ系フ
ェライトコアであってもよい。
【００３７】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、構成部品
の特性変化等によって駆動トランスの１次側に印加され
る電圧が変化しても、回路効率ηの変化率を小さくでき
る電源装置を低コストで提供できる。
の特性変化等によって駆動トランスの１次側に印加され
る電圧が変化しても、回路効率ηの変化率を小さくでき
る電源装置を低コストで提供できる。
【００３８】 請求項１乃至請求項３記載の発明によれ
ば、構成部品の特性の経時変化等により、駆動トランス
の１次側に印加される電圧が多少変わっても、スイッチ
ング素子のデッドオフタイムはほとんど変化しないた
め、回路効率は顕著に変化せず、高い回路効率を維持可
能な電源装置を提供できる。
ば、構成部品の特性の経時変化等により、駆動トランス
の１次側に印加される電圧が多少変わっても、スイッチ
ング素子のデッドオフタイムはほとんど変化しないた
め、回路効率は顕著に変化せず、高い回路効率を維持可
能な電源装置を提供できる。
【００３９】 請求項４記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項３に記載の発明の効果に加えて、駆動トラン
スの１、２次巻線間に発生する寄生容量が小さくなり、
寄生容量を介して１、２次巻線問に相互誘導電流れるこ
とによるスイッチング損失を低減可能な電源装置を提供
できる。
乃至請求項３に記載の発明の効果に加えて、駆動トラン
スの１、２次巻線間に発生する寄生容量が小さくなり、
寄生容量を介して１、２次巻線問に相互誘導電流れるこ
とによるスイッチング損失を低減可能な電源装置を提供
できる。
【００４０】 請求項５記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項４に記載の発明の効果に加えて、プリアンプ
の出力を効率的にメインアンプに伝達することができ、
よって無電極放電灯の始動性が向上可能な電源装置を提
供できる。
乃至請求項４に記載の発明の効果に加えて、プリアンプ
の出力を効率的にメインアンプに伝達することができ、
よって無電極放電灯の始動性が向上可能な電源装置を提
供できる。
【００４１】 請求項６記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項５に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してトロイダルコアを用いることにより、磁束の漏れが
小さいため不要輻射雑音を低減することが可能な電源装
置を提供できる。
乃至請求項５に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してトロイダルコアを用いることにより、磁束の漏れが
小さいため不要輻射雑音を低減することが可能な電源装
置を提供できる。
【００４２】 請求項７記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項６に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してカーボニル鉄系コアを用いることにより、温度特性
及び磁束レベルが安定し、周波数特性が良好で、特に
０．０５ＭＨｚ〜２００ＭＨｚで高いＱ特性を示すこと
が可能な電源装置を提供できる。
乃至請求項６に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してカーボニル鉄系コアを用いることにより、温度特性
及び磁束レベルが安定し、周波数特性が良好で、特に
０．０５ＭＨｚ〜２００ＭＨｚで高いＱ特性を示すこと
が可能な電源装置を提供できる。
【００４３】 請求項８記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項６に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してＮｉ‐Ｚｎ系フェライトコアを用いることにより、
損失（ｔａｎδ／μｉ）が小さく、周波数特性が良好
で、特に０．５ＭＨｚ〜１００ＭＨｚで高いＱ特性を示
すことが可能な電源装置を提供できる。
乃至請求項６に記載の発明の効果に加えて、磁気コアと
してＮｉ‐Ｚｎ系フェライトコアを用いることにより、
損失（ｔａｎδ／μｉ）が小さく、周波数特性が良好
で、特に０．５ＭＨｚ〜１００ＭＨｚで高いＱ特性を示
すことが可能な電源装置を提供できる。
【００４４】 請求項９記載の発明によれば、請求項１
記載の発明の効果に加えて、スイッチング素子を他励駆
動することにより、例えば無電極放電灯を負荷として動
作周波数が１０ＭＨｚを越える場合であっても、安定し
たスイッチング動作が可能な電源装置を提供できる。
記載の発明の効果に加えて、スイッチング素子を他励駆
動することにより、例えば無電極放電灯を負荷として動
作周波数が１０ＭＨｚを越える場合であっても、安定し
たスイッチング動作が可能な電源装置を提供できる。
【００４５】 請求項１０記載の発明によれば、請求項
１記載の発明の効果に加えて、スイッチング素子での損
失を更に低減可能で、回路効率を向上可能な電源装置を
提供できる。
１記載の発明の効果に加えて、スイッチング素子での損
失を更に低減可能で、回路効率を向上可能な電源装置を
提供できる。
【００４６】 請求項１１及び請求項１２に記載の発明
によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、無電極
放電灯を高周波電力で効率的に点灯すること可能な電源
装置を提供できる。
によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、無電極
放電灯を高周波電力で効率的に点灯すること可能な電源
装置を提供できる。
【図１】本発明に係る第１の実施の形態の模式的な斜視
図を示す。
図を示す。
【図２】上記実施の形態に係る、直流電源Ｅ１及び直流
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチング素子Ｑ
２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形を示す。
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチング素子Ｑ
２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形を示す。
【図３】上記実施の形態に係る、直流電源Ｅ１及び直流
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、高周波電源３の回路
効率ηのバリコンＶＣに対する特性図を示す。
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、高周波電源３の回路
効率ηのバリコンＶＣに対する特性図を示す。
【図４】本発明に係る第２の実施の形態の模式的な斜視
図を示す。
図を示す。
【図５】上記実施の形態に係る、直流電源Ｅ１及び直流
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率ηのバリコ
ンＶＣに対する特性図を示す。
電源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率ηのバリコ
ンＶＣに対する特性図を示す。
【図６】本発明に係る回路図を示す。
【図７】本発明に係る従来例の模式的な斜視図を示す。
【図８】上記従来例に係る、直流電源Ｅ２のみ投入した
場合の、バリコンＶＣを変化させた時のゲート・ソース
間電圧ＶＧＳの振幅変化の特性図を示す。
場合の、バリコンＶＣを変化させた時のゲート・ソース
間電圧ＶＧＳの振幅変化の特性図を示す。
【図９】上記従来例に係る、直流電源Ｅ１及び直流電源
Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチング素子Ｑ２の
ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形図を示す。
Ｅ２の両方をオンした場合の、スイッチング素子Ｑ２の
ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ波形図を示す。
【図１０】上記従来例に係る、直流電源Ｅ１及び直流電
源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率ηのバリコン
ＶＣに対する特性図を示す。
源Ｅ２の両方をオンした場合の、回路効率ηのバリコン
ＶＣに対する特性図を示す。
１ 無電極放電灯
３ 高周波電源
９ ドライブ装置
ｎ１ １次巻線
ｎ２ ２次巻線
Ｑ スイッチング素子
Ｔ 駆動トランス
ＶＧＳ 制御電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭51−97718（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−306682（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−223914（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−174337（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−10706（ＪＰ，Ａ)
実開 昭58−95193（ＪＰ，Ｕ)
米国特許3683208（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/538
H01F 27/28
H05B 41/24
Claims (12)
- 【請求項１】 直列接続された２つのスイッチング素子
を有し、直流電圧を交流の高周波電圧に変換して負荷に
供給する高周波電源と、１次巻線と２つの前記スイッチ
ング素子の各々の制御端子に直列接続された２つの２次
巻線と１次巻線及び２つの２次巻線が巻かれた磁気コア
とを有する駆動トランスと、前記駆動トランスの１次巻
線に電圧を印加することにより２つの前記スイッチング
素子を駆動するドライブ装置とを備える電源装置におい
て、 前記２つの２次巻線を、前記スイッチング素子のオン時
間の変動率を小さくするように１ターン毎に間隔を空け
て前記磁気コアにバイファイラ巻きしたことを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項２】 ２つの前記２次巻線は、１ターン毎に等
間隔で巻くことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 ２つの前記２次巻線は、全ての２次巻線
間を等間隔で巻くことを特徴とする請求項１または請求
項２に記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記駆動トランスは、前記１次巻線と前
記２次巻線とを互いに遠ざける方向に巻いたものである
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記
載の電源装置。 - 【請求項５】 前記１次巻線は、少なくとも前記磁気コ
アの内側面側で各ターン毎に密接して巻くことを特徴と
する請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源装
置。 - 【請求項６】 前記磁気コアは、トロイダルコアである
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記
載の電源装置。 - 【請求項７】 前記磁気コアは、カーボニル鉄系コアで
あることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか
に記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記磁気コアは、Ｎｉ−Ｚｎ系フェライ
トコアであることを特徴とする請求項１乃至請求項６の
いずれかに記載の電源装置。 - 【請求項９】 前記ドライブ装置は、前記スイッチング
素子を他励駆動するものであることを特徴とする請求項
１記載の電源装置。 - 【請求項１０】 前記高周波電源は、Ｄ級増幅回路であ
ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項１１】 前記高周波電源の動作周波数は、０．
５ＭＨｚ以上であることを特徴とする請求項１または請
求項１０に記載の電源装置。 - 【請求項１２】 前記負荷は、少なくとも無電極放電灯
を含んでなることを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01369697A JP3487113B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 電源装置 |
| US08/834,826 US5945785A (en) | 1996-08-27 | 1997-04-11 | Power source device with minimized variation in circuit efficiency due to variation in applied voltage to driving transformer |
| CNB971108072A CN1244256C (zh) | 1996-08-27 | 1997-04-25 | 电源设备 |
| DE19719168A DE19719168A1 (de) | 1996-08-27 | 1997-05-06 | Energieversorgungseinrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01369697A JP3487113B2 (ja) | 1997-01-28 | 1997-01-28 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215583A JPH10215583A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3487113B2 true JP3487113B2 (ja) | 2004-01-13 |
Family
ID=11840370
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01369697A Expired - Fee Related JP3487113B2 (ja) | 1996-08-27 | 1997-01-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3487113B2 (ja) |
-
1997
- 1997-01-28 JP JP01369697A patent/JP3487113B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10215583A (ja) | 1998-08-11 |
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