JP3875100B2 - 浮動電源を用いた出力段 - Google Patents
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Description
【０００１】
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、Ｄ級増幅器などの出力段に関する。Ｄ級増幅器は、接地に対して浮動の電源または他の任意の基準（ただし、電源ピンは除く）を含む。
【０００２】
（従来技術の説明）
米国特許第４，４２４，５５７号および米国特許第５，０２３，１５０号は、本発明に関連する文献であり、スイッチが２重になった方式の電力インバータを記載している。
Ｄ級増幅器は、効率が良く、高い電力信号を処理することができるため、音声電力増幅器などに望ましい。Ｄ級増幅器は効率が高いため、電源が小さく、またヒートシンクも小さくてすむ。
【０００３】
Ｄ級増幅器では典型的には、図１（従来技術）に示す出力段に類似する出力段を用いる。この出力段は電源ブロック１０１を含み、電源ブロック１０１は、正電圧Ｖ＋および負電圧Ｖ−を供給する２つの個々の電源１０８および１０９を含む。これらの電圧は典型的には同じ大きさであるが、極性は異なる。電源ブロック１０１は、接地を基準としている。出力も、接地を基準としている。一般的には、基準を接地にすることは、無線周波数の干渉を制御するのをより容易にし、またいくつかの取り付け状態によって必要とされるため、出力の基準を接地にするのが望ましい。また、バイポーラ（すなわち、プラスおよびマイナス）の出力を結合コンデンサを用いずに達成することも望まれている。これは、非常に大型のコンデンサを必要とする低周波での動作が必要とされている場合に特にあてはまる。
【０００４】
電源１０１は、正電圧および負電圧を供給する。スイッチ１０２は単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチであり、高速半導体デバイス（例えば、電界効果トランジスタ）から構築されることが多い。フィルタ１０３はローパスフィルタであり、音声帯域周波数を負荷１０５（例えば、スピーカまたは他の電力デバイス）に送ると共に、切換周波数を除去するように設計される。この切換周波数は典型的には、１００ｋＨｚ〜３ＭＨｚである。出力のデューティサイクルは、任意の所望の出力電圧に応じて変更される。
【０００５】
低周波で高振幅の信号を増幅する場合、電源１０８電源１０９との２つの電源の間でかなりの量のエネルギーがやり取りされる。図２は、これが発生する理由を示している。電源出力Ｖ＋およびＶ−が±６４ボルトに設定され、増幅器が４オームの負荷１０５に接続されていると仮定する。入力信号が＋３２ボルト出力を要求していると仮定する。簡潔にするため、スイッチは完全であり、オン抵抗が無く、オフ抵抗が無限であり、切換えを即時的に行うと仮定する。３２ボルトの出力を生成するために、１０２の切換え波形は、時間の７５％は正方向の位置となり、時間の２５％は負方向の位置となる。これをＶｓとして示す。
【０００６】
図２ｂは、ローパスフィルタ１０３のインダクタに流れる電流（本明細書中、単純なＬＣセクションとして示す）を示し、この電流をｉlとして示す。この電流の平均値は８アンペアである。この電流は、各サイクルにおいて特定のレベルで上昇または下降し、電流の波形の正確な特徴は、ローパスフィルタ１０３の設計をそのまま反映する。負荷１０５に送られる電力は、８アンペア＊３２ボルト（すなわち２５６ワット）である。電流波形およびその平均値はフィルタ特性によって変動するため、本明細書中において行われる解析値全てには、僅かな近似値化が為されている。しかしながら、実際の回路から得られる結果はこれらの近似値に極めて近く、上記の例は、増幅器の切換システムの構築に伴う技術的困難性を説明するために有用である。この図において、電流を線形の立ち上がりとして図示している。
【０００７】
図２ｃの波形は、時間の７５％にわたって電流を送達する正の電源によって送達される電流を示す。電流の送達が行われている間の平均送達量はやはり８アンペアであり、全体の平均値は６アンペアである。従って、電源によって送達される電力は、６アンペア＊６４ボルト（すなわち３８４ワット）である。負の電源も、電流を正方向に送達する。これを図２ｄに示す。平均電流は２アンペアであり、送達電力は２アンペア＊−６４ボルト（すなわち−１２８ワット）である。
【０００８】
図３は、図１の設計の場合の電力の流れを示す。この設計において発生するのは、正の電源から引き出される３８４ワットのうち、２５６ワットが負荷に送達され、残りの１２８ワットは、負の電源に戻る。電源はこれを考慮して設計されたものでなければならず、電源は、電流を後で用いることができるように電流をコンデンサ中に保管するか、その電流を熱として放散するか、またはその電流を他の電源に移動することのいずれかにより、電力の移動に対応できるものでなければならない。上記のうち、第１の解決法の場合、大型のコンデンサが必要となる（特に、低周波数を増幅する場合はそうである）。第２の解決法は機能的ではあるが、効率の向上というＤ級増幅器の設計思想に反する。第３の解決法の場合、さらに回路が必要となり、コストおよび複雑性が増す。
【０００９】
図４（従来技術）は、電界効果トランジスタを用いたＳＰＤＴスイッチの実施の一例を示す。トランジスタ４０１および４０２はＦＥＴであり、ダイオード４０３および４０４は、切換期間の間にトランジスタを保護するキャッチダイオードであり、回路４０５および４０６は、切換の間に波形を制御するスナブ（ｓｎｕｂｂｉｎｇ）ネットワークである。変圧器４００は、その出力が相補的に結線されており、トランジスタのうち１つをいつでもオンにすることを確実にし、ゲートの駆動を提供する。他の公知の設計において、スイッチは、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲートのバイポーラトランジスタまたは他のデバイスであってもよい。この駆動は、他の変圧器の構成、レベルシフタ、または光学カプラから得ることが可能である。当業者であれば、切換ユニットの多くの他の実施を考案することができる。
【００１０】
自身の電源への要件が小さく、大型の減結合コンデンサを不要とし、かつ、接地基準出力と機能するような、Ｄ級増幅器などのための出力段が必要とされている。
【００１１】
（発明の要旨）
本発明の目的は、Ｄ級増幅器などのための出力段を提供することである。上記出力段は、自身の電源への要件が小さく、大型の減結合コンデンサを不要とし、かつ、接地基準出力と機能する。
【００１２】
本発明による切換出力段は、第１のラインにおいて相対的に正の出力電圧ＶＰを提供し、第２のラインにおいて相対的に負の出力電圧ＶＭを提供する浮動電源と、第１の単極と、上記第１のラインおよび上記第２のラインにわたって接続された双投スイッチと、第２の単極と、上記第１のラインおよび上記第２のラインに接続された双投スイッチと、上記第２のスイッチの出力に接続されたローパスフィルタと、上記ローパスフィルタの出力を負荷に接続する手段とを含む。
【００１３】
上記第１のスイッチは接地と接続し、上記第１のラインに対する位置Ａと、上記第２のラインに対する位置Ｂとの間の切り換えを行い、上記第２のスイッチは上記ローパスフィルタに接続し、上記第１のラインに対する位置Ｃと、上記第２のラインに対する位置Ｄとの間の切り換えを行う。従って、上記ローパスフィルタへの入力は、３つの値ＶＰ、ＶＭおよび０をとり得る。上記フィルタへの上記入力ＶＰは、上記第１のスイッチをＶＭに切り換え、上記第２のスイッチをＶＰに切り換えることにより達成され、上記フィルタへの上記入力ＶＭは、上記第１のスイッチをＶＰに切り換え、上記第２のスイッチをＶＭに切り換えることにより、達成される。請求項３の出力段において、上記フィルタへの上記入力０は、２つの方法（すなわち、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをＶＰに切り換えるか、または、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをＶＭに切り換えることのいずれか）により達成される。
【００１４】
切り換えの遷移の順序は、以下の遷移を含む。
【００１５】
ＡＣ→（ＢＣまたはＡＤ）→ＢＤ→（ＢＣまたはＡＤ）→ＡＣ。また、切り換え遷移の順序は、以下の遷移も含む：すなわち、ＡＣ−＞ＢＤおよびＢＤ→ＡＣ。０は、ＡＣおよびＢＤが各サイクルごとに交互に選択されることを示す。
【００１６】
上記出力段は、記第１のスイッチに接続された電流を感知する回路も含む。この回路は、上記第１のスイッチと接地との間で接続された抵抗器を含み、上記感知された電流に基づいて、出力制御信号を提供する。
【００１７】
パルス波変調器（ＰＷＭ）段は、上記出力制御信号に応答して、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチを制御する。
【００１８】
本発明による増幅器は、２つ（またはそれ以上の）音声信号チャンネルを受信する手段と、各受信された音声チャンネルに応答して一連のパルスを生成する２つのＰＷＭと、各ＰＷＭに接続された上述したような出力段と、各出力段の出力を負荷に接続する手段とを含む。
【００１９】
（好適な実施形態の詳細な説明）
図５は、本発明による出力段５０８の好適な実施形態を示すブロック図である。浮動電源５００は、正の端子Ｖｐおよび負の端子Ｖｍにより、１つの出力を提供する。スイッチ５０１は、電流感知抵抗器５１０を通じて、電源の一方の端子または他方の端子を接地する。第２のスイッチ５０２の共通端子は、ローパスフィルタ５０３への入力である。スイッチ５０１および５０２は、制御信号５１４を介してＰＷＭブロック５１２によって制御される。電流感知ブロック５０６および電流感知抵抗器５１０はオプションであるが、負荷電流のモニタリングのために用いるのが望ましい。
【００２０】
出力段５０８は、単一の浮動出力電源５００を含む（出力あたりに１つの電源が用いられる）。この電源の端子のいずれも、接地を基準とせず、また、他の電源ピン以外の任意の信号も基準としない。これらの２つのＳＰＤＴスイッチ５０１および５０２は、従来技術の場合と同様に設計される。５０１がＡの位置にある場合、電源は、ｖｍから負の電圧を供給し得る。５０１がＢの位置にある場合、電源は、正の電圧のみを供給し得る。スイッチ５０２は、ＶｍまたはＶｐをローパスフィルタ５０３に接続する。以下の一覧に示すスイッチの組み合わせを用いると、以下のような結果が得られる。
５０１ ５０３ Ｖｏｕｔ
Ａ Ｃ ０
Ｂ Ｃ 正の電圧
Ａ Ｄ 負の電圧
Ｂ Ｄ ０
負および正のどちらの場合においても、出力の大きさは、電源の電圧に等しい。
【００２１】
全てのエネルギーは電源５００によって供給されるため、電流を再循環、格納または放散させる必要は無い。加えて、３種類の出力状態が可能となるため効率が向上し、忠実度も向上させることが可能である。これは、フィルタによる除去が必要な高周波エネルギーが少なく、切り換えによるスイッチへの放散が小さく、また、従来技術と比較して、全電圧の半分にしか切換えが行われないためである。−１００ボルト〜＋１００ボルトの出力が所望される場合、単一の１００ボルトの電源のみが必要となり、切換え対象となるのは１００ボルトのみである。従来技術の場合、＋１００ボルトの電源および−１００ボルトの電源両方が必要であり、スイッチは２００ボルトで動作することとなる。
【００２２】
本発明によるこの回路を用いれば、複雑な切換えシステムを用いなくても、出力のいずれの極性も、単一の電源から得ることが可能である。
【００２３】
図５のシステムのさらなる利点は、負荷電流ｉLをモニタリングする方法が簡単である点である。負荷に流れる電流の種類が分かることが所望されている。増幅器の出力が短絡すると、電流の感知によって、増幅器が自身を自己破壊の可能性または安全性の問題から（信号５１３を介して）保護することが可能になる。感知電流を用いて、負荷の状態のモニタリングおよび負荷への過駆動の保護を行うことも可能である。従来技術の設計の場合、電流感知回路を挿入するのは困難であるため、任意の抵抗器を浮動させるか、または、複数の抵抗器を用いる必要が出てくる。浮動電源の場合、抵抗器５１０は、接地を基準とする。接地を基準とする信号の性質によって電圧を容易に増幅することができるため、極めて少量の抵抗を用いることが可能である。抵抗が小さいと、増幅器の効率への影響が最小になるため、抵抗は小さい方が望ましい。電流感知抵抗器を接地に戻すと、通常の回路結線の抵抗を抵抗器として用いることでさえも可能となる。電流感知回路５０６（例えば、抵抗器およびオペアンプ、インダクタ、ならびにコンデンサを並列に含む回路）は、感知抵抗器５１０にわたる少量の電圧を増幅し、制御回路は、増幅器または負荷を保護するような様式で制御信号を改変することができる。
【００２４】
この電流感知機能によって可能になる機能の一例としては、電流が長期間にわたって高すぎる場合は負荷そのものが損傷を受け得る。この場合、ブロック５１２中の制御回路は、信号５１３に応じて当該負荷を保護するような様式で増幅対象の信号のレベルを低下させることができる。
【００２５】
同様に、この電流感知機能は、増幅器そのものを保護することもできる。電流が超過するたびに、パルス幅が低減される。出力が短絡すると、例えば、電流は、制御フィードバックによって設定された最大レベルまで成長し、その後、パルス幅が低減されるため、電流は安全な値に制限される。
【００２６】
図６は、図５の電源５００の１つの可能な実施６００を示すブロック図である。３５０ボルトの主要電源６０２は、電力入力（例えば、１２０ＶＡＣからの倍電圧器、または２４０ＶＡＣ主要部からのブリッジ整流器およびコンデンサ）に接続される。この技術は、切換え電源の設計の分野の当業者にとって周知である。１つの浮動電源６００は、概して各出力に必要となる。図７は、２つの出力電源の構成の実施のブロック図である。この回路の大部分は、チャンネル間で共有され得る。変圧器を共有すること（図示せず）も可能であり、複数の二次巻線が、複数の出力に用いられる。
【００２７】
スイッチ６０４、変圧器６０６、整流器６０８および出力コンデンサ６１０は、浮動電源を含み、これらの構成要素は、各チャンネルについて同一でなければならない。
【００２８】
図８は、図５のスイッチの好適な状態遷移を示す状態図である。２つの異なるスイッチ設定が、０出力状態、ＡＣおよびＢＤを生成する。好適な実施形態において、これらの２つの状態の両方を用いる。システムが状態ＡＣから開始した場合、次の状態は、正の出力の場合はＢＣ、負の出力の場合はＡＤ、出力が０にとどまる場合はＢＤである。正または負のパルスが生成された場合、状態は、０出力の場合はＢＤに戻る。次のサイクルにおいて、経路は、正の出力の場合はＢＤからＢＣとなり、負の出力の場合はＡＤとなり、０出力の場合はＡＣとなり、最後は、ＡＣに戻る。このようにして、各スイッチは、各対のサイクルにおいて１回フリップされる。このようにしてスイッチを一貫して用いると、切り換え遷移速度が一定になるため、切換えに起因するひずみが最小化される。
【００２９】
図９は、所望の出力のために図８の状態図を適用した場合の図５のスイッチの位置をプロットしたものである。図９は、その結果得られた、ＰＷＭ出力の５サイクルの波形であり、サイクルは、大きく正、小さく正、０、小さく負、そして大きく負となっている。理解されるように、スイッチは一定の速度で動作し、速度の変動は、当該速度内の位相（タイミング）によって制御される。
【００３０】
図１０および図１１は、図５の出力段からの一定の３２Ｖの出力の様々な波形を示す一連のプロットである。図１０は、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流ｉL、およびスイッチ５０１および５０２の状態を示す。図１１は、スイッチおよびｉvにおける電流、電源５００から得られる電流を示す。完全なスイッチについて、２５６ワットが浮動電源によって提供され、２５６ワットが負荷に送達される。
【００３１】
図１２は、本発明を用いて構築されたステレオ増幅器を示し、２つの出力段５０８が主要電源１２０２によって電力供給され、２つのパルス幅変調制御器５１２が、２つの一連のスイッチ５０１、５０２およびフィルタ５０３を介する負荷１０５への２つの出力部を制御する。ここでも、２つの出力部は別個であり、電源を含む。出力チャンネルがもっと多数である場合、各出力についてこれらの構成要素が必要になる。
【００３２】
当該分野の当業者であれば、この設計には多くの改変を為すことが可能であるが、そのような改変物は、上述した浮動電源およびスイッチの組み合わせの類似物を用いた出力段の模倣に他ならないことを理解する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１（従来技術）は、電源ブロックおよびフィルタブロックを含む従来のＤ級出力段を示すブロック図である。
【図２ａ】 図２ａ（従来技術）は、図１の出力段のフィルタに提供される電圧を示すプロットである。
【図２ｂ】 図２ｂ（従来技術）は、図１の出力段のフィルタに流れる電流を示すプロットである。
【図２ｃ】 図２ｃ（従来技術）は、図１の電源ブロックの正の電源によって送達される電流を示すプロットである。
【図２ｄ】 図２ｄ（従来技術）は、図１の電源ブロックの負の電源によって送達される電流を示すプロットである。
【図３】 図３は、図１の設計の電力流れを示す。
【図４】 図４（従来技術）は、図１のＳＰＤＴスイッチの実施の一例を示すブロック図である。
【図５】 図５は、本発明による出力段の好適な実施形態を示すブロック図である。
【図６】 図６は、図５の電源の実施の一例を示すブロック図である。
【図７】 図７は、２つの出力電源の構成の実施のブロック図である。
【図８】 図８は、図５のスイッチの好適な状態遷移を示す状態図である。
【図９】 図９は、所望の出力のために図８の状態図を適用した場合の図５のスイッチの位置をプロットしたものである。
【図１０】 図１０は、図５の出力段からの一定の３２Ｖ出力の様々な波形を示す一連のプロットである。
【図１１】 図１１は、図５の出力段からの一定の３２Ｖ出力の様々な波形を示す一連のプロットである。
【図１２】 図１２は、本発明による２つの出力段を用いたステレオ増幅器を示すブロック図である。
（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は、Ｄ級増幅器などの出力段に関する。Ｄ級増幅器は、接地に対して浮動の電源または他の任意の基準（ただし、電源ピンは除く）を含む。
【０００２】
（従来技術の説明）
米国特許第４，４２４，５５７号および米国特許第５，０２３，１５０号は、本発明に関連する文献であり、スイッチが２重になった方式の電力インバータを記載している。
Ｄ級増幅器は、効率が良く、高い電力信号を処理することができるため、音声電力増幅器などに望ましい。Ｄ級増幅器は効率が高いため、電源が小さく、またヒートシンクも小さくてすむ。
【０００３】
Ｄ級増幅器では典型的には、図１（従来技術）に示す出力段に類似する出力段を用いる。この出力段は電源ブロック１０１を含み、電源ブロック１０１は、正電圧Ｖ＋および負電圧Ｖ−を供給する２つの個々の電源１０８および１０９を含む。これらの電圧は典型的には同じ大きさであるが、極性は異なる。電源ブロック１０１は、接地を基準としている。出力も、接地を基準としている。一般的には、基準を接地にすることは、無線周波数の干渉を制御するのをより容易にし、またいくつかの取り付け状態によって必要とされるため、出力の基準を接地にするのが望ましい。また、バイポーラ（すなわち、プラスおよびマイナス）の出力を結合コンデンサを用いずに達成することも望まれている。これは、非常に大型のコンデンサを必要とする低周波での動作が必要とされている場合に特にあてはまる。
【０００４】
電源１０１は、正電圧および負電圧を供給する。スイッチ１０２は単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチであり、高速半導体デバイス（例えば、電界効果トランジスタ）から構築されることが多い。フィルタ１０３はローパスフィルタであり、音声帯域周波数を負荷１０５（例えば、スピーカまたは他の電力デバイス）に送ると共に、切換周波数を除去するように設計される。この切換周波数は典型的には、１００ｋＨｚ〜３ＭＨｚである。出力のデューティサイクルは、任意の所望の出力電圧に応じて変更される。
【０００５】
低周波で高振幅の信号を増幅する場合、電源１０８電源１０９との２つの電源の間でかなりの量のエネルギーがやり取りされる。図２は、これが発生する理由を示している。電源出力Ｖ＋およびＶ−が±６４ボルトに設定され、増幅器が４オームの負荷１０５に接続されていると仮定する。入力信号が＋３２ボルト出力を要求していると仮定する。簡潔にするため、スイッチは完全であり、オン抵抗が無く、オフ抵抗が無限であり、切換えを即時的に行うと仮定する。３２ボルトの出力を生成するために、１０２の切換え波形は、時間の７５％は正方向の位置となり、時間の２５％は負方向の位置となる。これをＶｓとして示す。
【０００６】
図２ｂは、ローパスフィルタ１０３のインダクタに流れる電流（本明細書中、単純なＬＣセクションとして示す）を示し、この電流をｉlとして示す。この電流の平均値は８アンペアである。この電流は、各サイクルにおいて特定のレベルで上昇または下降し、電流の波形の正確な特徴は、ローパスフィルタ１０３の設計をそのまま反映する。負荷１０５に送られる電力は、８アンペア＊３２ボルト（すなわち２５６ワット）である。電流波形およびその平均値はフィルタ特性によって変動するため、本明細書中において行われる解析値全てには、僅かな近似値化が為されている。しかしながら、実際の回路から得られる結果はこれらの近似値に極めて近く、上記の例は、増幅器の切換システムの構築に伴う技術的困難性を説明するために有用である。この図において、電流を線形の立ち上がりとして図示している。
【０００７】
図２ｃの波形は、時間の７５％にわたって電流を送達する正の電源によって送達される電流を示す。電流の送達が行われている間の平均送達量はやはり８アンペアであり、全体の平均値は６アンペアである。従って、電源によって送達される電力は、６アンペア＊６４ボルト（すなわち３８４ワット）である。負の電源も、電流を正方向に送達する。これを図２ｄに示す。平均電流は２アンペアであり、送達電力は２アンペア＊−６４ボルト（すなわち−１２８ワット）である。
【０００８】
図３は、図１の設計の場合の電力の流れを示す。この設計において発生するのは、正の電源から引き出される３８４ワットのうち、２５６ワットが負荷に送達され、残りの１２８ワットは、負の電源に戻る。電源はこれを考慮して設計されたものでなければならず、電源は、電流を後で用いることができるように電流をコンデンサ中に保管するか、その電流を熱として放散するか、またはその電流を他の電源に移動することのいずれかにより、電力の移動に対応できるものでなければならない。上記のうち、第１の解決法の場合、大型のコンデンサが必要となる（特に、低周波数を増幅する場合はそうである）。第２の解決法は機能的ではあるが、効率の向上というＤ級増幅器の設計思想に反する。第３の解決法の場合、さらに回路が必要となり、コストおよび複雑性が増す。
【０００９】
図４（従来技術）は、電界効果トランジスタを用いたＳＰＤＴスイッチの実施の一例を示す。トランジスタ４０１および４０２はＦＥＴであり、ダイオード４０３および４０４は、切換期間の間にトランジスタを保護するキャッチダイオードであり、回路４０５および４０６は、切換の間に波形を制御するスナブ（ｓｎｕｂｂｉｎｇ）ネットワークである。変圧器４００は、その出力が相補的に結線されており、トランジスタのうち１つをいつでもオンにすることを確実にし、ゲートの駆動を提供する。他の公知の設計において、スイッチは、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲートのバイポーラトランジスタまたは他のデバイスであってもよい。この駆動は、他の変圧器の構成、レベルシフタ、または光学カプラから得ることが可能である。当業者であれば、切換ユニットの多くの他の実施を考案することができる。
【００１０】
自身の電源への要件が小さく、大型の減結合コンデンサを不要とし、かつ、接地基準出力と機能するような、Ｄ級増幅器などのための出力段が必要とされている。
【００１１】
（発明の要旨）
本発明の目的は、Ｄ級増幅器などのための出力段を提供することである。上記出力段は、自身の電源への要件が小さく、大型の減結合コンデンサを不要とし、かつ、接地基準出力と機能する。
【００１２】
本発明による切換出力段は、第１のラインにおいて相対的に正の出力電圧ＶＰを提供し、第２のラインにおいて相対的に負の出力電圧ＶＭを提供する浮動電源と、第１の単極と、上記第１のラインおよび上記第２のラインにわたって接続された双投スイッチと、第２の単極と、上記第１のラインおよび上記第２のラインに接続された双投スイッチと、上記第２のスイッチの出力に接続されたローパスフィルタと、上記ローパスフィルタの出力を負荷に接続する手段とを含む。
【００１３】
上記第１のスイッチは接地と接続し、上記第１のラインに対する位置Ａと、上記第２のラインに対する位置Ｂとの間の切り換えを行い、上記第２のスイッチは上記ローパスフィルタに接続し、上記第１のラインに対する位置Ｃと、上記第２のラインに対する位置Ｄとの間の切り換えを行う。従って、上記ローパスフィルタへの入力は、３つの値ＶＰ、ＶＭおよび０をとり得る。上記フィルタへの上記入力ＶＰは、上記第１のスイッチをＶＭに切り換え、上記第２のスイッチをＶＰに切り換えることにより達成され、上記フィルタへの上記入力ＶＭは、上記第１のスイッチをＶＰに切り換え、上記第２のスイッチをＶＭに切り換えることにより、達成される。請求項３の出力段において、上記フィルタへの上記入力０は、２つの方法（すなわち、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをＶＰに切り換えるか、または、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチをＶＭに切り換えることのいずれか）により達成される。
【００１４】
切り換えの遷移の順序は、以下の遷移を含む。
【００１５】
ＡＣ→（ＢＣまたはＡＤ）→ＢＤ→（ＢＣまたはＡＤ）→ＡＣ。また、切り換え遷移の順序は、以下の遷移も含む：すなわち、ＡＣ−＞ＢＤおよびＢＤ→ＡＣ。０は、ＡＣおよびＢＤが各サイクルごとに交互に選択されることを示す。
【００１６】
上記出力段は、記第１のスイッチに接続された電流を感知する回路も含む。この回路は、上記第１のスイッチと接地との間で接続された抵抗器を含み、上記感知された電流に基づいて、出力制御信号を提供する。
【００１７】
パルス波変調器（ＰＷＭ）段は、上記出力制御信号に応答して、上記第１のスイッチおよび上記第２のスイッチを制御する。
【００１８】
本発明による増幅器は、２つ（またはそれ以上の）音声信号チャンネルを受信する手段と、各受信された音声チャンネルに応答して一連のパルスを生成する２つのＰＷＭと、各ＰＷＭに接続された上述したような出力段と、各出力段の出力を負荷に接続する手段とを含む。
【００１９】
（好適な実施形態の詳細な説明）
図５は、本発明による出力段５０８の好適な実施形態を示すブロック図である。浮動電源５００は、正の端子Ｖｐおよび負の端子Ｖｍにより、１つの出力を提供する。スイッチ５０１は、電流感知抵抗器５１０を通じて、電源の一方の端子または他方の端子を接地する。第２のスイッチ５０２の共通端子は、ローパスフィルタ５０３への入力である。スイッチ５０１および５０２は、制御信号５１４を介してＰＷＭブロック５１２によって制御される。電流感知ブロック５０６および電流感知抵抗器５１０はオプションであるが、負荷電流のモニタリングのために用いるのが望ましい。
【００２０】
出力段５０８は、単一の浮動出力電源５００を含む（出力あたりに１つの電源が用いられる）。この電源の端子のいずれも、接地を基準とせず、また、他の電源ピン以外の任意の信号も基準としない。これらの２つのＳＰＤＴスイッチ５０１および５０２は、従来技術の場合と同様に設計される。５０１がＡの位置にある場合、電源は、ｖｍから負の電圧を供給し得る。５０１がＢの位置にある場合、電源は、正の電圧のみを供給し得る。スイッチ５０２は、ＶｍまたはＶｐをローパスフィルタ５０３に接続する。以下の一覧に示すスイッチの組み合わせを用いると、以下のような結果が得られる。
５０１ ５０３ Ｖｏｕｔ
Ａ Ｃ ０
Ｂ Ｃ 正の電圧
Ａ Ｄ 負の電圧
Ｂ Ｄ ０
負および正のどちらの場合においても、出力の大きさは、電源の電圧に等しい。
【００２１】
全てのエネルギーは電源５００によって供給されるため、電流を再循環、格納または放散させる必要は無い。加えて、３種類の出力状態が可能となるため効率が向上し、忠実度も向上させることが可能である。これは、フィルタによる除去が必要な高周波エネルギーが少なく、切り換えによるスイッチへの放散が小さく、また、従来技術と比較して、全電圧の半分にしか切換えが行われないためである。−１００ボルト〜＋１００ボルトの出力が所望される場合、単一の１００ボルトの電源のみが必要となり、切換え対象となるのは１００ボルトのみである。従来技術の場合、＋１００ボルトの電源および−１００ボルトの電源両方が必要であり、スイッチは２００ボルトで動作することとなる。
【００２２】
本発明によるこの回路を用いれば、複雑な切換えシステムを用いなくても、出力のいずれの極性も、単一の電源から得ることが可能である。
【００２３】
図５のシステムのさらなる利点は、負荷電流ｉLをモニタリングする方法が簡単である点である。負荷に流れる電流の種類が分かることが所望されている。増幅器の出力が短絡すると、電流の感知によって、増幅器が自身を自己破壊の可能性または安全性の問題から（信号５１３を介して）保護することが可能になる。感知電流を用いて、負荷の状態のモニタリングおよび負荷への過駆動の保護を行うことも可能である。従来技術の設計の場合、電流感知回路を挿入するのは困難であるため、任意の抵抗器を浮動させるか、または、複数の抵抗器を用いる必要が出てくる。浮動電源の場合、抵抗器５１０は、接地を基準とする。接地を基準とする信号の性質によって電圧を容易に増幅することができるため、極めて少量の抵抗を用いることが可能である。抵抗が小さいと、増幅器の効率への影響が最小になるため、抵抗は小さい方が望ましい。電流感知抵抗器を接地に戻すと、通常の回路結線の抵抗を抵抗器として用いることでさえも可能となる。電流感知回路５０６（例えば、抵抗器およびオペアンプ、インダクタ、ならびにコンデンサを並列に含む回路）は、感知抵抗器５１０にわたる少量の電圧を増幅し、制御回路は、増幅器または負荷を保護するような様式で制御信号を改変することができる。
【００２４】
この電流感知機能によって可能になる機能の一例としては、電流が長期間にわたって高すぎる場合は負荷そのものが損傷を受け得る。この場合、ブロック５１２中の制御回路は、信号５１３に応じて当該負荷を保護するような様式で増幅対象の信号のレベルを低下させることができる。
【００２５】
同様に、この電流感知機能は、増幅器そのものを保護することもできる。電流が超過するたびに、パルス幅が低減される。出力が短絡すると、例えば、電流は、制御フィードバックによって設定された最大レベルまで成長し、その後、パルス幅が低減されるため、電流は安全な値に制限される。
【００２６】
図６は、図５の電源５００の１つの可能な実施６００を示すブロック図である。３５０ボルトの主要電源６０２は、電力入力（例えば、１２０ＶＡＣからの倍電圧器、または２４０ＶＡＣ主要部からのブリッジ整流器およびコンデンサ）に接続される。この技術は、切換え電源の設計の分野の当業者にとって周知である。１つの浮動電源６００は、概して各出力に必要となる。図７は、２つの出力電源の構成の実施のブロック図である。この回路の大部分は、チャンネル間で共有され得る。変圧器を共有すること（図示せず）も可能であり、複数の二次巻線が、複数の出力に用いられる。
【００２７】
スイッチ６０４、変圧器６０６、整流器６０８および出力コンデンサ６１０は、浮動電源を含み、これらの構成要素は、各チャンネルについて同一でなければならない。
【００２８】
図８は、図５のスイッチの好適な状態遷移を示す状態図である。２つの異なるスイッチ設定が、０出力状態、ＡＣおよびＢＤを生成する。好適な実施形態において、これらの２つの状態の両方を用いる。システムが状態ＡＣから開始した場合、次の状態は、正の出力の場合はＢＣ、負の出力の場合はＡＤ、出力が０にとどまる場合はＢＤである。正または負のパルスが生成された場合、状態は、０出力の場合はＢＤに戻る。次のサイクルにおいて、経路は、正の出力の場合はＢＤからＢＣとなり、負の出力の場合はＡＤとなり、０出力の場合はＡＣとなり、最後は、ＡＣに戻る。このようにして、各スイッチは、各対のサイクルにおいて１回フリップされる。このようにしてスイッチを一貫して用いると、切り換え遷移速度が一定になるため、切換えに起因するひずみが最小化される。
【００２９】
図９は、所望の出力のために図８の状態図を適用した場合の図５のスイッチの位置をプロットしたものである。図９は、その結果得られた、ＰＷＭ出力の５サイクルの波形であり、サイクルは、大きく正、小さく正、０、小さく負、そして大きく負となっている。理解されるように、スイッチは一定の速度で動作し、速度の変動は、当該速度内の位相（タイミング）によって制御される。
【００３０】
図１０および図１１は、図５の出力段からの一定の３２Ｖの出力の様々な波形を示す一連のプロットである。図１０は、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流ｉL、およびスイッチ５０１および５０２の状態を示す。図１１は、スイッチおよびｉvにおける電流、電源５００から得られる電流を示す。完全なスイッチについて、２５６ワットが浮動電源によって提供され、２５６ワットが負荷に送達される。
【００３１】
図１２は、本発明を用いて構築されたステレオ増幅器を示し、２つの出力段５０８が主要電源１２０２によって電力供給され、２つのパルス幅変調制御器５１２が、２つの一連のスイッチ５０１、５０２およびフィルタ５０３を介する負荷１０５への２つの出力部を制御する。ここでも、２つの出力部は別個であり、電源を含む。出力チャンネルがもっと多数である場合、各出力についてこれらの構成要素が必要になる。
【００３２】
当該分野の当業者であれば、この設計には多くの改変を為すことが可能であるが、そのような改変物は、上述した浮動電源およびスイッチの組み合わせの類似物を用いた出力段の模倣に他ならないことを理解する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１（従来技術）は、電源ブロックおよびフィルタブロックを含む従来のＤ級出力段を示すブロック図である。
【図２ａ】 図２ａ（従来技術）は、図１の出力段のフィルタに提供される電圧を示すプロットである。
【図２ｂ】 図２ｂ（従来技術）は、図１の出力段のフィルタに流れる電流を示すプロットである。
【図２ｃ】 図２ｃ（従来技術）は、図１の電源ブロックの正の電源によって送達される電流を示すプロットである。
【図２ｄ】 図２ｄ（従来技術）は、図１の電源ブロックの負の電源によって送達される電流を示すプロットである。
【図３】 図３は、図１の設計の電力流れを示す。
【図４】 図４（従来技術）は、図１のＳＰＤＴスイッチの実施の一例を示すブロック図である。
【図５】 図５は、本発明による出力段の好適な実施形態を示すブロック図である。
【図６】 図６は、図５の電源の実施の一例を示すブロック図である。
【図７】 図７は、２つの出力電源の構成の実施のブロック図である。
【図８】 図８は、図５のスイッチの好適な状態遷移を示す状態図である。
【図９】 図９は、所望の出力のために図８の状態図を適用した場合の図５のスイッチの位置をプロットしたものである。
【図１０】 図１０は、図５の出力段からの一定の３２Ｖ出力の様々な波形を示す一連のプロットである。
【図１１】 図１１は、図５の出力段からの一定の３２Ｖ出力の様々な波形を示す一連のプロットである。
【図１２】 図１２は、本発明による２つの出力段を用いたステレオ増幅器を示すブロック図である。
Claims (14)
- 第１のラインにおいて相対的に正の出力電圧ＶＰを提供し、第２のラインにおいて相対的に負の出力電圧ＶＭを提供する浮動電源と、
該第１のラインおよび該第２のラインに接続された第１のスイッチと、
該第１のラインおよび該第２のラインに接続された第２のスイッチと、
該第２のスイッチの出力に接続されたローパスフィルタと、
該ローパスフィルタの出力を正の負荷端子に接続する手段と、
負の負荷端子を接地接続する手段と
を備え、
該第１のスイッチは、接地接続される共通端子を有し、かつ、該第１のラインが接地接続される第１の位置と、該第２のラインが接地接続される第２の位置との間で切換えを行い、該第２のスイッチは、該ローパスフィルタに接続される共通端子を有し、かつ、該第１のラインが該ローパスフィルタに接続される第１の位置と、該第２のラインが該ローパスフィルタに接続される第２の位置との間で切換えを行い、これにより、該第１のスイッチが第２の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第１の位置にある場合には、負荷にかかる電圧が正であり、該第１のスイッチが第１の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第２の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が負であり、該第１のスイッチが第１の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第１の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が０にクランプされ、該正の負荷端子および該負の負荷端子がＶＰに接続され、該第１のスイッチが第２の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第２の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が０にクランプされ、該正の負荷端子および該負の負荷端子がＶＭに接続され、
切換え遷移の順序は、
該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることの次に、（ｉ）該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあること、または、（ｉｉ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置あることのいずれかが続く、という遷移と、
その次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることが続く、という遷移と、
その次に、（ｉ）該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置あること、または、（ｉｉ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることのいずれかが続く、という遷移と、
その次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることが続く、という遷移と
を含む、切換え出力段。 - 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのそれぞれは、単極双投スイッチである、請求項１に記載の出力段。
- 前記切り換え遷移の順序は、
前記第２のスイッチが第１の位置にある間、前記第１のスイッチが第１の位置にあることの次に、該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることが続く、という遷移と、
該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることの次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることが続く、という遷移と
をさらに含む、請求項１の出力段。 - （ａ）前記第２のスイッチが第１の位置にある間、前記第１のスイッチが第１の位置にあることと、
（ｂ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることとが、１サイクルごとに交互に選択される、請求項３の出力段。 - 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを制御する手段を含むＰＷＭ段をさらに備え、かつ、電流を感知する手段からの出力制御信号を感知する手段をさらに備え、該スイッチを制御する手段は、前記出力制御信号に応答する、請求項１の出力段。
- ２つの音声信号チャンネルを受信する手段と、
各受信された音声チャンネルに応答して一連のパルスを生成する２つのＰＷＭと、
各ＰＷＭに接続された出力段と、
各出力段の出力を負荷に接続する手段と
を備え、
各出力段は、
第１のラインにおいて相対的に正の出力電圧ＶＰを提供し、第２のラインにおいて相対的に負の出力電圧ＶＭを提供する浮動電源と、
該第１のラインおよび該第２のラインに接続された第１のスイッチであって、該一連のパルスに応答する第１のスイッチと、
該第１のラインおよび該第２のラインに接続された第２のスイッチであって、該一連のパルスに応答する第２のスイッチと、
該第２のスイッチの出力に接続されたローパスフィルタと
を含み、
該第１のスイッチは、接地接続される共通端子を有し、かつ、該第１のラインが接地接続される第１の位置と、該第２のラインが接地接続される第２の位置との間で切換えを行い、該第２のスイッチは、該ローパスフィルタに接続される共通端子を有し、かつ、該第１のラインが該ローパスフィルタに接続される第１の位置と、該第２のラインが該ローパスフィルタに接続される第２の位置との間で切換えを行い、これにより、該第１のスイッチが第２の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第１の位置にある場合には、負荷にかかる電圧が正であり、該第１のスイッチが第１の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第２の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が負であり、該第１のスイッチが第１の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第１の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が０にクランプされ、該正の負荷端子および該負の負荷端子がＶＰに接続され、該第１のスイッチが第２の位置にあり、かつ、該第２のスイッチが第２の位置にある場合には、該負荷にかかる電圧が０にクランプされ、該正の負荷端子および該負の負荷端子がＶＭに接続される、増幅器。 - 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのそれぞれは、単極双投スイッチである、請求項６の増幅器。
- 前記切り換え遷移の順序は、
前記第２のスイッチが第１の位置にある間、前記第１のスイッチが第１の位置にあることの次に、（ｉ）該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあること、または、（ｉｉ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置あることのいずれかが続く、という遷移と、
その次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることが続く、という遷移と、
その次に、（ｉ）該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置あること、または、（ｉｉ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることのいずれかが続く、という遷移と、
その次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることが続く、という遷移と
を含む、請求項６の増幅器。 - 前記切り換え遷移の順序は、
前記第２のスイッチが第１の位置にある間、前記第１のスイッチが第１の位置にあることの次に、該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることが続く、という遷移と、
該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることの 次に、該第２のスイッチが第１の位置にある間、該第１のスイッチが第１の位置にあることが続く、という遷移と
をさらに含む、請求項８の増幅器。 - （ａ）前記第２のスイッチが第１の位置にある間、前記第１のスイッチが第１の位置にあることと、
（ｂ）該第２のスイッチが第２の位置にある間、該第１のスイッチが第２の位置にあることとが、１サイクルごとに交互に選択される、請求項９の増幅器。 - 前記第１のスイッチの各々に接続された電流を感知する手段をさらに備える、請求項６の増幅器。
- 前記電流を感知する手段の各々は、前記第１のスイッチのそれぞれと接地との間で接続された抵抗器を備える、請求項１１の増幅器。
- 前記電流を感知する手段の各々は、前記感知された電流に基づいて出力制御信号を提供する手段をさらに備える、請求項１２の増幅器。
- 各ＰＷＭ段は、前記電流を感知する手段それぞれからの出力制御信号を感知する手段をさらに備え、各ＰＷＭによって生成される一連のパルスは、該出力制御信号それぞれに応答する、請求項１３の増幅器。
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