JP3876876B2 - 電波受信装置、検波回路、電波時計及び中継器 - Google Patents

Description

本発明は、電波受信装置、検波回路、電波時計及び中継器に関する。

現在、各国（例えば、ドイツ、イギリス、スイス、日本等）において、時刻データ即ちタイムコード入りの標準電波が送出されている。我が国（日本）では、２つの送信所（福島県及び佐賀県）より、図１０に示すようなフォーマットのタイムコードで振幅変調した４０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの長波標準電波が送出されている。同図によれば、タイムコードは、正確な時刻の分の桁が更新される毎即ち１分毎に、１周期６０秒のフレームで送出されている。

近年では、このようなタイムコード入り標準電波を受信して、これにより現在時刻データを修正する、いわゆる電波時計が実用化されている。電波時計は、所定時間毎に、内蔵しているアンテナを介して標準電波を受信し、増幅変調してタイムコードを解読することにより現在時刻を修正している。

ところで、電波時計が実際に受信する受信信号は、送信所から送出される標準電波に、送信所から電波時計までの伝送過程において種々の信号（ノイズ）が混入・重畳された信号となる。このため、受信信号に含まれるノイズによって時刻データの誤判別が発生するおそれがある。そこで、ノイズによる時刻データの誤判別を防ぐため、例えば次の技術が知られている。

特許文献１には、標準電波を受信して得たノイズを含む信号（受信信号）を秒信号よりも高い周波数で複数秒間サンプリングし、これらのサンプリング値の平均値からレベル変化を示す特定パターンを検出することで１秒周期の秒信号を検出する電波修正時計等が開示されている。

また、特許文献２には、受信信号を復調したパルス信号に対し所定のフィルタリング処理を行ってノイズパルスを除去するフィルタ回路と、所定の入力しきい値を有し、フィルタ回路の出力信号を入力する制御回路とを備えた自動修正時計が開示されている。かかる自動修正時計において、制御回路は、入力しきい値以上のレベルの信号を入力せず、入力した信号を所定のサンプリングタイミングでサンプリングし、所定レベル（具体的には、ハイレベル）を連続してサンプリングした回数によってデータを判別する。これによれば、所定幅以下のノイズパルスはフィルタ回路によって除去され、制御回路に入力されない。また、所定幅以上のパルスについては、サンプリング回数が所定回数に達しないため、ノイズパルスとして判別される。
特開２００２−４８８８３号公報 特開２００２−１６２４８２号公報

上述した特許文献１、２に開示されている技術は、ともに、受信信号に含まれるノイズの有無を検出し、これによって時刻データの誤判別を防止する技術であり、ノイズそのものの除去を行う技術ではない。受信信号からノイズを除去する方法としては、バンドパスフィルタやローパスフィルタ等のフィルタを使用することが一般的である。しかし、フィルタは一定の通過帯域を有しているため、本来通過させたい周波数（受信したい標準電波の周波数；受信周波数）近傍のノイズ成分も通過させてしまう問題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、受信信号に対して、受信周波数近傍のノイズを除去することを目的としている。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段（例えば、図３〜図７のキャリア抽出回路６０）と、このキャリア信号生成手段により生成されたキャリア信号と前記受信信号とに基づいて信号を再生する信号再生手段（例えば、図３の信号再生回路７０ａ；図４の信号再生回路７０ｂ；図５の信号再生回路７０ｃ；図６の信号再生回路７０ｄ；図７の信号再生回路７０ｅ）とを備えた電波受信装置（例えば、図１、図２の電波受信装置１６２）において、
前記キャリア信号生成手段は、前記キャリア信号の位相を９０度移相し、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段（例えば、図３〜図７の位相シフト器６２及び乗算器６３）を有し、
前記信号再生手段は、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段（例えば、図３〜図７の乗算器７１）と、この乗算手段によって出力された乗算信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段（例えば、図３、図４、図６、図７の微分回路７３）と、前記キャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段（例えば、図３、図６、図７の微分回路７４ａ；図４の微分回路７４ｂ）と、前記キャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号及び前記第２の微分手段によって出力された第２の微分信号のうちの一方の信号を前記第１の微分信号で除算し、この除算した信号と他方の信号とを乗算して被加算信号として出力する被加算信号生成手段（例えば、図３、図５〜図７の割算器７５ａ及び乗算器７６ａ；図４の割算器７５ｂ及び乗算器７６ｂ）と、前記乗算信号に前記被加算信号を加算して検波信号として出力する出力手段（例えば、図３、図５〜図７の加算器７７ａ；図４の加算器７７ｂ）とを有し、
前記キャリア移相乗算手段は、ローパスフィルタ（例えば、図３〜図７のＬＰＦ６４ａ）を有し、このローパスフィルタを介して前記キャリア移相乗算信号を出力し、
前記乗算手段は、ローパスフィルタ（例えば、図３〜図７のＬＰＦ７２）を有し、このローパスフィルタを介して前記乗算信号を出力することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記出力手段は、ローパスフィルタ（例えば、図６のＬＰＦ８１）を有し、このローパスフィルタを介して前記検波信号を出力することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号と所定レベルとを比較する比較手段（例えば、図７の比較器９１）を更に備え、
前記出力手段は、前記乗算手段によって出力された乗算信号と前記被加算信号生成手段によって出力された被加算信号とを加算し、この加算によって得られた信号と前記乗算信号とを前記比較手段による比較結果に応じて切り換える切換手段（例えば、図７のスイッチ回路９２）を有し、この切換手段により切り換えられた信号を前記検波信号として出力することを特徴とする。

請求項４に記載の発明における電波時計（例えば、図１の電波時計１００）は、時刻データを含む標準電波を受信する請求項１に記載の電波受信装置（例えば、図２の電波受信装置１６２）を備え、
この電波受信装置から出力される検波信号に基づいて標準タイムコードを生成するタイムコード生成手段（例えば、図１のタイムコード生成部１７０）と、現在時刻を計時する計時手段（例えば、図１の計時回路部１８０）と、前記タイムコード生成手段により生成された標準タイムコードに基づいて、前記計時手段により計時された現在時刻データを修正する時刻修正手段（例えば、図１のＣＰＵ１１０）とを備えたことを特徴とする。

請求項５に記載の発明における中継器（例えば、図９の中継器２００）は、時刻データを含む標準電波を受信する請求項１に記載の電波受信装置（例えば、図９の電波受信装置１６２）を備え、
この電波受信装置から出力される検波信号に基づいて標準タイムコードを生成するタイムコード生成手段（例えば、図９のタイムコード生成部１７０）と、このタイムコード生成手段により生成された標準タイムコードを送信する送信手段（例えば、図９の送信部２１０）とを備えたことを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成回路（例えば、図３〜図７のキャリア抽出回路６０）と、このキャリア信号生成回路により生成されたキャリア信号と前記受信信号とに基づいて信号を再生する信号再生回路（例えば、図３の信号再生回路７０ａ；図４の信号再生回路７０ｂ；図５の信号再生回路７０ｃ；図６の信号再生回路７０ｄ；図７の信号再生回路７０ｅ）とから構成された検波回路（例えば、図３の検波回路５０ａ、図４の検波回路５０ｂ、図５の検波回路５０ｃ、図６の検波回路５０ｄ、図７の検波回路５０ｅ）において、
前記キャリア信号生成回路は、前記キャリア信号の位相を９０度移相し、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算回路（例えば、図３〜図７の位相シフト器６２及び乗算器６３）を有し、
前記信号再生回路は、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算回路（例えば、図３〜図７の乗算器７１）と、この乗算回路によって出力された乗算信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分回路（例えば、図３、図４、図６、図７の微分回路７３）と、前記キャリア移相乗算回路によって出力されたキャリア移相乗算信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分回路（例えば、図３、図６、図７の微分回路７４ａ；図４の微分回路７４ｂ）と、前記キャリア移相乗算回路によって出力されたキャリア移相乗算信号及び前記第２の微分回路によって出力された第２の微分信号のうちの一方の信号を前記第１の微分信号で除算し、この除算した信号と他方の信号とを乗算して被加算信号として出力する被加算信号生成回路（例えば、図３、図５〜図７の割算器７５ａ及び乗算器７６ａ；図４の割算器７５ｂ及び乗算器７６ｂ）と、前記乗算信号に前記被加算信号を加算して検波信号として出力する出力回路（例えば、図３、図５〜図７の加算器７７ａ；図４の加算器７７ｂ）とを有し、
前記キャリア移相乗算回路は、ローパスフィルタ（例えば、図３〜図７のＬＰＦ６４ａ）を有し、このローパスフィルタを介して前記キャリア移相乗算信号を出力し、
前記乗算回路は、ローパスフィルタ（例えば、図３〜図７のＬＰＦ７２）を有し、このローパスフィルタを介して前記乗算信号を出力することを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記出力回路は、ローパスフィルタ（例えば、図６のＬＰＦ８１）を有し、このローパスフィルタを介して前記検波信号を出力することを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記第１の微分回路によって出力された第１の微分信号と所定レベルとを比較する比較回路（例えば、図７の比較器９１）を更に備え、
前記出力回路は、前記乗算回路によって出力された乗算信号と前記被加算信号生成回路によって出力された被加算信号とを加算し、この加算によって得られた信号と前記乗算信号とを前記比較回路による比較結果に応じて切り換える切換回路（例えば、図７のスイッチ回路９２）を有し、この切換回路により切り換えられた信号を前記検波信号として出力することを特徴とする。

請求項１又は請求項６に記載の発明によれば、受信信号から生成されたキャリア信号の位相が９０度移相され、受信信号と乗算されたキャリア移相乗算信号が出力される。そして、受信信号とキャリア信号とが乗算され、更に微分された第１の微分信号が出力されるとともに、キャリア移相乗算信号が微分されて第２の微分信号として出力される。次いで、キャリア移相乗算信号及び第２の微分信号のうちの一方の信号が第１の微分信号で除算され、得られた信号と他方の信号とが乗算されて被加算信号が出力される。その後、前記乗算信号に被加算信号が加算され、検波信号として出力される。従って、キャリア信号の位相を９０度移相し、同期検波及び適切な処理を行うことでノイズ成分をキャンセルしているため、従来のようにフィルタでは除去しきれなかった受信周波数近傍のノイズを確実に除去することが可能となる。

また、請求項２又は請求項７に記載の発明によれば、検波信号に対して所定の低域範囲外の周波数成分が遮断されるので、長波標準電波等の低域範囲の信号を再生する場合に有効である。

また、請求項３又は請求項８に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明と同様の効果を奏するとともに、乗算信号と被加算信号とを加算し、この加算によって得られた信号と乗算信号とを、第１の微分信号と所定レベルとの比較結果に応じて切り換えて検波信号として出力することができる。即ち、受信信号にノイズ成分が含まれていない場合、受信信号を微分した第１の微分信号のレベルが極めて小さくなるため、除算手段により除算された信号が極めて大きくなり、その結果、出力される検波信号が極めて大きくなるといった不都合が生じるおそれがある。しかし、例えば第１の微分信号が所定レベル以下である場合には同期検波の出力である乗算信号を検波信号として出力することで、出力される検波信号が極めて大きくなるといった不都合を回避できる。
このように、請求項７及び１６に記載の発明によれば、受信信号にノイズ成分が含まれていない場合に、信号再生回路から出力される検波信号が極めて大きくなるといった不都合を回避できる。

また、請求項４に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明と同様な効果を有する電波時計を実現できる、
更に、請求項５に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明と同様な効果を奏する中継器を実現できる。

以下、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態を説明する。尚、以下では、本発明を長波標準電波を受信して時刻修正を行う電波時計に適用した場合について説明するが、本発明の適用がこれに限定されるものではない。

［第１実施形態］
先ず、第１実施形態を説明する。

図１は、第１実施形態における電波時計１００の内部構成を示すブロック図である。同図によれば、電波時計１００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１０と、入力部１２０と、表示部１３０と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１４０と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１５０と、受信制御部１６０と、タイムコード生成部１７０と、計時回路部１８０と、発振回路部１８２と、を備えて構成される。また、発振回路部１８２を除く各部はバスＢによって接続され、発振回路部１８２は計時回路部１８０に接続されている。

ＣＰＵ１１０は、所定のタイミング或いは入力部１２０から入力された操作信号に応じてＲＯＭ１４０に格納されたプログラムを読み出してＲＡＭ１５０に展開し、該プログラムに基づいて電波時計１００を構成する各部への指示やデータの転送等を行う。具体的には、例えば所定時間毎に受信制御部１６０を制御して標準電波の受信処理を実行し、タイムコード生成部１７０から入力された標準タイムコードに基づいて計時回路部１８０で計数される現在時刻データを修正する。

入力部１２０は、電波時計１００の各種機能を実行させるためのスイッチ等で構成され、これらのスイッチが操作された場合には対応する操作信号をＣＰＵ１１０に出力する。
表示部１３０は、小型液晶ディスプレイ等で構成され、ＣＰＵ１１０から入力される表示信号に基づいて現在時刻をデジタル表示等する。

ＲＯＭ１４０は、電波時計１００にかかるシステムプログラムやアプリケーションプログラム、本実施の形態を実現するためのプログラムやデータ等を記憶する。
ＲＡＭ１５０は、ＣＰＵ１１０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ１４０から読み出されたプログラムや、ＣＰＵ１１０で処理されたデータ等を一時的に記憶する。

受信制御部１６０は、電波受信装置１６２を備える。電波受信装置１６２は、受信アンテナＡＮＴ１で受信した長波標準電波の不要な周波数成分をカットして該当する周波数信号を取り出し、この周波数信号を対応する電気信号に変換してタイムコード生成部１７０へ出力する。

タイムコード生成部１７０は、電波受信装置１６２から入力された信号をデジタル信号に変換し、標準時刻コードや積算コード、曜日コード等の時計機能に必要なデータを含む標準タイムコードを生成してＣＰＵ１１０に出力する。

計時回路部１８０は、発振回路部１８２から入力される信号を計数して現在時刻を計時し、現在時刻データをＣＰＵ１１０に出力する。発振回路部１８２は、常時一定周波数のクロック信号を出力する回路である。

図２は、本実施形態におけるスーパーヘテロダイン方式の電波受信装置１６２の回路構成を示すブロック図である。同図によれば、電波受信装置１６２は、受信アンテナＡＮＴ１と、ＲＦ増幅回路１０と、フィルタ回路２０ａ、２０ｂ、２０ｃと、周波数変換回路３０と、局部発振回路３２と、ＩＦ増幅回路４０と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）回路８０と、検波回路５０ａと、を備えて構成される。

受信アンテナＡＮＴ１は、時刻コードを含む所定の周波数の長波標準電波を受信することができ、例えばバーアンテナによって構成される。受信アンテナＡＮＴ１で受信された長波標準電波は、電気信号に変換されて出力される。

ＲＦ増幅回路１０は、受信アンテナＡＮＴ１から入力された信号を、ＡＧＣ回路８０から入力される制御信号に応じた増幅度で増幅（或いは減衰）して出力する。

フィルタ回路２０ａは、バンドパスフィルタ等で構成され、ＲＦ増幅回路１０から入力された信号に対して所定範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して出力する。

周波数変換回路３０は、フィルタ回路２０ａから入力された信号と局部発振回路３２から入力された局部発振信号とを合成し、中間周波数の信号（中間周波信号）に変換して出力する。

フィルタ回路２０ｂは、バンドパスフィルタ等で構成され、周波数変換回路３０から入力された信号に対して中間周波数を中心とした所定範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して出力する。

ＩＦ増幅回路４０は、フィルタ回路２０ｂから入力された信号を、ＡＧＣ回路８０から入力された制御信号に応じて増幅（或いは減衰）して出力する。

フィルタ回路２０ｃは、バンドパスフィルタ等で構成され、ＩＦ増幅回路４０から入力された信号に対して所定範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して出力する。

検波回路５０ａは、フィルタ回路２０ｃから入力された信号ｐを検波して検波信号を出力する。検波回路５０ａから出力された検波信号はタイムコード生成部１７０に出力され、標準タイムコードが生成される。生成された標準タイムコードはＣＰＵ１１０に入力され、現在時刻データの修正等の各種処理に利用される。

ＡＧＣ回路８０は、フィルタ回路２０ｃから入力された信号ｐの強弱に従って、ＲＦ増幅回路１０及びＩＦ増幅回路４０の増幅度を調整する制御信号を出力する。

図３は、検波回路５０ａの回路構成を示すブロック図である。同図によれば、検波回路５０ａは、キャリア抽出回路６０と、信号再生回路７０ａと、を備えている。そして、キャリア抽出回路６０は、キャリア再生回路６１と、位相シフト器６２と、乗算器６３と、ＬＰＦ６４ａ、６４ｂと、を有する。また、信号再生回路７０ａは、乗算器７１、７６ａと、ＬＰＦ７２と、微分回路７３、７４ａと、割算器７５ａと、加算器７７ａと、を有する。

キャリア再生回路６１は、ＰＬＬ回路等によって構成され、受信信号のキャリア（搬送波）と同一周波数且つ同一位相のキャリア再生信号を生成し、信号ａとして出力する。
位相シフト器６２は、キャリア再生回路６１から入力された信号ａの位相を９０度進ませて（移相して）、信号ｂとして出力する。ここで、移相とは、位相を進ませる又は遅らせることを意味する。
乗算器６３は、フィルタ回路２０ｃから入力された信号ｐと、位相シフト器６２から入力された信号ｂとを乗算し、信号ｃとして出力する。

ＬＰＦ６４ａは、乗算器６３から入力された信号ｃに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｄとして出力する。
ＬＰＦ６４ｂは、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｄ´として出力する。

乗算器７１は、フィルタ回路２０ｃから入力された信号ｐと、キャリア再生回路６１から入力された信号ａとを乗算し、信号ｅとして出力する。
ＬＰＦ７２は、乗算器７１から入力された信号ｅに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｆとして出力する。
微分回路７３は、ＬＰＦ７２から入力された信号ｆを時間について微分し、信号ｇとして出力する。

微分回路７４ａは、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄを時間について微分し、信号ｉとして出力する。
割算器７５ａは、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄを、微分回路７３から入力された信号ｇで除算し、信号ｈとして出力する。
乗算器７６ａは、微分回路７４ａから入力された信号ｉと、割算器７５ａから入力された信号ｈとを乗算し、信号ｊとして出力する。

加算器７７ａは、ＬＰＦ７２から入力された信号ｆと、乗算器７６ａから入力された信号ｊとを加算し、信号ｋとして出力する。この信号ｋが、検波回路５０ａの出力信号である検波信号となる。

次に、検波回路５０ａを構成する各回路の動作を、各信号の論理式を用いて説明する。
フィルタ回路２０ｃから入力された信号ｐには、受信希望信号（本来、受信したい周波数を持つ信号）とノイズとが含まれる。受信希望信号の周波数をωとして、その信号波を「Ａｓｉｎωｔ」とする。ここで、振幅Ａは時間関数であるが、受信希望信号は長波標準電波であるため、極めて長い周期（１／数秒）で変化するものであるとともに、１０％又は１００％の何れかの変調度である。このため、振幅Ａをほぼ定数とみなすことができる。従って、信号ｐは、次式（１）に示すように、受信希望信号の振幅成分Ａとノイズの振幅成分Ｂとの合成によって表すことができる。

ここで、Δωは受信希望信号の周波数との差であり、φは受信希望信号との位相差である。

先ず、キャリア抽出回路６０におけるキャリア信号の抽出について説明する。
キャリア抽出回路６０において、キャリア再生回路６１から出力される信号ａ（キャリア再生信号）を「ｓｉｎ（ωｔ＋δ）」とすると、位相シフト器６２は、信号ａの位相を９０度進ませた信号ｂを出力するので、信号ｂは「ｃｏｓ（ωｔ＋δ）」となる。尚、ここでは、説明の簡明のためノイズ成分は除いている。乗算器６３は、この信号ｂと信号ｐとを乗算し、信号ｃとして出力する。従って、信号ｃは次式（２）で与えられる。

そして、信号ｃは、ＬＰＦ６４ａを通過することで高周波成分が遮断され、次式（３）で示す成分のみが信号ｄとして出力される。

この信号ｄは、一般にゆっくりとした変化をしているので、ＬＰＦ６４ｂを通過することで、ノイズ成分が充分除去された信号ｄ１となる。そして、信号ｄ´がキャリア再生回路６１にフィードバック（帰還）され位相補正が行われることで、信号ａにおけるδ分の位相ずれが補正され、信号ａは「ｓｉｎωｔ」に収束し、受信信号と同一周波数且つ同一位相のキャリア信号となる。そして、信号ｂは「ｃｏｓωｔ」となる。

続いて、検波回路５０ａにおける検波信号の生成について説明する。
キャリア抽出回路６０において、乗算器６３は、信号ｐと信号ｂとを乗算し、信号ｃとして出力する。従って、信号ｃは次式（４）で与えられる。

そして、信号ｃは、ＬＰＦ６４ａを通過することで高周波成分が遮断され、次式（５）で示す成分のみが信号ｄとして出力される。

そして、信号再生回路において、乗算器７１は、信号ｐと信号ａとを乗算し、信号ｅとして出力する。従って、信号ｅは次式（６）で与えられる。

信号ｅは、ＬＰＦ７２を通過することで高周波成分が遮断され、次式（７）で示す成分のみが信号ｆとして出力される。

そして、微分回路７３は、信号ｆを微分し、信号ｇとして出力する。従って、信号ｇは次式（８）で与えられる。

一方、微分回路７４ａは、信号ｄを微分し、信号ｉとして出力する。従って、信号ｉは次式（９）で与えられる。

また、割算器７５ａは、信号ｄを信号ｇで除算し、信号ｈとして出力する。従って、信号ｈは次式（１０）で与えられる。

そして、乗算器７６ａは、信号ｈと信号ｉとを乗算し、信号ｊとして出力する。従って、信号ｊは次式（１１）で与えられる。

その後、加算器７７ａは、信号ｆと信号ｊとを加算し、信号ｋとして出力する。従って、検波信号である信号ｋは次式（１２）で与えられる。

即ち、検波回路５０ａからは、受信希望信号のみの振幅を持つ信号が出力される。ここで、図１０に示したように、長波標準電波は２値の振幅とパルス幅によって電波に含まれるデータが判別されるため、信号ｋは受信希望信号の振幅Ａの１／２となっていても１／２の振幅として検知すれば良いため、特に問題はない。

＜効果＞
以上のように、第１実施形態では、時刻データを含む長波標準電波を受信する電波時計１００が備える検波回路５０ａにおいて、次のように検波がなされる。先ず、キャリア再生回路６１にて生成されたキャリア信号（信号ａ）の位相を９０度進めた信号ｂと、検波回路５０ａに入力された信号ｐとを乗算した信号が、ＬＰＦ６４ａを介して信号ｄとして出力される。また、信号ｐと信号ａとを乗算した信号ｅがＬＰＦ７２を介して信号ｆとして出力される。そして、信号ｆを微分した信号ｇで信号ｄを除算し、得られた信号ｈと信号ｄを微分した信号ｉとを乗算した信号ｊが出力される。その後、信号ｆと信号ｊとを加算した信号ｋが検波信号として出力される。即ち、キャリア信号（信号ａ）の位相を９０度進め、同期検波及び適切な処理を行うことでノイズ成分をキャンセルしている。このため、従来のようにフィルタでは除去しきれなかった受信周波数近傍のノイズを確実に除去することができる。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態を説明する。
上述した第１実施形態では、検波信号として出力される信号ｋは次式（１３ａ）で表現される。

第２実施形態では、この式（１３ａ）を変形して得られる次式（１３ｂ）を満たす検波回路を構成する。

即ち、第２実施形態は、上述した第１実施形態での検波回路５０ａ（図３参照）を、図４に示す検波回路５０ｂに置き換えたものである。そして、以下では、上述した第１実施形態と同一要素については同符合を付し、詳細な説明を省略する。

図４は、第２実施形態における検波回路５０ｂの回路構成を示すブロック図である。同図によれば、検波回路５０ｂは、キャリア抽出回路６０と、信号再生回路７０ｂと、を備えている。そして、信号再生回路７０ｂは、乗算器７１、７６ｂと、ＬＰＦ７２と、微分回路７３、７４ｂと、割算器７５ｂと、加算器７７ｂと、を有している。

微分回路７４ｂは、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄを時間について微分し、信号ｉ´として出力する。
割算器７５ｂは、微分回路７４ｂから入力された信号ｉ´を、微分回路７３から入力された信号ｇで除算し、信号ｈ´として出力する。
乗算器７６ｂは、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄと、割算器７５ｂから入力された信号ｈ´とを乗算し、信号ｊ´として出力する。

そして、加算器７７ｂは、ＬＰＦ７２から入力された信号ｆと、乗算器７６ｂから入力された信号ｊ´とを加算し、信号ｋ´として出力する。この信号ｋ´が、検波回路５０ｂの出力信号である検波信号となる。

続いて、検波回路５０ｂを構成する各回路の動作を、各信号の論理式を用いて説明する。
尚、信号ａ〜ｇについては第１実施形態と同様に与えられるため、ここでの説明は省略する。

微分回路７４ｂは、式（５）で与えられる信号ｄを微分し、信号ｉ´として出力する。従って、信号ｉ´は次式（１４）で与えられる。

そして、割算器７５ｂは、信号ｉ´を式（８）で与えられる信号ｇで除算し、信号ｈ´として出力する。従って、信号ｈ´は次式（１５）で与えられる。

次いで、乗算器７６ｂは、信号ｄと信号ｈ´とを乗算し、信号ｊ´として出力する。従って、信号ｊ´は次式（１６）で与えられる。

その後、加算器７７ｂは、式（７）で与えられる信号ｆと信号ｊ´とを加算し、信号ｋ´として出力する。従って、信号ｋ´は次式（１７）で与えられる。

この信号ｋ´は、勿論、第１実施形態において算出される信号ｋに等しい。

＜効果＞
以上のように、第２実施形態では、信号ｇを、信号ｄを微分した信号ｉ´で除算し、得られた信号ｈ´と信号ｄとを乗算した信号ｊ´を、信号ｆと加算している。即ち、第２実施形態２においても、上述した第１実施形態と同様に、キャリア信号の位相を９０度進め、同期検波及び適切な処理を行うことでノイズ成分をキャンセルしている。このため、従来のようにフィルタでは除去しきれなかった受信周波数近傍のノイズを確実に除去することができる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態を説明する。
第３実施形態では、上述した第１実施形態での検波回路５０ａにおける微分回路７３、７４ａを、移相回路７８、７９に替えて検波回路を構成する。即ち、第３実施形態は、上述した第１実施形態での検波回路５０ａ（図３参照）を、図５に示す検波回路５０ｃに置き換えたものである。そして、以下では、上述した第１、２実施形態と同一要素に付いては同符合を付し、詳細な説明を省略する。

図５は、第３実施形態における検波回路５０ｃの回路構成を示すブロック図である。
同図によれば、検波回路５０ｃは、キャリア抽出回路６０と、信号再生回路７０ｃとを備えている。そして、信号再生回路７０ｃは、乗算器７１と、ＬＰＦ７２と、移相回路７８、７９と、割算器７５ａと、乗算器７６ａと、加算器７７ａと、を有している。

移相回路７８は、ＬＰＦ７２から入力された信号ｆの位相を９０度変化させ、信号ｇとして出力する。
移相回路７９は、ＬＰＦ６４ａから入力された信号ｄの位相を９０度変化させ、信号ｉとして出力する。

上述した第１実施形態における微分回路７３、７４ａによる信号の微分は、信号の位相を９０度進ませることと同等である。このため、移相回路７８、７９から出力される信号は、それぞれ、微分回路７３、７４ａから出力される信号ｇ、ｉに等しくなる。

＜効果＞
以上のように、第３実施形態では、第１実施形態における微分回路７３、７４ａを、それぞれ、信号ｆの位相を例えば９０度進ませる（移相させる）移相回路７８、信号ｄの位相を９０度進ませる移相回路７９に替えている。つまり、三角関数の和で表現される信号の微分は、移相させることと同等であり、上述した第１、第２実施形態と同様に、キャリア信号（信号ａ）の位相を９０度進め、同期検波を行うことでノイズ成分をキャンセルしている。このため、従来のようにフィルタでは除去しきれなかった受信周波数近傍のノイズを確実に除去することができる。

尚、第３実施形態では、第１実施形態での検波回路５０ａ（図３参照）における微分回路７３、７４ａを移相回路に替えた場合について説明したが、第２実施形態での検波回路５０ｂ（図４参照）における微分回路７３、７４ｂを移相回路に替えても構わないのは勿論である。

［変形例］
尚、本発明の適用は上述した３つの実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

（１）検波回路の最終段にＬＰＦを設ける
上述した各実施形態において、検波回路５０ａ、５０ｂ、５０ｃの最終段、即ち信号再生回路７０ａ、７０ｂ、７０ｃの最終段、詳細には加算器７７ａ、７７ｂの後段にＬＰＦを設けても良い。
図６は、第１の実施形態における信号再生回路７０ａの最終段にＬＰＦ８１を設けた信号再生回路７０ｄを示している。この場合、ＬＰＦ８１により、加算器７７ａから出力される信号ｋに対して、所定の低域範囲の周波数が通過され、範囲以外の周波数成分が遮断された信号ｌが信号再生回路７０ｄから出力され、この信号ｌが検波信号として検波回路５０ｄから出力される。

（２）信号ｐにノイズ成分が含まれない場合への対応
また、検波回路５０ａ、５０ｂ、５０ｃに入力される信号ｐにノイズ成分が含まれていない、或いは十分小さい場合、式（８）で与えられる信号ｇが０（ゼロ）又は極めて小さくなるため、式（１０）で与えられる信号ｈが∞（無限大）或いは極めて大きく成り、その結果、検波回路から出力される検波信号が極めて大きくなることがある。そこで、この不都合を回避するために、検波回路を図７に示すように構成しても良い。

図７は、第１の実施形態における検波回路５０ａに、比較器９１とスイッチ回路９２とを設けた場合を示している。
比較器９１は、微分回路７３から入力された信号ｇのレベルと所定電圧Ｖとを比較し、その大小に応じてＬ信号又はＨ信号を出力する。即ち、例えば信号ｇのレベルが所定電圧Ｖより小さい場合にはＨ信号を出力し、これ以外の場合にはＬ信号を出力する。

スイッチ回路９２は、比較器９１から入力された信号に応じて、加算器７７ａから入力された信号ｋ又はＬＰＦ７２から入力された信号ｆを切り換えて出力する。即ち、例えば比較器９１からＬ信号が入力された場合には信号ｋを出力し、Ｈ信号が入力された場合は信号ｆに切り換えて出力する。

従って、信号ｇのレベルが所定電圧Ｖ以下の場合には、同期検波の信号である信号ｆが検波信号として検波回路７０ｅから出力され、信号ｇのレベルが所定電圧を超える場合には、加算器７７ａから出力された信号ｋが検波信号として出力される。

尚、上述した各実施形態の検波回路を構成する各回路をアナログ回路で構成しても良いし、デジタル回路で構成しても良い。また、各信号をデジタル信号とし、検波回路をＣＰＵやＤＳＰ等で構成して、ソフトウェア的に各構成回路の機能を実現することとしても良い。更に、これらの組み合わせであっても良い。

（３）電波受信装置１６２をストレート方式とする
上述した各実施形態では、電波受信装置１６２としてスーパーヘテロダイン方式を用いることとしたが、これを、ストレート方式としても良い。

図８は、ストレート方式の電波受信装置１６２ｂの回路構成を示す図である。尚、同図において、上述したスーパーヘテロダイン方式の電波受信装置１６２（図２参照）と同一要素については同符合を付してある。図８によれば、電波受信装置１６２ｂは、受信アンテナＡＮＴ１と、ＲＦ増幅回路１０と、フィルタ回路２０ａと、検波回路５０ａと、を備えて構成される。この場合、検波回路５０ａには、フィルタ回路２０ａから出力された信号ｐ´が入力される。

（４）中継器に適用
また、上述した各実施形態では、本発明を電波時計に適用した場合について説明したが、中継器に適用しても良い。中継器とは、例えば内部に電波が届き難い鉄骨住宅等の建物の窓際に設置され、長波標準電波を受信して正確な時刻情報を得て、この時刻情報を送信する装置である。そして、室内に設置された電波時計は、中継器から送信された時刻情報を受信して時刻修正を行う。

図９は、本発明を適用した中継器２００の内部構成を示すブロック図である。尚、同図において、上述した電波時計１００（図１参照）と同一の要素については同符合を付してある。図９によれば、中継器２００は、入力部１２０と、表示部１３０と、ＲＯＭ１４０と、ＲＡＭ１５０と、受信制御部１６０と、タイムコード生成部１７０と、計時回路部１８０と、発振回路部１８２と、送信部２１０と、を備えて構成される。

送信部２１０は、計時回路部１８０によって計時された現在時刻データに基づいて中継タイムコードを生成し、該中継タイムコードに搬送波を付加して中継電波とし、送信アンテナＡＮＴ２を介して送信する。この時の搬送波は、受信する長波標準電波と同一であっても良いし、中継電波として専用の電波であっても良い。長波標準電波と同一である場合には、室内等に設置される電波時計は通常の電波時計であって良い。また、中継電波として専用の電波である場合には、電波時計には当該電波を受信する手段が必要となる。

本発明を適用した電波時計の内部構成を示すブロック図。 電波受信装置の回路構成を示すブロック図。 第１実施形態における検波回路の回路構成を示すブロック図。 第２実施形態における検波回路の回路構成を示すブロック図。 第３実施形態における検波回路の回路構成を示すブロック図。 検波回路の変形例（１）。 検波回路の変形例（２）。 ストレート方式の電波受信装置の回路構成を示すブロック図。 本発明を適用した中継器の内部構成を示すブロック図。 タイムコードのフォーマット。

符号の説明

１００ 電波時計
１１０ ＣＰＵ
１２０ 入力部
１３０ 表示部
１４０ ＲＯＭ
１５０ ＲＡＭ
１６０ 受信制御部
１６２ 電波受信装置
ＡＮＴ１ 受信アンテナ
１０ ＲＦ増幅回路
２０ａ、２０ｂ、２０ｃ フィルタ回路
３０ 周波数変換回路
３２ 局部発振回路
４０ ＩＦ増幅回路
５０ａ、５０ｂ、５０ｃ、５０ｄ、５０ｅ 検波回路
６０ キャリア抽出回路
６１ キャリア再生回路
６２ 移相シフト器
６３ 乗算器
６４ａ、６４ｂ ＬＰＦ
７０ａ、７０ｂ、７０ｃ、７０ｄ、７０ｅ 信号再生回路
７１、７６ａ、７６ｂ 乗算器
７２ ＬＰＦ
７３、７４ａ、７４ｂ 微分回路
７５ａ、７５ｂ 割算器
７７ａ、７７ｂ 加算器
７８、７９ 移相回路
９１ 比較器
９２ スイッチ回路
８０ ＡＧＣ回路
１７０ タイムコード生成部
１８０ 計時回路部
１９０ 発振回路部
２００ 中継器
２１０ 送信部

Claims (8)

1. アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、このキャリア信号生成手段により生成されたキャリア信号と前記受信信号とに基づいて信号を再生する信号再生手段とを備えた電波受信装置において、
   前記キャリア信号生成手段は、前記キャリア信号の位相を９０度移相し、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段を有し、
   前記信号再生手段は、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された乗算信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段と、
   前記キャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段と、
   前記キャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号及び前記第２の微分手段によって出力された第２の微分信号のうちの一方の信号を前記第１の微分信号で除算し、この除算した信号と他方の信号とを乗算して被加算信号として出力する被加算信号生成手段と、
   前記乗算信号に前記被加算信号を加算して検波信号として出力する出力手段と、
   を有し、
   前記キャリア移相乗算手段は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記キャリア移相乗算信号を出力し、
   前記乗算手段は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記乗算信号を出力することを特徴とする電波受信装置。
2. 前記出力手段は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記検波信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電波受信装置。
3. 前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号と所定レベルとを比較する比較手段を更に備え、
   前記出力手段は、
   前記乗算手段によって出力された乗算信号と前記被加算信号生成手段によって出力された被加算信号とを加算し、この加算によって得られた信号と前記乗算信号とを前記比較手段による比較結果に応じて切り換える切換手段を有し、この切換手段により切り換えられた信号を前記検波信号として出力することを特徴とする請求項１に記載の電波受信装置。
4. 時刻データを含む標準電波を受信する請求項１に記載の電波受信装置を備え、
   この電波受信装置から出力される検波信号に基づいて標準タイムコードを生成するタイムコード生成手段と、
   現在時刻を計時する計時手段と、
   前記タイムコード生成手段により生成された標準タイムコードに基づいて、前記計時手段により計時された現在時刻データを修正する時刻修正手段と、
   を備えたことを特徴とする電波時計。
5. 時刻データを含む標準電波を受信する請求項１に記載の電波受信装置を備え、
   この電波受信装置から出力される検波信号に基づいて標準タイムコードを生成するタイムコード生成手段と、
   このタイムコード生成手段により生成された標準タイムコードを送信する送信手段と、
   を備えたことを特徴とする中継器。
6. 受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成回路と、このキャリア信号生成回路により生成されたキャリア信号と前記受信信号とに基づいて信号を再生する信号再生回路とから構成された検波回路において、
   前記キャリア信号生成回路は、前記キャリア信号の位相を９０度移相し、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算回路を有し、
   前記信号再生回路は、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算回路と、
   この乗算回路によって出力された乗算信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分回路と、
   前記キャリア移相乗算回路によって出力されたキャリア移相乗算信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分回路と、
   前記キャリア移相乗算回路によって出力されたキャリア移相乗算信号及び前記第２の微分回路によって出力された第２の微分信号のうちの一方の信号を前記第１の微分信号で除算し、この除算した信号と他方の信号とを乗算して被加算信号として出力する被加算信号生成回路と、
   前記乗算信号に前記被加算信号を加算して検波信号として出力する出力回路と、
   を有し、
   前記キャリア移相乗算回路は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記キャリア移相乗算信号を出力し、
   前記乗算回路は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記乗算信号を出力することを特徴とする検波回路。
7. 前記出力回路は、ローパスフィルタを有し、このローパスフィルタを介して前記検波信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の検波回路。
8. 前記第１の微分回路によって出力された第１の微分信号と所定レベルとを比較する比較回路を更に備え、
   前記出力回路は、
   前記乗算回路によって出力された乗算信号と前記被加算信号生成回路によって出力された被加算信号とを加算し、この加算によって得られた信号と前記乗算信号とを前記比較回路による比較結果に応じて切り換える切換回路を有し、この切換回路により切り換えられた信号を前記検波信号として出力することを特徴とする請求項６に記載の検波回路。

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