JP3883960B2 - 広帯域ドライバ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
本発明は、音声信号およびデータ信号を駆動するための、非常に直線性の優れた統合広帯域ドライバ回路に関する。
【０００２】
ＤＥ１９６３４０５２は、プッシュプル出力段を制御するための方法を開示している。プッシュプル出力段は、制御信号で制御され、それぞれ温度結合によりセンサ・トランジスタに割り当てられる２つの出力段トランジスタを有する。２つの同じ制御電流は、センサ・トランジスタが供給するセンサ電流から発生する。上記制御電流は、出力段トランジスタの制御信号から差し引かれる。
【０００３】
ＤＥ２８５７２３３ Ｃ１は、出力トランジスタを干渉から保護するための保護回路を備える半導体電力増幅器回路を開示している。
ＡＤＳＬ法（ＡＤＳＬ：非対称デジタル加入者線）は、ブロードバンドのための地域エリア内のエンド加入者への、銅製の二線式撚線回線用のデジタル送信方法である。今日まで、ＤＣ電圧信号、アナログ音声信号、およびデータ信号の共通の信号送信は、各要件のために最適に設計されている独立の信号経路が、各信号成分用に供給されるという方法で行われてきた。
【０００４】
図１は、従来技術の従来の回路コンセプトである。低電圧技術による第１および第２のデジタル信号プロセッサＤＳＰは、それぞれ、デジタル音声信号およびデジタルデータ信号の信号処理を行う。２つのデジタル信号プロセッサＤＳＰＡ、ＤＳＰＢは、例えば、＋５Ｖのような低い供給電圧ＶＤＤにより動作する。デジタル音声信号用のデジタル信号プロセッサＤＳＰＡは、ＤＣ電圧信号、およびアナログ音声信号を駆動するための音声信号ドライバ回路に接続している。音声信号ドライバ回路は、音声信号の低電圧振幅を増幅するための前置増幅器ＶＶを含む。前置増幅器ＶＶの利得は、抵抗Ｒ４に対する抵抗Ｒ１の比により決まる。前置増幅器ＶＶは、完全差動構成で、２つの信号出力を持つ。前置増幅器ＶＶの２つの信号出力は、それぞれ、２つのドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の非反転入力（プラス）に接続している。２つのドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の信号出力は、それぞれ、ドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の非反転入力にフィードバックされる。
【０００５】
ＤＣ電圧音声信号を送信する場合には、音声信号ドライバ回路は、例えば、呼出し信号を送信するために、古い電話システム・コンセプトとの互換性のために、１５０Ｖまでの信号電圧を送信できなければならない。それ故、音声信号ドライバ回路は、高電圧技術で製造され、例えば、プラスの供給電圧接続のところの＋６０Ｖで、またマイナスの供給電圧接続のところの−７０Ｖで動作する。音声信号ドライバ回路が送信する信号は、信号振幅が１Ｖの３００Ｈｚから３．４ｋＨｚの周波数範囲の従来の音声信号と、２０〜１００Ｖの範囲内のＤＣ電圧信号と、電圧振幅が７０Ｖの２０〜５０Ｈｚの周波数範囲の呼出し信号と、信号振幅が５Ｖの１２〜１６ｋＨｚの周波数範囲のテレックス信号である。
【０００６】
完全差動構成の音声信号ドライバ回路の信号出力は、比較的高い周波数でデータ信号を分離する低域フィルタＴＰに接続している。
デジタルデータ信号用のデジタル音声［原文のまま］プロセッサＤＳＰＢは、データ信号ドライバ回路に接続している。従来技術のデータ信号ドライバ回路は、図１に示すように、第１および第２の回線ドライバＴ３、Ｔ４を含む。２つの回線ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の２つの非反転入力は、デジタル信号プロセッサＤＳＰＢに接続している。ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の２つの非反転入力は、抵抗Ｒ５を通して相互に接続していて、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を通してその信号出力に接続している。データ信号ドライバ回路のドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、出力抵抗Ｒ８、Ｒ９を通して下流の変圧器に接続している。データ信号ドライバ回路は、厳しい直線性要件および信号帯域幅要件を満たさなければならない。それ故、データ信号ドライバ回路は、従来、高速相補形バイポーラ技術またはＢＩＣＭＯＳ技術により実行されてきた。データ信号ドライバ回路の相補構成のドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、相補構成のドライバ・トランジスタを含む。技術上の必要により、ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、±１５Ｖの最大動作電圧を持つ［原文のまま］。
【０００７】
ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の動作電圧が低いために、データ送信信号は、０．１３〜１．１ＭＨｚの周波数範囲内の３６Ｖｐの必要な電圧値に電圧を上げてやらなければならない。この目的のために、変圧器は、１つの一次コイルＬ１、およびコンデンサＣを通して相互に接続している２つの二次コイルＬ２ａ、Ｌ２ｂを含む。二次コイルと一次コイル間の巻線比は、例えば、データ信号電圧を２倍にする場合には２である。
【０００８】
低域フィルタＴＰおよび変圧器の出力は、端末ラインに並列に接続している。
図１に示すように、従来技術のライン・ドライバ回路構成は、いくつかのかなりの欠点を持つ。デジタルデータ信号は、それぞれの場合、異なるドライバ回路を必要とする。さらに、音声信号ドライバ回路およびデータ信号ドライバ回路は、異なる半導体技術により実行される。それ故、半導体チップ上に集積することはできるがその集積は難しく、図１の回路構成の場合には、製造コストが比較的高くなる。
【０００９】
図１に示す音声信号およびデータ信号を駆動するための、従来の回路構成のもう１つの欠点は、データ信号ドライバ回路の動作電圧が比較的低いために、半導体チップに集積することができない変圧器を使用しなければならないことである。このような変圧器は、比較的広いスペースを必要とし、製造するのに比較的高いコストが掛かる。
【００１０】
もう１つの欠点は、音声信号ドライバ回路を、高電圧技術でしか製造できないことである。高電圧技術の場合には、構成部品の寸法が比較的大きくなり、そのため寄生容量が大きくなる。さらに、高電圧技術で実施するトランジスタは、層が比較的厚く、そのため動作が比較的遅い。
【００１１】
それ故、本発明の目的は、音声信号およびデータ信号を駆動するのに適していて、同時に回路上に安いコストで製造することができる広帯域ドライバ回路を提供することである。
【００１２】
上記目的は、本発明の請求項１記載の機能を持つ広帯域ドライバ回路により達成される。
本発明は、音声信号およびデータ信号を駆動するための広帯域ドライバ回路を提供する。上記広帯域ドライバ回路は、信号入力のところの音声信号およびデータ信号により、電流源が発生する電流を、第１のドライバ・トランジスタおよび第２のドライバ・トランジスタを駆動するための２つのベース電流に分割する電流分割回路を含む。上記２つのドライバ・トランジスタは同じ構成である。広帯域ドライバ回路の電流分割回路は、ＮＰＮバイポーラ・トランジスタを有していて、そのベース接続は制御増幅器の信号出力に接続していて、そのコレクタ接続はカスコード・トランジスタに接続していて、そのエミッタ接続は第１のドライバ・トランジスタのベース接続に接続している。
【００１３】
本発明の１つの利点は、従来技術の相補構成のドライバ回路とは異なり、ドライバ・トランジスタが、２つの同じ構成のドライバ・トランジスタを含むことである［原文のまま］。その結果、ドライバ回路を製造するためのステップが少なくてすみ、そのため、全体的に製造コストが安くなる。
【００１４】
本発明の広帯域ドライバ回路のもう１つの利点は、ドライバ回路が、１つの電流源だけで２つのドライバ・トランジスタを駆動することができ、その結果、電力損が低減し、回路を狭い面積内に集積することができることである。
【００１５】
本発明の広帯域ドライバ回路のある好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは高い絶縁耐力を持つ。
そのため、本発明の広帯域ドライバ回路を比較的高い供給電圧で動作させることができ、それにより下流の変圧器の接続が不必要になるという利点が得られる。その結果、集積が容易になり、製造コストが安くなる。
【００１６】
もう１つの好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは低い遷移周波数を持つ。
好適には、ドライバ・トランジスタは、ＮＰＮバイポーラトランジスタであることが好ましい。
【００１７】
ＮＰＮバイポーラ・トランジスタの物理的特徴は、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタと比較した場合、スイッチング速度が速いことである。
好適には、広帯域ドライバ回路の信号入力は、制御増幅器に接続することが好ましい。
【００１８】
本発明の広帯域ドライバ回路のもう１つの好ましい実施形態の場合には、電流分割回路は、電流源に接続しているカスコード・トランジスタを持つ。
好適には、電流分割回路のカスコード・トランジスタは、電圧源に接続しているベース接続を持ち、電流源に接続しているエミッタ接続を持ち、第２のドライバ・トランジスタのベース接続に接続しているコレクタ接続を持つことが好ましい。
【００１９】
好適には、２つのドライバ・トランジスタのベース接続およびエミッタ接続は、抵抗を通して、それぞれの場合、相互に接続していることが好ましい。
特に好ましい実施形態の場合には、本発明の広帯域ドライバ回路の２つのドライバ・トランジスタは、それぞれ、測定トランジスタを備える。
【００２０】
特に好ましい実施形態の場合には、本発明の広帯域ドライバ回路は、電流源の零入力電流を制御するための零入力電流コントローラを備える。
零入力電流制御装置を使用することにより、本発明の広帯域ドライバ回路が温度に依存しなくなるという利点が得られる。
【００２１】
好適には、カスコード・トランジスタは、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。
他の実施形態の場合には、カスコード・トランジスタは、ＰＭＯＳＦＥＴである。
【００２２】
特に好ましい実施形態の場合には、電流源はＰＭＯＳＦＥＴまたはＰＮＰバイポーラ・トランジスタである。
このことにより、電流源トランジスタの遷移周波数は、ＮＰＮトランジスタの遷移周波数より低くなるという利点が得られる。
【００２３】
本発明の広帯域ドライバ回路の特に好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは、ダーリントン・トランジスタである。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、０〜１．１ＭＨｚの周波数帯域の音声信号およびデータ信号を駆動することが好ましい。
【００２４】
好適には、第１のドライバ・トランジスタのエミッタ接続、および第２のドライバ・トランジスタのコレクタ接続は、広帯域ドライバ回路の信号出力に接続していることが好ましい。
【００２５】
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路の信号入力は、前置増幅器に接続していることが好ましい。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路の信号出力は、抵抗を通して、端末を接続するための端末電話接続ラインに接続していることが好ましい。
【００２６】
上記抵抗により、端末接続ライン上の信号反射が防止される。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、ｘＤＳＬ信号を駆動するために使用することが好ましい。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、ｘＤＳＬ信号用の広帯域ＳＬＩＣ回路で使用することが好ましい。
【００２７】
本発明に必要不可欠な機能を説明するために、添付の図面を参照しながら以下に、本発明の広帯域ドライバ回路の好ましい実施形態について説明する。
図２は、本発明の２つの広帯域ドライバ回路を内蔵する広帯域ＳＬＩＣ回路によりデジタル音声信号およびデジタルデータ信号を駆動するための回路構成である。
【００２８】
デジタル音声信号は、信号ライン１を通して、さらに、信号ライン３を通してデジタルデータ信号を交換するための接続を持つデジタル信号プロセッサ２に送られる。デジタル信号プロセッサ２は、例えば、５Ｖのような正の供給電圧を供給するための供給電圧接続４を有する。さらに、デジタル信号プロセッサ２は、アース接続５を通してアースしている。デジタル信号プロセッサ２は、ライン６、７を通して広帯域ＳＬＩＣ回路１０の２つの入力８、９に接続している。
【００２９】
広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、完全差動構成であり、前置増幅器段１１を含む。前置増幅器段１１は、１つの非反転入力１２および１つの反転入力１３、および２つの信号出力１４、１５を備える。非反転信号入力１２は、抵抗１３を通して広帯域ＳＬＩＣ回路１０の信号入力８に接続していて、前置増幅器１１の反転入力１３は、抵抗１４を通して、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の第２の信号入力９に接続している。前置増幅器１１には、供給電圧ライン１６、１７および供給電圧接続１８、１９を通して、正の供給電圧接続１８のところに＋６０Ｖの高い供給電圧が供給され、負の供給電圧接続１９のところに−７０Ｖが供給される。前置増幅器１１の信号出力１４は、ライン２０を通して、本発明の広帯域ドライバ回路２２ａの非反転入力２１ａに接続している。前置増幅器１１の第２の信号出力１５は、ライン２０ｂを通して、本発明の第２の広帯域ドライバ回路２２ｂのところの非反転入力２１ｂに接続している。接続ライン２０ａ、２０ｂは、それぞれ抵抗２３、２４を通して前置増幅器１１の反転信号入力１３および非反転入力１２に接続している。前置増幅器１１の信号利得は、抵抗１３、１４、２３、２４の比により決まる。
【００３０】
広帯域ＳＬＩＣ回路１０が内蔵している、本発明の２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、それぞれ反転入力２５ａ、２５ｂを備える。信号出力２６ａ、２６ｂは、それぞれ信号出力ライン２７ａ、２７ｂを通して、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の２つの信号出力２８ａ、２８ｂに接続している。信号出力ライン２７ａ、２７ｂは、それぞれフィードバック・ライン２９ａ、２９ｂを通して、２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂの反転入力２５ａ、２５ｂにフィードバックされる。２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、それぞれ電圧供給ライン３０ａ、３０ｂを通して正の供給電圧Ｖｐの供給を受け、負の供給電圧ライン３１ａ、３１ｂを通して負の供給電圧Ｖｎの供給を受ける。出力側では、広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、抵抗３２、３３を通して端末３６を接続するための接続ライン３４、３５に接続している。接続ライン３４、３５は、例示としてのものであって、電話端末またはモデム３６を接続するための二線式撚線回線である。
【００３１】
図２を見れば分かるように、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の一部を形成している２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、音声信号およびデータ信号の両方を送信するために使用される。ＤＣ電圧信号、低周波音声信号および高周波データ信号を含む混合信号は、それぞれの場合、２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂの２つの信号入力２１ａ、２１ｂに位置する。２つのドライバ回路２２ａ、２２ｂには、必要な電圧振幅に対応する供給電圧、ΔＶ＝Ｖｐ−Ｖｎが供給される。端末接続ライン３４、３５内に位置する抵抗３２、３３は、信号反射を抑制する働きをする。
【００３２】
図３は、本発明の広帯域ドライバ回路２２の好ましい実施形態である。本発明の広帯域ドライバ回路２２は、電流源３８が発生する電流を、信号入力２１のところの音声信号およびデータ信号により、第１のドライバ・トランジスタ３９および第２のドライバ・トランジスタ４０を駆動するための２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割する電流分割回路３７を含む。この場合、２つのドライバ・トランジスタ２９［原文のまま］および４０は同じ構成である。好適には、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、高速ＮＰＮバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。２つのドライバ・トランジスタ３９、４０が同じ構成であるので、広帯域ドライバ回路２２を製造する際に、多数の製造ステップが必要なくなり、その結果、全体の製造コストが安くなる。
【００３３】
電流分割回路３７は、ライン４２を通して電流源３８に接続しているカスコード・トランジスタ４１を含む。電流分割回路３７は、さらに、そのコレクタ接続４４がライン４５を通してカスコード・トランジスタ４１のエミッタ接続４６に接続しているＮＰＮバイポーラ・トランジスタ４３を含む。ＮＰＮトランジスタ４３のベース接続４７は、ライン４８を通して差動構成の制御増幅器５０の信号出力４９に接続している。他の方法としては、トランジスタ４３として、ＮＭＯＳトランジスタを使用することもできる。電流分割回路３７のエミッタ接続５１は、ベース接続ライン５２を通して第１のドライバ・トランジスタ３９のベース５３に接続している。
【００３４】
カスコード・トランジスタ４１のベース接続５４は、ライン５５を通して、固定電圧Ｖ１を発生するための構成部品５６に接続している。電流源３８は、ライン５７を通して接続していて、電圧発生構成部品５６は、ライン５８を通して、また内部ライン６０を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の正の供給電圧接続３０に接続している供給電圧ライン５９に接続している。
【００３５】
電流源３８の零入力電流は、設定ライン６１を通して、零入力電流制御回路６２により調整することができる。零入力電流制御回路６２は、温度変動による零入力電流の変化を補償する。この目的のために、零入力電流制御回路６２は、電流測定ライン６３、６４を通して、出力ドライバ・トランジスタ３９、４０と一緒に集積されている電流測定トランジスタ６５、６６に接続している。第１のドライバ・トランジスタ３９のベース接続５３は、ベース接続接続ライン６９を通して、電流測定トランジスタ６７のベース接続６８に接続している。ベース接続接続ライン６９は、ライン５２を通して電流分割回路３７に接続している。ドライバ・トランジスタ３９は、さらに、電力供給ライン５９に接続しているコレクタ接続７０を備える。第１のドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、抵抗７２を通してベース接続ライン６９に接続している。さらに、ドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、関連電流測定トランジスタ６５のエミッタ接続７２に接続している。第１のドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、信号ライン７３を通して第２のドライバ・トランジスタ４０のコレクタ接続７４に接続している。信号ライン７３は、ライン７６を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の信号出力２６に接続している分岐ノード７５を備える。
【００３６】
第２のドライバ・トランジスタ４０は、さらに、ベース接続ライン７８を通して関連電流測定トランジスタ６６のベース接続７９に接続しているベース接続７７を備える。電流測定トランジスタ６６のコレクタ接続８０は、電流測定ライン６４を通して零入力電流制御回路６２に接続している。第２のドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、抵抗８２を通してベース接続ライン７８に接続している。さらに、ドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、ライン８３を通して電流測定トランジスタ６６のエミッタ８４に接続している。ベース接続接続ライン７８は、ベース電流供給ライン８５を通して、電流分割回路３７内のカスコード・トランジスタ４１のコレクタ８６に接続している。第２のドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、供給電圧ライン８７を通して、負の供給電圧Ｖｎを供給するための供給電圧接続３１に接続している。
【００３７】
制御増幅器５０は、反転入力８８と非反転入力８９とを備える。さらに、制御増幅器５０は、非反転信号出力４８の他に、コンデンサ９１を通して第２のドライバ・トランジスタ４０用のベース電流接続ライン８５に接続している。このコンデンサ９１は、高周波の場合、カスコード・トランジスタ４１をバイパスさせる働きをする。制御増幅器５０の反転入力８８は、内部ライン９２を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の反転入力２５に接続している。非反転入力８９は、内部信号ライン９３を通して広帯域ドライバ回路２２の非反転入力接続２１に接続している。
【００３８】
２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、それぞれＮＰＮバイポーラ・トランジスタとして設計されている。好適には、これらのドライバ・トランジスタは、特に高い絶縁耐力を特徴とする２００ＭＨｚの比較的低い遷移周波数を持つバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。ライン７３を通して直列に接続している２つのドライバ・トランジスタ３９、４０には、電圧［脱落］供給電圧接続３０、３１により、正の供給電圧Ｖｐおよび負の供給電圧Ｖｎが供給される。その絶縁耐力が高いために、２つの電圧接続３０、３１に供給される供給電圧は、それに応じて高い。それ故、本発明の２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂを含む広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、図２に示すように、ＤＣ電圧および音声信号送信のために必要な１５０Ｖまでの高い信号電圧を処理することができる。
【００３９】
電流分割回路３７は、１つの電流源３８が発生するソース電流ＩＱを、信号入力２１のところの入力信号により２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割する。ソース電流ＩＱは、ライン５２および８５を通して、それぞれ２つのドライバ・トランジスタ３９、４０のベース接続５３、７７に流れる２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割された結果、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、交互にオン／オフする。
【００４０】
図５ａ、図５ｂは、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０の構成および送信電流特性曲線を示す。
電流分割回路３７によるベース電流分割は、制御増幅器５０により制御される。電流源３８が出力したソース電流ＩＱ、および２つのベース部分電流Ｉｂ１、Ｉｂ２の電流振幅は、Ｉｂ１≒Ｉｂ２の場合には、すなわち、零負荷電流の場合には、零入力電流ＩＲが、特性曲線の直線領域Ｂの始めのところでは、図５ｂに示すように、屈曲点の少し上に位置するように調整される。これにより、一方では、送信トランジスタが、もはや送信電流特性曲線の非直線領域内で動作しないという利点が得られ、他方では、最大出力電流に達した場合、他の各信号経路のエネルギーが完全には消滅しないという利点が得られる。
【００４１】
下記の関係は、特性曲線領域Ａに対しても当てはまる。
Ｉｅ＝ＩＱ
下記の関係は、ドライバ・トランジスタの特性曲線領域Ｂに対しても当てはまる。
Ｉｅ＝Ｕｂｅ／Ｒ＋Ｉｂ（β＋１）
ここで、Ｕｂｅはベース−エミッタ電圧であり、Ｒはベース接続とエミッタ接続との間の抵抗であり、Ｉｂは供給されたベース電流であり、βは所定の利得係数である。
【００４２】
ベース−エミッタ電圧Ｕｂｅおよび電流利得係数βは温度により変動するために、電流源が発生した零入力電流ＩＲを必要な電流振幅に再調整しなければならない。この調整は、電流測定トランジスタ６７、６６から零入力電流の再調整のための測定電流を受信する零入力電流制御回路６２の助けを借りて行われる。
【００４３】
図４は、本発明の広帯域ドライバ回路２３の特に好ましい実施形態である。
図４の特に好ましい実施形態の場合には、電流源３８は、制御ＰＭＯＳＦＥＴトランジスタにより形成される。電流分割回路３７内のカスコード・トランジスタ４１もＰＭＯＳＦＥＴトランジスタを含む。ドライバ・トランジスタ３９、４０は、その構成を図６の送信電流特性曲線に示す構成のダーリントン・トランジスタにより形成される。
【００４４】
図４の実施形態の場合には、信号出力２６は、反転入力２５および追加の増幅段９４を通してフィードバックされる。この目的のために、追加の増幅段９４は、ライン９６を通して反転入力２５に接続している反転入力９５を備える。さらに、追加の増幅段９４は、ライン２０を通して、完全差動前置増幅器段１１の信号出力１４または１５に接続している非反転入力９７を備える。電圧フォロアとして接続している制御増幅器５０は、広帯域ドライバ回路２２の出力抵抗を低減するために、増幅器９４を含むループ内にインターリーブされる。図４の特に好ましい実施形態の場合には、制御増幅器５０の信号出力４９は、コンデンサ９８を通して反転入力８８にフィードバックされる。さらに、抵抗９９が、反転入力８８と接続２５との間に挿入される。コンデンサ９８および抵抗９９を含むフィードバックにより、制御増幅器５０は、発振が防止され、回路全体が安定するような方法で接続される。
【００４５】
図４は、特に好ましい零入力電流制御回路６２の構成を示す。零入力電流制御回路６２は、増幅器１００、コンデンサ１０１、および一緒に積分器回路１０３を形成する抵抗１０２を含む。積分器回路１０３の信号出力１０４は、設定ライン６１を通して、電流源ＭＯＳＦＥＴ３８のゲート接続に接続している。増幅器１００は、抵抗１０２を通して、ノード１０６に接続している反転入力１０５を備える。増幅器１００は、さらに、ライン１０８および第１の電圧Ｖ２を発生するための構成部品１０９を通して接続している非反転入力１０７を備える。ノード１０６は、電流源１１０を通してアースに接続している。さらに、ノード１０６は、並列に接続している２つのＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のエミッタ接続に接続している。ＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のコレクタ接続は、正の電力供給ライン５９に接続している。並列に接続している２つのＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のベース接続は、ベース接続ライン１１３、１１４および電流測定ライン６３、６４を通して電流測定トランジスタ６６、６７に接続している。電流測定ライン６３、６４は、同様に、抵抗１１５、１１６を通して正の電力供給ライン５９に接続している。零入力電流制御は、スケールした出力部分電流およびＮＰＮトランジスタ１１１、１１２により整流分の電流／電圧変換により実行される。積分器回路１０３による統合のために、もっと小さい各電流が使用される。増幅器１００の出力は、電流源として動作しているＭＯＳＦＥＴトランジスタ３８を制御する。
【００４６】
図４に示す、本発明の広帯域ドライバ回路２２の好ましい実施形態の場合には、通常のバイポーラ・トランジスタの代わりに、例えば、０．２５アンペアのようなもっと高い出力電流を達成するために、ドライバ出力トランジスタ３９、４０として、ダーリントン・トランジスタを使用している。
【００４７】
図６ａは、このようなダーリントン・トランジスタの回路構成である。図６ｂは、ダーリントン・トランジスタの関連電流特性曲線である。ダーリントン・トランジスタ３９は、図６ａに示すように、３つの屈曲点を持つ電流増幅特性曲線を持つ。抵抗１１７、１１８、１１９の接続方法により、特性曲線領域間に屈曲点およびその勾配を形成することができる。ダーリントン・トランジスタの構成は同じであり、ライン５２、８５を通して、電流分割回路３７が供給するベース電流により交互に駆動される。
【００４８】
ドライバ回路の原理により、ドライバ・トランジスタ３９、４０の比較的低い（２００ＭＨｚの）遷移周波数に対して、１．１ＭＨｚ／Ｖｐ＝３８Ｖ／１００Ω［脱落］の周波数まで、信号送信中、６０ｄＢの非常に高い直線性が可能になる。
【００４９】
ドライバ・トランジスタ３９、４０の構成は同じであり、その特徴は、特に高い絶縁耐力である。
本発明の広帯域ドライバ回路２２は、ＤＣ電圧信号および低周波音声信号および高周波データ信号のいずれを駆動するのにも適している。
【００５０】
相補構成のドライバ回路とは反対に、例えば、ＮＰＮトランジスタのように、ドライバ・トランジスタ３９、４０の構成が同じであるので、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、より少ない製造ステップで製造することができ、容易に集積することができる。零入力電流制御回路６２は、温度の変動を補償する。
【００５１】
出力ドライバ・トランジスタ３９、４０としてダーリントン・トランジスタを使用するということは、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、より高い出力電流を供給することができることを意味する。
【００５２】
集積フィードバック回路により、本発明の広帯域ドライバ回路２２は特に安定していて、そのため、回路の発振は抑制される。広帯域ドライバ回路２２は、ＭＯＳＦＥＴ３８を含む１つの電流源しか必要としないので、電力損失は最小限度にまで低減し、［脱落］の集積の場合には、チップ面積が少なくてすむ。
【００５３】
本発明の広帯域ドライバ回路２２は、任意の必要な信号用のドライバ回路として適していて、その特徴は、特に高い周波数帯域と高い直線性である。この場合、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、高電圧および相補技術により製造するドライバ回路と比較すると、もっと安い製造コストで製造することができる。
【００５４】
より詳細に説明すると、広帯域ドライバ回路２２は、ｘＤＳＬ信号を駆動するための広帯域ＳＬＩＣ回路１０内での使用に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来技術のデジタル音声信号およびデータ信号を駆動するための回路構成である。
【図２】 本発明の広帯域ドライバ回路を含む、広帯域ＳＬＩＣ回路によりデジタル音声信号およびデータ信号を駆動するための回路構成である。
【図３】 本発明の広帯域ドライバ回路の回路図である。
【図４】 本発明の広帯域ドライバ回路の特に好ましい実施形態の回路図である。
【図５ａ】 広帯域ドライバ回路が内蔵するドライバ・トランジスタの特に好ましい実施形態の回路図である。
【図５ｂ】 図５ａの好ましいドライバ・トランジスタの電流特性曲線である。
【図６ａ】 ダーリントン・ドライバ・トランジスタの回路図である。
【図６ｂ】 図６ａのダーリントン・トランジスタの電流特性曲線である。
【符号の説明】
１．音声信号ライン
２．ＤＳＰ
３．データ信号ライン
４．電力供給接続
５．アース・ライン
６．ライン
７．ライン
８．接続
９．接続
１０．広帯域ＳＬＩＣ回路
１１．前置増幅器
１２．非反転入力
１３．反転入力
１４．信号出力
１５．信号出力
１６．電力供給ライン
１７．電力供給ライン
１８．電力供給端末
１９．電力供給端末
２０．ライン
２１．信号出力ライン
２２．広帯域ドライバ回路
２３．抵抗
２４．抵抗
２５．反転入力
２６．信号出力
２７．信号出力ライン
２８．広帯域ＳＬＩＣ回路１０の信号出力
２９．フィードバック・ライン
３０．正の電力供給接続
３１．負の電力供給接続
３２．抵抗
３３．抵抗
３４．接続ライン
３５．接続ライン
３６．端末
３７．電流分割回路
３８．電流源
３９．ドライバ・トランジスタ
４０．ドライバ・トランジスタ
４１．カスコード・トランジスタ
４２．ライン
４３．バイポーラ・トランジスタ
４４．接続
４５．ライン
４６．ノード
４７．ベース接続
４８．ライン
４９．信号出力
５０．制御増幅器
５１．エミッタ接続
５２．ベース電流ライン
５３．ドライバ・トランジスタ３９のベース接続
５４．カスコード・トランジスタの接続
５５．
５６．電圧構成部品
５７．ライン
５８．ライン
５９．正の電力供給ライン
６０．ライン
６１．設定ライン
６２．制御回路
６３．電流測定ライン
６４．電流測定ライン
６５．電流測定トランジスタ
６６．電流測定トランジスタ
６７．電流測定トランジスタ
６８．ベース接続
６９．
７０．コレクタ接続
７１．エミッタ接続
７２．抵抗
７３．ライン
７３ａ．ライン
７４．ノード
７５．ノード
７６．ライン
７７．ベース接続
７８．ベース接続ライン
７９．ベース接続
８０．コレクタ接続
８１．エミッタ接続
８２．抵抗
８３．ライン
８４．エミッタ接続
８５．ベース電流ライン
８６．ノード
８７．
８８．反転入力
８９．非反転入力
９０．信号出力
９１．コンデンサ
９２．
９３．ライン
９４．増幅段
９５．反転入力
９６．ライン
９７．非反転入力
９８．コンデンサ
９９．抵抗
１００．増幅器
１０１．コンデンサ
１０２．抵抗
１０３．集積回路
１０４．信号出力
１０５．反転入力
１０６．ノード
１０７．非反転入力
１０８．ライン
１０９．電圧構成部品
１１０．電流源
１１１．トランジスタ
１１２．トランジスタ
１１５．抵抗
１１６．抵抗
１１７．抵抗
１１８．抵抗
１１９．抵抗
本発明は、音声信号およびデータ信号を駆動するための、非常に直線性の優れた統合広帯域ドライバ回路に関する。
【０００２】
ＤＥ１９６３４０５２は、プッシュプル出力段を制御するための方法を開示している。プッシュプル出力段は、制御信号で制御され、それぞれ温度結合によりセンサ・トランジスタに割り当てられる２つの出力段トランジスタを有する。２つの同じ制御電流は、センサ・トランジスタが供給するセンサ電流から発生する。上記制御電流は、出力段トランジスタの制御信号から差し引かれる。
【０００３】
ＤＥ２８５７２３３ Ｃ１は、出力トランジスタを干渉から保護するための保護回路を備える半導体電力増幅器回路を開示している。
ＡＤＳＬ法（ＡＤＳＬ：非対称デジタル加入者線）は、ブロードバンドのための地域エリア内のエンド加入者への、銅製の二線式撚線回線用のデジタル送信方法である。今日まで、ＤＣ電圧信号、アナログ音声信号、およびデータ信号の共通の信号送信は、各要件のために最適に設計されている独立の信号経路が、各信号成分用に供給されるという方法で行われてきた。
【０００４】
図１は、従来技術の従来の回路コンセプトである。低電圧技術による第１および第２のデジタル信号プロセッサＤＳＰは、それぞれ、デジタル音声信号およびデジタルデータ信号の信号処理を行う。２つのデジタル信号プロセッサＤＳＰＡ、ＤＳＰＢは、例えば、＋５Ｖのような低い供給電圧ＶＤＤにより動作する。デジタル音声信号用のデジタル信号プロセッサＤＳＰＡは、ＤＣ電圧信号、およびアナログ音声信号を駆動するための音声信号ドライバ回路に接続している。音声信号ドライバ回路は、音声信号の低電圧振幅を増幅するための前置増幅器ＶＶを含む。前置増幅器ＶＶの利得は、抵抗Ｒ４に対する抵抗Ｒ１の比により決まる。前置増幅器ＶＶは、完全差動構成で、２つの信号出力を持つ。前置増幅器ＶＶの２つの信号出力は、それぞれ、２つのドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の非反転入力（プラス）に接続している。２つのドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の信号出力は、それぞれ、ドライバ回路Ｔ１、Ｔ２の非反転入力にフィードバックされる。
【０００５】
ＤＣ電圧音声信号を送信する場合には、音声信号ドライバ回路は、例えば、呼出し信号を送信するために、古い電話システム・コンセプトとの互換性のために、１５０Ｖまでの信号電圧を送信できなければならない。それ故、音声信号ドライバ回路は、高電圧技術で製造され、例えば、プラスの供給電圧接続のところの＋６０Ｖで、またマイナスの供給電圧接続のところの−７０Ｖで動作する。音声信号ドライバ回路が送信する信号は、信号振幅が１Ｖの３００Ｈｚから３．４ｋＨｚの周波数範囲の従来の音声信号と、２０〜１００Ｖの範囲内のＤＣ電圧信号と、電圧振幅が７０Ｖの２０〜５０Ｈｚの周波数範囲の呼出し信号と、信号振幅が５Ｖの１２〜１６ｋＨｚの周波数範囲のテレックス信号である。
【０００６】
完全差動構成の音声信号ドライバ回路の信号出力は、比較的高い周波数でデータ信号を分離する低域フィルタＴＰに接続している。
デジタルデータ信号用のデジタル音声［原文のまま］プロセッサＤＳＰＢは、データ信号ドライバ回路に接続している。従来技術のデータ信号ドライバ回路は、図１に示すように、第１および第２の回線ドライバＴ３、Ｔ４を含む。２つの回線ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の２つの非反転入力は、デジタル信号プロセッサＤＳＰＢに接続している。ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の２つの非反転入力は、抵抗Ｒ５を通して相互に接続していて、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を通してその信号出力に接続している。データ信号ドライバ回路のドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、出力抵抗Ｒ８、Ｒ９を通して下流の変圧器に接続している。データ信号ドライバ回路は、厳しい直線性要件および信号帯域幅要件を満たさなければならない。それ故、データ信号ドライバ回路は、従来、高速相補形バイポーラ技術またはＢＩＣＭＯＳ技術により実行されてきた。データ信号ドライバ回路の相補構成のドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、相補構成のドライバ・トランジスタを含む。技術上の必要により、ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４は、±１５Ｖの最大動作電圧を持つ［原文のまま］。
【０００７】
ドライバ回路Ｔ３、Ｔ４の動作電圧が低いために、データ送信信号は、０．１３〜１．１ＭＨｚの周波数範囲内の３６Ｖｐの必要な電圧値に電圧を上げてやらなければならない。この目的のために、変圧器は、１つの一次コイルＬ１、およびコンデンサＣを通して相互に接続している２つの二次コイルＬ２ａ、Ｌ２ｂを含む。二次コイルと一次コイル間の巻線比は、例えば、データ信号電圧を２倍にする場合には２である。
【０００８】
低域フィルタＴＰおよび変圧器の出力は、端末ラインに並列に接続している。
図１に示すように、従来技術のライン・ドライバ回路構成は、いくつかのかなりの欠点を持つ。デジタルデータ信号は、それぞれの場合、異なるドライバ回路を必要とする。さらに、音声信号ドライバ回路およびデータ信号ドライバ回路は、異なる半導体技術により実行される。それ故、半導体チップ上に集積することはできるがその集積は難しく、図１の回路構成の場合には、製造コストが比較的高くなる。
【０００９】
図１に示す音声信号およびデータ信号を駆動するための、従来の回路構成のもう１つの欠点は、データ信号ドライバ回路の動作電圧が比較的低いために、半導体チップに集積することができない変圧器を使用しなければならないことである。このような変圧器は、比較的広いスペースを必要とし、製造するのに比較的高いコストが掛かる。
【００１０】
もう１つの欠点は、音声信号ドライバ回路を、高電圧技術でしか製造できないことである。高電圧技術の場合には、構成部品の寸法が比較的大きくなり、そのため寄生容量が大きくなる。さらに、高電圧技術で実施するトランジスタは、層が比較的厚く、そのため動作が比較的遅い。
【００１１】
それ故、本発明の目的は、音声信号およびデータ信号を駆動するのに適していて、同時に回路上に安いコストで製造することができる広帯域ドライバ回路を提供することである。
【００１２】
上記目的は、本発明の請求項１記載の機能を持つ広帯域ドライバ回路により達成される。
本発明は、音声信号およびデータ信号を駆動するための広帯域ドライバ回路を提供する。上記広帯域ドライバ回路は、信号入力のところの音声信号およびデータ信号により、電流源が発生する電流を、第１のドライバ・トランジスタおよび第２のドライバ・トランジスタを駆動するための２つのベース電流に分割する電流分割回路を含む。上記２つのドライバ・トランジスタは同じ構成である。広帯域ドライバ回路の電流分割回路は、ＮＰＮバイポーラ・トランジスタを有していて、そのベース接続は制御増幅器の信号出力に接続していて、そのコレクタ接続はカスコード・トランジスタに接続していて、そのエミッタ接続は第１のドライバ・トランジスタのベース接続に接続している。
【００１３】
本発明の１つの利点は、従来技術の相補構成のドライバ回路とは異なり、ドライバ・トランジスタが、２つの同じ構成のドライバ・トランジスタを含むことである［原文のまま］。その結果、ドライバ回路を製造するためのステップが少なくてすみ、そのため、全体的に製造コストが安くなる。
【００１４】
本発明の広帯域ドライバ回路のもう１つの利点は、ドライバ回路が、１つの電流源だけで２つのドライバ・トランジスタを駆動することができ、その結果、電力損が低減し、回路を狭い面積内に集積することができることである。
【００１５】
本発明の広帯域ドライバ回路のある好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは高い絶縁耐力を持つ。
そのため、本発明の広帯域ドライバ回路を比較的高い供給電圧で動作させることができ、それにより下流の変圧器の接続が不必要になるという利点が得られる。その結果、集積が容易になり、製造コストが安くなる。
【００１６】
もう１つの好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは低い遷移周波数を持つ。
好適には、ドライバ・トランジスタは、ＮＰＮバイポーラトランジスタであることが好ましい。
【００１７】
ＮＰＮバイポーラ・トランジスタの物理的特徴は、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタと比較した場合、スイッチング速度が速いことである。
好適には、広帯域ドライバ回路の信号入力は、制御増幅器に接続することが好ましい。
【００１８】
本発明の広帯域ドライバ回路のもう１つの好ましい実施形態の場合には、電流分割回路は、電流源に接続しているカスコード・トランジスタを持つ。
好適には、電流分割回路のカスコード・トランジスタは、電圧源に接続しているベース接続を持ち、電流源に接続しているエミッタ接続を持ち、第２のドライバ・トランジスタのベース接続に接続しているコレクタ接続を持つことが好ましい。
【００１９】
好適には、２つのドライバ・トランジスタのベース接続およびエミッタ接続は、抵抗を通して、それぞれの場合、相互に接続していることが好ましい。
特に好ましい実施形態の場合には、本発明の広帯域ドライバ回路の２つのドライバ・トランジスタは、それぞれ、測定トランジスタを備える。
【００２０】
特に好ましい実施形態の場合には、本発明の広帯域ドライバ回路は、電流源の零入力電流を制御するための零入力電流コントローラを備える。
零入力電流制御装置を使用することにより、本発明の広帯域ドライバ回路が温度に依存しなくなるという利点が得られる。
【００２１】
好適には、カスコード・トランジスタは、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。
他の実施形態の場合には、カスコード・トランジスタは、ＰＭＯＳＦＥＴである。
【００２２】
特に好ましい実施形態の場合には、電流源はＰＭＯＳＦＥＴまたはＰＮＰバイポーラ・トランジスタである。
このことにより、電流源トランジスタの遷移周波数は、ＮＰＮトランジスタの遷移周波数より低くなるという利点が得られる。
【００２３】
本発明の広帯域ドライバ回路の特に好ましい実施形態の場合には、２つのドライバ・トランジスタは、ダーリントン・トランジスタである。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、０〜１．１ＭＨｚの周波数帯域の音声信号およびデータ信号を駆動することが好ましい。
【００２４】
好適には、第１のドライバ・トランジスタのエミッタ接続、および第２のドライバ・トランジスタのコレクタ接続は、広帯域ドライバ回路の信号出力に接続していることが好ましい。
【００２５】
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路の信号入力は、前置増幅器に接続していることが好ましい。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路の信号出力は、抵抗を通して、端末を接続するための端末電話接続ラインに接続していることが好ましい。
【００２６】
上記抵抗により、端末接続ライン上の信号反射が防止される。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、ｘＤＳＬ信号を駆動するために使用することが好ましい。
好適には、本発明の広帯域ドライバ回路は、ｘＤＳＬ信号用の広帯域ＳＬＩＣ回路で使用することが好ましい。
【００２７】
本発明に必要不可欠な機能を説明するために、添付の図面を参照しながら以下に、本発明の広帯域ドライバ回路の好ましい実施形態について説明する。
図２は、本発明の２つの広帯域ドライバ回路を内蔵する広帯域ＳＬＩＣ回路によりデジタル音声信号およびデジタルデータ信号を駆動するための回路構成である。
【００２８】
デジタル音声信号は、信号ライン１を通して、さらに、信号ライン３を通してデジタルデータ信号を交換するための接続を持つデジタル信号プロセッサ２に送られる。デジタル信号プロセッサ２は、例えば、５Ｖのような正の供給電圧を供給するための供給電圧接続４を有する。さらに、デジタル信号プロセッサ２は、アース接続５を通してアースしている。デジタル信号プロセッサ２は、ライン６、７を通して広帯域ＳＬＩＣ回路１０の２つの入力８、９に接続している。
【００２９】
広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、完全差動構成であり、前置増幅器段１１を含む。前置増幅器段１１は、１つの非反転入力１２および１つの反転入力１３、および２つの信号出力１４、１５を備える。非反転信号入力１２は、抵抗１３を通して広帯域ＳＬＩＣ回路１０の信号入力８に接続していて、前置増幅器１１の反転入力１３は、抵抗１４を通して、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の第２の信号入力９に接続している。前置増幅器１１には、供給電圧ライン１６、１７および供給電圧接続１８、１９を通して、正の供給電圧接続１８のところに＋６０Ｖの高い供給電圧が供給され、負の供給電圧接続１９のところに−７０Ｖが供給される。前置増幅器１１の信号出力１４は、ライン２０を通して、本発明の広帯域ドライバ回路２２ａの非反転入力２１ａに接続している。前置増幅器１１の第２の信号出力１５は、ライン２０ｂを通して、本発明の第２の広帯域ドライバ回路２２ｂのところの非反転入力２１ｂに接続している。接続ライン２０ａ、２０ｂは、それぞれ抵抗２３、２４を通して前置増幅器１１の反転信号入力１３および非反転入力１２に接続している。前置増幅器１１の信号利得は、抵抗１３、１４、２３、２４の比により決まる。
【００３０】
広帯域ＳＬＩＣ回路１０が内蔵している、本発明の２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、それぞれ反転入力２５ａ、２５ｂを備える。信号出力２６ａ、２６ｂは、それぞれ信号出力ライン２７ａ、２７ｂを通して、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の２つの信号出力２８ａ、２８ｂに接続している。信号出力ライン２７ａ、２７ｂは、それぞれフィードバック・ライン２９ａ、２９ｂを通して、２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂの反転入力２５ａ、２５ｂにフィードバックされる。２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、それぞれ電圧供給ライン３０ａ、３０ｂを通して正の供給電圧Ｖｐの供給を受け、負の供給電圧ライン３１ａ、３１ｂを通して負の供給電圧Ｖｎの供給を受ける。出力側では、広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、抵抗３２、３３を通して端末３６を接続するための接続ライン３４、３５に接続している。接続ライン３４、３５は、例示としてのものであって、電話端末またはモデム３６を接続するための二線式撚線回線である。
【００３１】
図２を見れば分かるように、広帯域ＳＬＩＣ回路１０の一部を形成している２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂは、音声信号およびデータ信号の両方を送信するために使用される。ＤＣ電圧信号、低周波音声信号および高周波データ信号を含む混合信号は、それぞれの場合、２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂの２つの信号入力２１ａ、２１ｂに位置する。２つのドライバ回路２２ａ、２２ｂには、必要な電圧振幅に対応する供給電圧、ΔＶ＝Ｖｐ−Ｖｎが供給される。端末接続ライン３４、３５内に位置する抵抗３２、３３は、信号反射を抑制する働きをする。
【００３２】
図３は、本発明の広帯域ドライバ回路２２の好ましい実施形態である。本発明の広帯域ドライバ回路２２は、電流源３８が発生する電流を、信号入力２１のところの音声信号およびデータ信号により、第１のドライバ・トランジスタ３９および第２のドライバ・トランジスタ４０を駆動するための２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割する電流分割回路３７を含む。この場合、２つのドライバ・トランジスタ２９［原文のまま］および４０は同じ構成である。好適には、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、高速ＮＰＮバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。２つのドライバ・トランジスタ３９、４０が同じ構成であるので、広帯域ドライバ回路２２を製造する際に、多数の製造ステップが必要なくなり、その結果、全体の製造コストが安くなる。
【００３３】
電流分割回路３７は、ライン４２を通して電流源３８に接続しているカスコード・トランジスタ４１を含む。電流分割回路３７は、さらに、そのコレクタ接続４４がライン４５を通してカスコード・トランジスタ４１のエミッタ接続４６に接続しているＮＰＮバイポーラ・トランジスタ４３を含む。ＮＰＮトランジスタ４３のベース接続４７は、ライン４８を通して差動構成の制御増幅器５０の信号出力４９に接続している。他の方法としては、トランジスタ４３として、ＮＭＯＳトランジスタを使用することもできる。電流分割回路３７のエミッタ接続５１は、ベース接続ライン５２を通して第１のドライバ・トランジスタ３９のベース５３に接続している。
【００３４】
カスコード・トランジスタ４１のベース接続５４は、ライン５５を通して、固定電圧Ｖ１を発生するための構成部品５６に接続している。電流源３８は、ライン５７を通して接続していて、電圧発生構成部品５６は、ライン５８を通して、また内部ライン６０を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の正の供給電圧接続３０に接続している供給電圧ライン５９に接続している。
【００３５】
電流源３８の零入力電流は、設定ライン６１を通して、零入力電流制御回路６２により調整することができる。零入力電流制御回路６２は、温度変動による零入力電流の変化を補償する。この目的のために、零入力電流制御回路６２は、電流測定ライン６３、６４を通して、出力ドライバ・トランジスタ３９、４０と一緒に集積されている電流測定トランジスタ６５、６６に接続している。第１のドライバ・トランジスタ３９のベース接続５３は、ベース接続接続ライン６９を通して、電流測定トランジスタ６７のベース接続６８に接続している。ベース接続接続ライン６９は、ライン５２を通して電流分割回路３７に接続している。ドライバ・トランジスタ３９は、さらに、電力供給ライン５９に接続しているコレクタ接続７０を備える。第１のドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、抵抗７２を通してベース接続ライン６９に接続している。さらに、ドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、関連電流測定トランジスタ６５のエミッタ接続７２に接続している。第１のドライバ・トランジスタ３９のエミッタ接続７１は、信号ライン７３を通して第２のドライバ・トランジスタ４０のコレクタ接続７４に接続している。信号ライン７３は、ライン７６を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の信号出力２６に接続している分岐ノード７５を備える。
【００３６】
第２のドライバ・トランジスタ４０は、さらに、ベース接続ライン７８を通して関連電流測定トランジスタ６６のベース接続７９に接続しているベース接続７７を備える。電流測定トランジスタ６６のコレクタ接続８０は、電流測定ライン６４を通して零入力電流制御回路６２に接続している。第２のドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、抵抗８２を通してベース接続ライン７８に接続している。さらに、ドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、ライン８３を通して電流測定トランジスタ６６のエミッタ８４に接続している。ベース接続接続ライン７８は、ベース電流供給ライン８５を通して、電流分割回路３７内のカスコード・トランジスタ４１のコレクタ８６に接続している。第２のドライバ・トランジスタ４０のエミッタ接続８１は、供給電圧ライン８７を通して、負の供給電圧Ｖｎを供給するための供給電圧接続３１に接続している。
【００３７】
制御増幅器５０は、反転入力８８と非反転入力８９とを備える。さらに、制御増幅器５０は、非反転信号出力４８の他に、コンデンサ９１を通して第２のドライバ・トランジスタ４０用のベース電流接続ライン８５に接続している。このコンデンサ９１は、高周波の場合、カスコード・トランジスタ４１をバイパスさせる働きをする。制御増幅器５０の反転入力８８は、内部ライン９２を通して本発明の広帯域ドライバ回路２２の反転入力２５に接続している。非反転入力８９は、内部信号ライン９３を通して広帯域ドライバ回路２２の非反転入力接続２１に接続している。
【００３８】
２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、それぞれＮＰＮバイポーラ・トランジスタとして設計されている。好適には、これらのドライバ・トランジスタは、特に高い絶縁耐力を特徴とする２００ＭＨｚの比較的低い遷移周波数を持つバイポーラ・トランジスタであることが好ましい。ライン７３を通して直列に接続している２つのドライバ・トランジスタ３９、４０には、電圧［脱落］供給電圧接続３０、３１により、正の供給電圧Ｖｐおよび負の供給電圧Ｖｎが供給される。その絶縁耐力が高いために、２つの電圧接続３０、３１に供給される供給電圧は、それに応じて高い。それ故、本発明の２つの広帯域ドライバ回路２２ａ、２２ｂを含む広帯域ＳＬＩＣ回路１０は、図２に示すように、ＤＣ電圧および音声信号送信のために必要な１５０Ｖまでの高い信号電圧を処理することができる。
【００３９】
電流分割回路３７は、１つの電流源３８が発生するソース電流ＩＱを、信号入力２１のところの入力信号により２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割する。ソース電流ＩＱは、ライン５２および８５を通して、それぞれ２つのドライバ・トランジスタ３９、４０のベース接続５３、７７に流れる２つのベース電流Ｉｂ１、Ｉｂ２に分割された結果、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０は、交互にオン／オフする。
【００４０】
図５ａ、図５ｂは、２つのドライバ・トランジスタ３９、４０の構成および送信電流特性曲線を示す。
電流分割回路３７によるベース電流分割は、制御増幅器５０により制御される。電流源３８が出力したソース電流ＩＱ、および２つのベース部分電流Ｉｂ１、Ｉｂ２の電流振幅は、Ｉｂ１≒Ｉｂ２の場合には、すなわち、零負荷電流の場合には、零入力電流ＩＲが、特性曲線の直線領域Ｂの始めのところでは、図５ｂに示すように、屈曲点の少し上に位置するように調整される。これにより、一方では、送信トランジスタが、もはや送信電流特性曲線の非直線領域内で動作しないという利点が得られ、他方では、最大出力電流に達した場合、他の各信号経路のエネルギーが完全には消滅しないという利点が得られる。
【００４１】
下記の関係は、特性曲線領域Ａに対しても当てはまる。
Ｉｅ＝ＩＱ
下記の関係は、ドライバ・トランジスタの特性曲線領域Ｂに対しても当てはまる。
Ｉｅ＝Ｕｂｅ／Ｒ＋Ｉｂ（β＋１）
ここで、Ｕｂｅはベース−エミッタ電圧であり、Ｒはベース接続とエミッタ接続との間の抵抗であり、Ｉｂは供給されたベース電流であり、βは所定の利得係数である。
【００４２】
ベース−エミッタ電圧Ｕｂｅおよび電流利得係数βは温度により変動するために、電流源が発生した零入力電流ＩＲを必要な電流振幅に再調整しなければならない。この調整は、電流測定トランジスタ６７、６６から零入力電流の再調整のための測定電流を受信する零入力電流制御回路６２の助けを借りて行われる。
【００４３】
図４は、本発明の広帯域ドライバ回路２３の特に好ましい実施形態である。
図４の特に好ましい実施形態の場合には、電流源３８は、制御ＰＭＯＳＦＥＴトランジスタにより形成される。電流分割回路３７内のカスコード・トランジスタ４１もＰＭＯＳＦＥＴトランジスタを含む。ドライバ・トランジスタ３９、４０は、その構成を図６の送信電流特性曲線に示す構成のダーリントン・トランジスタにより形成される。
【００４４】
図４の実施形態の場合には、信号出力２６は、反転入力２５および追加の増幅段９４を通してフィードバックされる。この目的のために、追加の増幅段９４は、ライン９６を通して反転入力２５に接続している反転入力９５を備える。さらに、追加の増幅段９４は、ライン２０を通して、完全差動前置増幅器段１１の信号出力１４または１５に接続している非反転入力９７を備える。電圧フォロアとして接続している制御増幅器５０は、広帯域ドライバ回路２２の出力抵抗を低減するために、増幅器９４を含むループ内にインターリーブされる。図４の特に好ましい実施形態の場合には、制御増幅器５０の信号出力４９は、コンデンサ９８を通して反転入力８８にフィードバックされる。さらに、抵抗９９が、反転入力８８と接続２５との間に挿入される。コンデンサ９８および抵抗９９を含むフィードバックにより、制御増幅器５０は、発振が防止され、回路全体が安定するような方法で接続される。
【００４５】
図４は、特に好ましい零入力電流制御回路６２の構成を示す。零入力電流制御回路６２は、増幅器１００、コンデンサ１０１、および一緒に積分器回路１０３を形成する抵抗１０２を含む。積分器回路１０３の信号出力１０４は、設定ライン６１を通して、電流源ＭＯＳＦＥＴ３８のゲート接続に接続している。増幅器１００は、抵抗１０２を通して、ノード１０６に接続している反転入力１０５を備える。増幅器１００は、さらに、ライン１０８および第１の電圧Ｖ２を発生するための構成部品１０９を通して接続している非反転入力１０７を備える。ノード１０６は、電流源１１０を通してアースに接続している。さらに、ノード１０６は、並列に接続している２つのＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のエミッタ接続に接続している。ＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のコレクタ接続は、正の電力供給ライン５９に接続している。並列に接続している２つのＮＰＮトランジスタ１１１、１１２のベース接続は、ベース接続ライン１１３、１１４および電流測定ライン６３、６４を通して電流測定トランジスタ６６、６７に接続している。電流測定ライン６３、６４は、同様に、抵抗１１５、１１６を通して正の電力供給ライン５９に接続している。零入力電流制御は、スケールした出力部分電流およびＮＰＮトランジスタ１１１、１１２により整流分の電流／電圧変換により実行される。積分器回路１０３による統合のために、もっと小さい各電流が使用される。増幅器１００の出力は、電流源として動作しているＭＯＳＦＥＴトランジスタ３８を制御する。
【００４６】
図４に示す、本発明の広帯域ドライバ回路２２の好ましい実施形態の場合には、通常のバイポーラ・トランジスタの代わりに、例えば、０．２５アンペアのようなもっと高い出力電流を達成するために、ドライバ出力トランジスタ３９、４０として、ダーリントン・トランジスタを使用している。
【００４７】
図６ａは、このようなダーリントン・トランジスタの回路構成である。図６ｂは、ダーリントン・トランジスタの関連電流特性曲線である。ダーリントン・トランジスタ３９は、図６ａに示すように、３つの屈曲点を持つ電流増幅特性曲線を持つ。抵抗１１７、１１８、１１９の接続方法により、特性曲線領域間に屈曲点およびその勾配を形成することができる。ダーリントン・トランジスタの構成は同じであり、ライン５２、８５を通して、電流分割回路３７が供給するベース電流により交互に駆動される。
【００４８】
ドライバ回路の原理により、ドライバ・トランジスタ３９、４０の比較的低い（２００ＭＨｚの）遷移周波数に対して、１．１ＭＨｚ／Ｖｐ＝３８Ｖ／１００Ω［脱落］の周波数まで、信号送信中、６０ｄＢの非常に高い直線性が可能になる。
【００４９】
ドライバ・トランジスタ３９、４０の構成は同じであり、その特徴は、特に高い絶縁耐力である。
本発明の広帯域ドライバ回路２２は、ＤＣ電圧信号および低周波音声信号および高周波データ信号のいずれを駆動するのにも適している。
【００５０】
相補構成のドライバ回路とは反対に、例えば、ＮＰＮトランジスタのように、ドライバ・トランジスタ３９、４０の構成が同じであるので、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、より少ない製造ステップで製造することができ、容易に集積することができる。零入力電流制御回路６２は、温度の変動を補償する。
【００５１】
出力ドライバ・トランジスタ３９、４０としてダーリントン・トランジスタを使用するということは、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、より高い出力電流を供給することができることを意味する。
【００５２】
集積フィードバック回路により、本発明の広帯域ドライバ回路２２は特に安定していて、そのため、回路の発振は抑制される。広帯域ドライバ回路２２は、ＭＯＳＦＥＴ３８を含む１つの電流源しか必要としないので、電力損失は最小限度にまで低減し、［脱落］の集積の場合には、チップ面積が少なくてすむ。
【００５３】
本発明の広帯域ドライバ回路２２は、任意の必要な信号用のドライバ回路として適していて、その特徴は、特に高い周波数帯域と高い直線性である。この場合、本発明の広帯域ドライバ回路２２は、高電圧および相補技術により製造するドライバ回路と比較すると、もっと安い製造コストで製造することができる。
【００５４】
より詳細に説明すると、広帯域ドライバ回路２２は、ｘＤＳＬ信号を駆動するための広帯域ＳＬＩＣ回路１０内での使用に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来技術のデジタル音声信号およびデータ信号を駆動するための回路構成である。
【図２】 本発明の広帯域ドライバ回路を含む、広帯域ＳＬＩＣ回路によりデジタル音声信号およびデータ信号を駆動するための回路構成である。
【図３】 本発明の広帯域ドライバ回路の回路図である。
【図４】 本発明の広帯域ドライバ回路の特に好ましい実施形態の回路図である。
【図５ａ】 広帯域ドライバ回路が内蔵するドライバ・トランジスタの特に好ましい実施形態の回路図である。
【図５ｂ】 図５ａの好ましいドライバ・トランジスタの電流特性曲線である。
【図６ａ】 ダーリントン・ドライバ・トランジスタの回路図である。
【図６ｂ】 図６ａのダーリントン・トランジスタの電流特性曲線である。
【符号の説明】
１．音声信号ライン
２．ＤＳＰ
３．データ信号ライン
４．電力供給接続
５．アース・ライン
６．ライン
７．ライン
８．接続
９．接続
１０．広帯域ＳＬＩＣ回路
１１．前置増幅器
１２．非反転入力
１３．反転入力
１４．信号出力
１５．信号出力
１６．電力供給ライン
１７．電力供給ライン
１８．電力供給端末
１９．電力供給端末
２０．ライン
２１．信号出力ライン
２２．広帯域ドライバ回路
２３．抵抗
２４．抵抗
２５．反転入力
２６．信号出力
２７．信号出力ライン
２８．広帯域ＳＬＩＣ回路１０の信号出力
２９．フィードバック・ライン
３０．正の電力供給接続
３１．負の電力供給接続
３２．抵抗
３３．抵抗
３４．接続ライン
３５．接続ライン
３６．端末
３７．電流分割回路
３８．電流源
３９．ドライバ・トランジスタ
４０．ドライバ・トランジスタ
４１．カスコード・トランジスタ
４２．ライン
４３．バイポーラ・トランジスタ
４４．接続
４５．ライン
４６．ノード
４７．ベース接続
４８．ライン
４９．信号出力
５０．制御増幅器
５１．エミッタ接続
５２．ベース電流ライン
５３．ドライバ・トランジスタ３９のベース接続
５４．カスコード・トランジスタの接続
５５．
５６．電圧構成部品
５７．ライン
５８．ライン
５９．正の電力供給ライン
６０．ライン
６１．設定ライン
６２．制御回路
６３．電流測定ライン
６４．電流測定ライン
６５．電流測定トランジスタ
６６．電流測定トランジスタ
６７．電流測定トランジスタ
６８．ベース接続
６９．
７０．コレクタ接続
７１．エミッタ接続
７２．抵抗
７３．ライン
７３ａ．ライン
７４．ノード
７５．ノード
７６．ライン
７７．ベース接続
７８．ベース接続ライン
７９．ベース接続
８０．コレクタ接続
８１．エミッタ接続
８２．抵抗
８３．ライン
８４．エミッタ接続
８５．ベース電流ライン
８６．ノード
８７．
８８．反転入力
８９．非反転入力
９０．信号出力
９１．コンデンサ
９２．
９３．ライン
９４．増幅段
９５．反転入力
９６．ライン
９７．非反転入力
９８．コンデンサ
９９．抵抗
１００．増幅器
１０１．コンデンサ
１０２．抵抗
１０３．集積回路
１０４．信号出力
１０５．反転入力
１０６．ノード
１０７．非反転入力
１０８．ライン
１０９．電圧構成部品
１１０．電流源
１１１．トランジスタ
１１２．トランジスタ
１１５．抵抗
１１６．抵抗
１１７．抵抗
１１８．抵抗
１１９．抵抗
Claims (17)
- 音声信号およびデータ信号を駆動するための広帯域ドライバ回路であって、
信号入力（２１）のところの音声信号およびデータ信号により、単一の電流源（３８）が発生する電流を、第１のドライバ・トランジスタ（３９）および第２のドライバ・トランジスタ（４０）を駆動するための２つのベース電流（Ｉｂ１，Ｉｂ２）に分割する電流分割回路（３７）を含み、前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が同じ構成であり、前記電流分割回路（３７）が、ＮＰＮバイポーラ・トランジスタまたはＮＭＯＳトランジスタ（４３）を有していて、そのベース接続またはゲート接続（４７）が制御増幅器（５０）の出力（４９）に接続していて、そのコレクタ接続またはドレーン接続（４４）がカスコード・トランジスタ（４１）に接続していて、そのエミッタ接続またはソース接続（５１）が前記第１のドライバ・トランジスタ（３９）のベース接続（５３）に接続していて、前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）のそれぞれが、対応する電流測定トランジスタ（６７，６６）に接続していて、それらのコレクタ接続が、前記電流源（３８）の零入力電流（Ｉ Ｑ ）のみを制御するための零入力電流制御回路（６２）に接続している広帯域ドライバ回路。 - 請求項１記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が、高い絶縁耐力を持つことを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１または請求項２記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が、低い遷移周波数を持つことを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至３の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が、ＮＰＮバイポーラ・トランジスタであることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至４の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記電流源（３８）の零入力電流（Ｉｑ）を調整することができることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至５の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記電流分割回路（３７）が、前記電流源（３８）に接続しているカスコード・トランジスタ（４１）を有することを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至６の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記信号入力（２１）が、制御増幅器（５０）に接続していることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至７の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記カスコード・トランジスタ（４１）が、固定電圧を持つベース接続（５４）と、前記電流源（３８）に接続している第２の接続と、また、前記第２のドライバ・トランジスタ（４０）のベース接続（７７）に接続している第３の接続（８６）とを備えることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至８の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）の前記ベース接続（５３，７７）および前記エミッタ接続（７１，８１）が、それぞれの場合、抵抗（７２，８２）を通して接続していることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至９の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記カスコード・トランジスタ（４１）が、ＰＮＰバイポーラ・トランジスタであることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１０の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記カスコード・トランジスタ（４１）が、ＰＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１１の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が、ダーリントン・トランジスタであることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１２の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記広帯域ドライバ回路が、０〜１．１ＭＨｚの周波数帯域の音声信号およびデータ信号を駆動することを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１３の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記第１のドライバ・トランジスタ（３９）のエミッタ接続（７１）、および前記第２のドライバ・トランジスタ（４０）のコレクタ接続（７４）が、前記広帯域ドライバ回路（２２）の信号出力（２６）に接続していることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１４の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記２つのドライバ・トランジスタ（３９，４０）が、約０〜８０Ｖの供給電圧（ＶＰ，ＶＮ）で動作することができることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１５の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記広帯域ドライバ回路（２２）の前記信号入力（２１）が、もう１つの制御増幅器（９４）に接続していることを特徴とする広帯域ドライバ回路。 - 請求項１乃至１６の何れか１項記載の広帯域ドライバ回路において、
前記信号出力（２６）が、抵抗（３２；３３）を通して、端末（３６）を接続するための端末接続ライン（３４；３５）に接続していることを特徴とする広帯域ドライバ回路。
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